CN114567278B - 自动增益控制系统及控制方法、射频接收机 - Google Patents

自动增益控制系统及控制方法、射频接收机 Download PDF

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Abstract

本申请提供了一种自动增益控制系统及控制方法、射频接收机，其中，该自动增益控制系统中的功率检测器包括：检波电路，该检波电路的第一输入端和第二输入端依次连接前述跨阻放大器的第一差分输出端和第二差分输出端，用于跟随时钟周期对该跨阻放大器的差分输出信号的波峰进行采样，并通过第一输出节点提供差分检波信号；滤波电路，该滤波电路与检波电路连接，用于将获取的差分检波信号的能量转换成输出电压，以此利用该功率检测器可检测自动增益控制系统中跨阻放大器的输出功率，并通过逻辑控制单元调节接入射频信号的低噪声放大器的增益或输出功率，较现有技术中的其他结构，其工作原理简单，可靠性及可复用性强，便于实现。

Description

自动增益控制系统及控制方法、射频接收机
技术领域
本申请涉及集成电路技术领域，具体涉及一种自动增益控制系统及控制方法、射频接收机。
背景技术
现有射频传输的标准规定了射频接收机需要在很大的输入信号动态范围内正常工作，为保证模拟电路的正常工作，防止出现输出饱和等情况，同时保证数字解调需求的信噪比，通常在整个接收机的链路中会有自动增益控制(Automatic Gain Control，AGC)的检测反馈环路存在。在整个检测反馈环路中一般包括检测模块，量化模块和数字处理模块。最近几年提出好多种检测电路，及整个AGC环路的算法，但多数检测电路设计较为复杂，通常会有放大电路及检波器构成，无法简化整个AGC环路的设计，使得AGC环路的设计在整个接收机链路中占较大的面积。最近几年也未从此方向上做更多的努力，多数是为了更高的检测精度，朝着精细化的方向努力，但对于部分应用却不需要过高的检测精度，但对面积及电路消耗会有要求，针对部分应用场合，我们需要简化检波器的设计，优化整个AGC环路。
传统的AGC控制流程可以包括以下过程：通过天线接收到的射频(radiofrequency，RF)信号通过低噪声放大器(low noise amplifier，LNA)放大，再通过混频器(Mixer)变频以及通过跨阻放大器(trans impedance amplifier，TIA)进行功率放大，而后经过低通滤波器(Low pass filter，LPF)滤波后，输出给可编程增益放大器(ProgrammableGain Amplifier，PGA)。其中，位于反馈调节环路的功率检测器(power decetor，PWD)用于检测TIA的输出功率，将检测到的功率值转换成电压信号输送给模数转换器(analog todigital converter，ADC)。ADC用于接收来自PWD的电压信号，将电压信号进行量化转变为数字信号，并将量化的数字信号输出给逻辑控制单元。逻辑控制单元用于对输入的数字信号进行数字逻辑控制，以实现对LNA进行增益调节。
但是现有研究中，具有高动态范围的功率检测器包含较多的电路模块，结构复杂，且当输入功率较大时，功率检测器的功耗也较高；如此，功率检测器虽具有高动态范围，但因此带来的高功耗和高成本，也限制了其应用。
发明内容
本申请提供了一种自动增益控制系统及控制方法，射频接收机，通过简单地电路设计，即可实现功率检测器的功能，且其原理简单，便于实现。
一方面本申请提供了一种用于自动增益控制系统的功率检测器，该功率检测器用于检测跨阻放大器的输出功率，并通过逻辑控制单元调节接入射频信号的低噪声放大器的增益或输出功率，其中，该功率检测器包括：
检波电路，该检波电路的第一输入端和第二输入端依次连接前述跨阻放大器的第一差分输出端和第二差分输出端，用于跟随时钟周期对该跨阻放大器的差分输出信号的波峰进行采样，并通过第一输出节点提供差分检波信号；
滤波电路，该滤波电路与检波电路连接，用于将利用前述第一输出节点获取的差分检波信号的能量转换成输出电压。
优选地，前述的检波电路包括：
第一晶体管、第二晶体管和第三晶体管，该第一晶体管的第一端和第二晶体管的第一端共同连接供电端，该第一晶体管的第二端和第二晶体管的第二端共同连接第三晶体管的第一端，该第三晶体管的第二端接地，
并且，该第一晶体管的控制端通过第一滤波网络连接前述跨阻放大器的第一差分输出端，接入第一差分信号，该第二晶体管的控制端通过第二滤波网络连接前述跨阻放大器的第二差分输出端，接入第二差分信号，该第三晶体管的控制端接入偏置电压，
该第三晶体管的第一端作为前述的第一输出节点，用于提供前述的差分检波信号。
优选地，前述的第一滤波网络包括：
第一电阻和第一电容，该第一电阻和第一电容串联连接在共模输入端与前述的第一差分输出端之间，且该第一电阻与第一电容之间的连接节点连接第一晶体管的控制端。
优选地，前述的第二滤波网络包括：
第二电阻和第二电容，该第二电阻和第二电容串联连接在共模输入端与前述的第二差分输出端之间，且该第二电阻与第二电容之间的连接节点连接前述第二晶体管的控制端。
优选地，前述的第一电阻与第二电阻的规格相同，且前述的第一电容与第二电容的规格相同。
优选地，前述的滤波电路包括：
第三电阻和第三电容，该第三电阻和第三电容串联连接在第一输出节点与地之间，且该第三电阻与第三电容之间的连接节点作为该功率检测器的输出端，用于提供前述的输出电压。
优选地，前述的第一晶体管、第二晶体管和第三晶体管的其中任一为N沟道型的金属氧化物半导体场效应晶体管器件。
另一方面本申请还提供了一种自动增益控制系统，其包括：
主电路，该主电路包括依次连接的低噪声放大器、混频器、跨阻放大器、低通滤波器和可编程增益放大器，该跨阻放大器具有提供第一差分信号的第一差分输出端和提供第二差分信号的第二差分输出端；以及
位于反馈环路中的功率检测器、模数转换器和逻辑控制单元，该功率检测器为如前所述的功率检测器，用于检测该跨阻放大器的输出功率，并通过逻辑控制单元调节接入射频信号的低噪声放大器的增益或输出功率。
优选地，前述的模数转换器用于对功率检测器生成的输出电压进行量化处理，生成恒定参数的电压编码。
优选地，前述的模数转换器包括：
参考电压产生电路，包括依次串联连接在供电端与地之间的电阻串，且通过选通至少相邻两个电阻之间的连接节点以提供后级电路所需的至少一个参考电压和共模电压；
电平转换电路，用于根据供电端接入的电源电压、前述至少一个参考电压和共模电压生成跟随该功率检测器的工艺角及温度同比例变化的基准电压；
比较器阵列，用于根据时钟周期的时序依次将前述的输出电压与基准电压进行比较，生成温度计码；
编码电路，该编码电路与前述的比较器阵列连接，用于将温度计码转换成二进制码；
输出寄存器电路，用于获取前述的二进制码并跟随时钟周期将该二进制码输出给前述的低噪声放大器。
优选地，前述的电平转换电路包括：
第四晶体管、第五晶体管和第六晶体管，该第四晶体管的第一端和第五晶体管的第一端共同连接供电端，该第四晶体管的第二端和第五晶体管的第二端共同连接第六晶体管的第一端，该第六晶体管的第二端接地，
并且，该第四晶体管的控制端与第五晶体管的控制端分别接入前述至少一个参考电压，该第六晶体管的控制端接入前述的偏置电压，
该第六晶体管的第一端作为前述的第二输出节点，用于提供前述的基准电压。
优选地，前述的第四晶体管与第一晶体管的温度系数相同，前述的第五晶体管和第二晶体管的温度系数相同，且前述的第六晶体管与第三晶体管的温度系数相同。
另一方面本申请还提供了一种用于如前所述的自动增益控制系统的控制方法，其包括：
利用位于该自动增益控制系统中反馈环路上的功率检测器检测该自动增益控制系统的主电路中跨阻放大器的输出功率；以及
获取检测结果并将其通过逻辑控制单元转换生成的信号，调节接入射频信号的低噪声放大器的增益或输出功率。
优选地，前述的获取检测结果并将其通过逻辑控制单元转换生成的信号，调节接入射频信号的低噪声放大器的增益或输出功率的步骤包括：
利用参考电压产生电路提供后级电路所需的至少一个参考电压和共模电压；
根据电源电压、至少一个参考电压和共模电压生成跟随前述功率检测器的工艺角及温度同比例变化的基准电压；
根据时钟周期的时序依次将前述输出电压与基准电压进行比较，生成温度计码；
将该温度计码转换成二进制码；
获取该二进制码并跟随时钟周期将该二进制码输出给前述的低噪声放大器。
另一方面本申请还提供了一种射频接收机，其包括如前所述的功率检测器。
本申请的有益效果是：本申请提供的自动增益控制系统及控制方法、射频接收机，其中，该自动增益控制系统中的功率检测器包括：检波电路，该检波电路的第一输入端和第二输入端依次连接前述跨阻放大器的第一差分输出端和第二差分输出端，用于跟随时钟周期对该跨阻放大器的差分输出信号的波峰进行采样，并通过第一输出节点提供差分检波信号；滤波电路，该滤波电路与检波电路连接，用于将获取的差分检波信号的能量转换成输出电压，以此利用该功率检测器可检测自动增益控制系统中跨阻放大器的输出功率，并通过逻辑控制单元调节接入射频信号的低噪声放大器的增益或输出功率，较现有技术中的其他结构，其结构及工作原理简单，可靠性及可复用性强，便于实现，且成本低。
其次，本申请提供的自动增益控制系统加入与功率检测器相匹配的电平转换模块，将模数转换器固定的参考电压，转换成与功率检测器输出电压信号随工艺-电压-温度(Process Voltage Temperature，PVT)变化同比例变化的基准电压，这样功率检测器输出的PVT误差很好的在模数转换器这一侧被抵消，很好的实现了系统PVT下的准确性。
附图说明
通过以下参照附图对本申请实施例的描述，本申请的上述以及其他目的、特征和优点将更为清楚。
图1示出本申请实施例提供的一种自动增益控制系统的结构示意框图；
图2示出本申请实施例提供的用于自动增益控制系统的功率检测器的电路结构示意图；
图3示出图2所示功率检测器中各个信号的时序波形示意图；
图4示出图1所示自动增益控制系统中模数转换器的结构示意图；
图5示出本申请实施例提供的自动增益控制系统中模数转换器的结构示意图；
图6示出图5所示模数转换器中电平转换电路的结构示意图。
具体实施方式
为了便于理解本申请，下面将参照相关附图对本申请进行更全面的描述。附图中给出了本申请的较佳实施例。但是，本申请可以通过不同的形式来实现，并不限于本文所描述的实施例。相反的，提供这些实施例的目的是使对本申请内容的理解更加透彻全面。
除非另有定义，本文所使用的所有的技术和科学术语与属于本申请的技术领域的技术人员通常理解的含义相同。在本申请的说明书中所使用的术语只是为了描述具体的实施例的目的，不是旨在于限制本申请。
无线设备(例如，蜂窝电话或智能电话)可传送和接收数据以与无线通信系统进行双向通信。无线设备可包括用于数据传输的发射机以及用于数据接收的接收机。对于数据传输，在发射机内，模拟输出基带信号可以被放大器放大，被低通滤波器滤波以移除由数模转换造成的镜频，被可变增益放大器(VGA)放大，并且被上变频器从基带上变频至RF信号，放大该经调制的RF信号以获得具有恰当输出功率电平的输出RF信号，并经由天线将该输出RF信号发射到基站。对于数据接收，接收机可经由天线获得收到RF信号，放大该收到RF信号并用接收LO信号对该收到RF信号进行下变频，并处理该经下变频信号以恢复由基站发送的数据。
无线设备可以包括用以测量RF信号功率的功率检测器。功率检测器可提供可以是输入信号的平方函数的输出信号并且可被称作平方律检波器。功率检测器可以用互补金属氧化物半导体(CMOS)晶体管来实现，并且可以使用CMOS晶体管的漏极电流与栅极电压之间的平方律关系将输入信号功率转换成输出电流。功率检测器与功率检测器增益相关联，功率检测器增益是输出电流与输入信号功率之间的转换增益。功率检测器增益可以与电子迁移率成比例，电子迁移率可以是温度的函数。因此，功率检测器增益将随温度而变，例如，对于某些集成电路(IC)工艺而言改变高达7分贝(dB)。功率检测器增益随温度的变化会影响功率检测器检测的准确性。
在无线通讯系统中，RF功率检测器应用于射频前端电路，以实现信号功耗的优化，改善电路单元的效率、增益及功率的线性度，以及实现对输出功率或电路的增益大小的自动控制。该功率测量具有多种用途，包括控制RF放大器的输出以便增加它们的效率并确保它们以适当的幅度发射RF信号。
由于RF功率检测器用于测量功率，因此许多特性是所期望的。例如，RF功率检测器的一个所期望属性是在它们的正常动态范围内的线性响应，以便确保测量的可预测性和精确性。另一个所期望的属性是温度补偿，因为输出随工作温度变化的功率检测器通常是不那么可预测的。又一所期望的属性是方向耦合。更具体地，通常期望RF功率检测器只对于受监控的RF信号源所递送的功率是敏感的，且对于其它RF信号源，比如反射的信号和环境噪声是不敏感的。
在这些属性方面，为了提高RF功率检测器电路的各种特性存在持续的努力。
而在目前信号功率检测的电路设计中，采用的设计技术主要包括两种方案，一种是峰值功率检测，一种是RMS功率检测；峰值功率检测方式主要适用于输出信号包络恒定以及信号的峰均比比较低的情况下；RMS功率检测方式适用于高峰均比、精度好的输出调制信号，能够实现功率检测器输出直流电压信号与输入调制信号的功率的线性化转化，即linear in dB。采用RMS功率检测方式实现功率检测器的途径可以基于以下几种方式实现：(1)热电学器件方式；(2)二极管方式；(3)双极型晶体管实现方式；(4)金属氧化层半导体场效晶体管(Metal Oxide Semiconductor Field-Effect Transistor，MOSFET，以下简称为MOS管)的方式；在当前的设计趋势和集成电路应用集成度越来越高，以及低成本的追求，标准CMOS工艺的成为主流应用，因此方式4成为的最为当前最为广泛的应用方式；在采用MOS管实现的方式中，一些设计基于MOS管的本身的电流平方律电学特性实现功率检测，但是具有比较窄的输入功率检测范围；另一些为了实现宽动态范围，采用多个基础单元，但是难以实现好的线性度；一些设计方案为了实现好的线性度，采用对数放大器和整流器结合的方式，但是在微波毫米波系统应用中，频率高达几十GHz，对数放大器的增益无法保证，难以实现高频率下的应用。
下面，参照附图对本申请进行详细说明。
图1示出本申请实施例提供的一种自动增益控制系统的结构示意框图，图2示出本申请实施例提供的用于自动增益控制系统的功率检测器的电路结构示意图，图3示出图2所示功率检测器中各个信号的时序波形示意图。
本申请实施例提供了一种自动增益控制(AGC)系统，也是功率检测器(PWD)的发射机系统，如图1所示。结合图1～图3，来理解本申请实施例提供的AGC系统，其中，包括：
主电路，该主电路包括依次连接的天线、低噪声放大器(LNA)、接入本振信号的混频器(Mixer)、跨阻放大器(TIA)、低通滤波器(LPF)和可编程增益放大器(PGA)，该跨阻放大器(TIA)具有提供第一差分信号Vinn的第一差分输出端和提供第二差分信号Vinp的第二差分输出端；以及
位于反馈调节环路的功率检测器(PWD)、模数转换器(ADC)和逻辑控制单元(Control logic unit)。其中，TIA也可以称为功率放大器或者可以更换为功率放大器，具有放大功率的功能。
参考图2，在本实施例中，该功率检测器(PWD)100包括：检波电路110和滤波电路120，
其中，该检波电路110的第一输入端和第二输入端依次连接前述跨阻放大器(TIA)的第一差分输出端和第二差分输出端，用于跟随时钟周期对该跨阻放大器(TIA)的差分输出信号(Vinn和Vinp)的波峰进行采样，并通过第一输出节点提供差分检波信号out1；该滤波电路120与检波电路110连接，用于将获取的差分检波信号out1的能量转换成输出电压Vsig，该输出电压Vsig用于表征该跨阻放大器(TIA)的输出功率。
进一步的，在本实施例中，前述的检波电路110包括：
第一晶体管M1、第二晶体管M2和第三晶体管M0，该第一晶体管M1的第一端和第二晶体管M2的第一端共同连接供电端，该第一晶体管M1的第二端和第二晶体管M2的第二端共同连接第三晶体管M0的第一端，该第三晶体管M0的第二端接地，
并且，该第一晶体管M1的控制端通过第一滤波网络101连接前述跨阻放大器的第一差分输出端，接入第一差分信号Vinn，该第二晶体管M2的控制端通过第二滤波网络102连接前述跨阻放大器的第二差分输出端，接入第二差分信号Vinp，该第三晶体管M0的控制端接入偏置电压Vbn，
该第三晶体管M0的第一端作为前述的第一输出节点，用于提供前述的差分检波信号out1。具体地，在本实施例中，第一晶体管M1和第二晶体管M2均为准静态栅结构，M1和M2分别将第一差分信号Vinn和第二差分信号Vinp的波峰信号分别采下，第一输出节点输出的差分检波信号out1为差分信号(Vinp和Vinn)的总的信号。
进一步的，在本实施例中，前述的第一滤波网络101包括：
第一电阻R1和第一电容C1，该第一电阻R1和第一电容C1串联连接在共模输入端与前述的第一差分输出端之间，且该第一电阻R1与第一电容C1之间的连接节点连接第一晶体管M1的控制端。
进一步的，在本实施例中，前述的第二滤波网络102包括：
第二电阻R2和第二电容C2，该第二电阻R2和第二电容C2串联连接在共模输入端与前述的第二差分输出端之间，且该第二电阻R2与第二电容C2之间的连接节点连接前述第二晶体管M2的控制端。
进一步的，在本实施例中，前述的第一电阻R1与第二电阻R2的规格(即阻值)相同，且前述的第一电容C1与第二电容C2的规格(即容值)相同。
进一步的，在本实施例中，前述的滤波电路120包括：
第三电阻R3和第三电容C3，该第三电阻R3和第三电容C3串联连接在前述的第一输出节点与地之间，且该第三电阻R3与第三电容C3之间的连接节点作为该功率检测器(PWD)100的输出端，用于提供前述的输出电压Vsig。
进一步的，在本实施例中，该第三电阻R3包括滑动变阻器件，且其参与工作的电阻值大小可根据系统的滤波需求相应的进行选取。
在可替代的实施方式中，该滤波电路120也有多种实现方式，关于低通滤波电路的实现方式，可参考现有技术，本申请实施例不再赘述。
进一步的，在本实施例中，前述的第一晶体管M1、第二晶体管M2和第三晶体管M0的其中任一为N沟道型的金属氧化物半导体场效应晶体管(Metal Oxide SemiconductorField-Effect Transistor，MOSFET，以下简称为MOS管)器件。可知的，金属-氧化物-半导体(Metal-Oxide-SemIConductor)结构的晶体管简称MOS晶体管，有P型MOS管和N型MOS管之分。MOS管构成的集成电路称为MOS集成电路，而PMOS管和NMOS管共同构成的互补型MOS集成电路即为CMOS集成电路。由P型衬底和两个高浓度N扩散区构成的MOS管叫作N沟道MOS管，该管导通时在两个高浓度N扩散区间形成N型导电沟道。N沟道增强型MOS管必须在栅极上施加正向偏压，且只有栅源电压大于阈值电压时才有导电沟道产生的N沟道MOS管。N沟道耗尽型MOS管是指在不加栅压(栅源电压为零)时，就有导电沟道产生的N沟道MOS管。
在本实施例中，该功率检测器(PWD)100用于检测跨阻放大器(TIA)的输出功率，并通过逻辑控制单元(Control logic unit)调节接入射频(RF)信号的低噪声放大器(LNA)的增益或输出功率，相较现有技术中的其他功率检测器结构，其工作原理简单，可靠性及可复用性强，便于实现。
图4示出图1所示自动增益控制系统中模数转换器的结构示意图，图5示出本申请实施例提供的自动增益控制系统中模数转换器的结构示意图，图6示出图5所示模数转换器中电平转换电路的结构示意图。
在现有的AGC控制系统里，对于同一个功率放大器(TIA)的输出功率，即PWD输出的电压信号，会随着工艺-电压-温度(Process Voltage Temperature，PVT)的变化而变化，而且传统的ADC对变化的电压信号进行处理，得到的数字信号也是变化的，这就导致经过AGC控制系统后，可能会量化出不同的结果，这样会造成PWD的检测范围窄以及线性度低，影响AGC控制系统在PVT下的准确性。
如图4所示，为传统的flash ADC电路结构，被测信号(前述的输出电压Vsig)统一接比较器的负输入端，比较器的正输入端分别接对应的参考电压值(Vrefn和Vrefp)，比较器的输出是一个温度计码的形式，需要有编码电路将温度计码转换成二进制码，再由输出寄存器将转换结果统一输出。该结构的ADC，整个ADC的转换时间几乎是一个比较器的时间，故而速度特别快，但同时因为N比特位的数据传输，就需要2N个比较器，消耗太大的面积，故而精度一般做的不高，仅适用于AGC检测环路的应用。但是该结构的flash ADC由于采用固定的参考电压，而根据图2所示的功率检测器(PWD)100可知，跨阻放大器(TIA)的差分输出信号经过电容C1(或C2)采样及NMOS管M1(或M2)的整流，再经滤波电路120，整个过程是随工艺角及温度的变化而变化的，主要影响电容的容值及NMOS管的特性，故其输出电压Vsig在不同的工艺角及温度下表现不一样，因此检测的结果会出现偏差，导致系统PVT下的准确性较差。
参考图5和图6，在本实施例提供的AGC系统中，模数转换器(ADC)200可用于对功率检测器(PWD)100生成的输出电压Vsig进行量化处理，生成不随其工艺角及温度变化的恒定电压编码。
进一步的，在本实施例中，前述的模数转换器(ADC)200与图4所示的flash ADC结构相类似，区别之处在于：本申请实施例提供的AGC系统在传统的flash ADC的基础上在固定参考电压和比较器之间直接插入电平转换电路220。
如图5所示，在本实施例中，该模数转换器(ADC)200包括：参考电压产生电路210、电平转换电路220、比较器阵列230、编码电路240和输出寄存器电路250，
其中，该参考电压产生电路210包括依次串联连接在供电端与地之间的电阻串，且通过选通至少相邻两个电阻之间的连接节点以提供后级电路所需的至少一个参考电压(Vrefn和Vrefp)和共模电压Vcm；
该电平转换电路220用于根据供电端接入的电源电压VDD、前述至少一个参考电压(Vrefn和Vrefp)和共模电压Vcm生成跟随该功率检测器(PWD)100的工艺角及温度同比例变化的基准电压Vref，如图6所示；
该比较器阵列230包括多个比较器，用于根据时钟周期的时序依次将前述的输出电压Vsig与基准电压Vref<n:0>进行比较，生成温度计码；
该编码电路240与前述的比较器阵列230连接，用于将温度计码转换成二进制码；
该输出寄存器电路250用于获取前述的二进制码并跟随时钟周期将该二进制码输出给前述的低噪声放大器(LNA)。
进一步的，参考图6，在本实施例中，前述的电平转换电路220包括：
第四晶体管M3、第五晶体管M4和第六晶体管M5，该第四晶体管M3的第一端和第五晶体管M4的第一端共同连接供电端，该第四晶体管M3的第二端和第五晶体管M4的第二端共同连接第六晶体管M5的第一端，该第六晶体管M5的第二端接地，
并且，该第四晶体管M3的控制端与第五晶体管M4的控制端分别接入前述至少一个参考电压(Vrefp<n:0>和Vrefn<n:0>)，该第六晶体管M5的控制端接入前述的偏置电压Vbn，
该第六晶体管M5的第一端作为前述的第二输出节点，用于提供前述的基准电压Vref<n:0>。
进一步的，在本实施例中，前述的第四晶体管M3与第一晶体管M1的温度系数相同，前述的第五晶体管M4和第二晶体管M2的温度系数相同，且前述的第六晶体管M5与第三晶体管M0的温度系数相同。
在本实施例中，电平转换电路220可以认为是功率检测器(PWD)100的镜像电路，其成功复制了功率检测器(PWD)100中各NMOS管的特性，如图2和图6所示，该电平转换电路220输入为一固定电压，输出为随工艺角及温度变化的基准电压。虽然模数转换器(ADC)200输入的被测信号(即输出电压Vsig)会随工艺角及温度变化，但其基准电压Vref也会随工艺角及温度同比例变化，故而保证该模数转换器(ADC)200的输出不会随工艺角及温度变化，始终是一个固定的值。
因此，本申请实施例提供的AGC系统中模数转换器(ADC)200与功率检测器(PWD)100可实现特性匹配，使该模数转换器(ADC)200能够将固定的参考电压，转换成与功率检测器(PWD)100输出电压Vsig随PVT变化同比例变化的基准电压Vref，这样功率检测器(PWD)100输出的PVT误差很好的在模数转换器(ADC)200这一侧被抵消，很好的实现了系统PVT下的准确性，有效避免现有技术中存在的功率检测器(PWD)的检测范围窄、线性度低，难以在高频率下应用等问题。
另一方面本申请还提供了一种用于如前述实施例所述的AGC系统的控制方法，其包括：
利用位于该AGC系统中反馈环路上的功率检测器检测该AGC系统的主电路中跨阻放大器的输出功率；以及
获取检测结果并将其通过逻辑控制单元转换生成的信号，调节接入射频信号的低噪声放大器的增益或输出功率。
优选地，前述的获取检测结果并将其通过逻辑控制单元转换生成的信号，调节接入射频信号的低噪声放大器的增益或输出功率的步骤包括：
利用参考电压产生电路提供后级电路所需的至少一个参考电压和共模电压；
根据电源电压、至少一个参考电压和共模电压生成跟随前述功率检测器的工艺角及温度同比例变化的基准电压；
根据时钟周期的时序依次将前述输出电压与基准电压进行比较，生成温度计码；
将该温度计码转换成二进制码；
获取该二进制码并跟随时钟周期将该二进制码输出给前述的低噪声放大器。
还需说明的是，本申请实施例提供的功率检测器(PWD)100可以用于各种电子设备，诸如无线通信设备、智能电话、平板计算机、个人数字助理(PDA)、手持式设备、无线调制解调器、膝上型计算机、智能本、上网本、无绳电话、无线本地环路(WLL)站、蓝牙设备、消费电子设备，等等。为清楚起见，以下描述功率检测器在无线通信设备中的用途。
此外，本申请实施例提供的功率检测器(PWD)100，还可以用在功率放大器、接收机、发射机等多种组件或设备中。
应当说明的是，在本申请的描述中，需要理解的是，术语“上”、“下”、“内”等指示方位或位置关系，仅是为了便于描述本申请和简化描述，而不是指示或暗示所指的组件或元件必须具有特定的方位，以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本申请的限制。
此外，在本文中，所含术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。
最后应说明的是：显然，上述实施例仅仅是为清楚地说明本申请所作的举例，而并非对实施方式的限定。对于所属领域的普通技术人员来说，在上述说明的基础上还可以做出其它不同形式的变化或变动。这里无需也无法对所有的实施方式予以穷举。而由此所引申出的显而易见的变化或变动仍处于本申请的保护范围之中。

Claims (13)

1.一种自动增益控制系统，其特征在于，包括：
主电路，所述主电路包括依次连接的低噪声放大器、混频器、跨阻放大器、低通滤波器和可编程增益放大器，所述跨阻放大器具有提供第一差分信号的第一差分输出端和提供第二差分信号的第二差分输出端；以及
位于反馈环路中的功率检测器、模数转换器和逻辑控制单元，所述功率检测器用于检测跨阻放大器的输出功率，并通过所述逻辑控制单元调节接入射频信号的所述低噪声放大器的增益或输出功率，
其中，所述模数转换器包括：
参考电压产生电路，包括依次串联连接在供电端与地之间的电阻串，且通过选通至少相邻两个电阻之间的连接节点以提供后级电路所需的至少一个参考电压和共模电压；
电平转换电路，用于根据电源电压、所述至少一个参考电压和所述共模电压生成跟随所述功率检测器的工艺角及温度同比例变化的基准电压；
比较器阵列，用于根据时钟周期的时序依次将所述功率检测器的输出电压与所述基准电压进行比较，生成温度计码；
编码电路，所述编码电路与所述比较器阵列连接，用于将所述温度计码转换成二进制码；
输出寄存器电路，用于获取所述二进制码并跟随时钟周期将所述二进制码输出给所述低噪声放大器。
2.根据权利要求1所述的自动增益控制系统，其特征在于，所述功率检测器包括：
检波电路，所述检波电路的第一输入端和第二输入端依次连接所述跨阻放大器的第一差分输出端和第二差分输出端，用于跟随时钟周期对所述跨阻放大器的差分输出信号的波峰进行采样，通过第一输出节点提供差分检波信号；
滤波电路，所述滤波电路与所述检波电路连接，用于将利用所述第一输出节点获取的所述差分检波信号的能量转换成所述输出电压，所述输出电压用于表征所述跨阻放大器的输出功率。
3.根据权利要求2所述的自动增益控制系统，其特征在于，所述检波电路包括：
第一晶体管、第二晶体管和第三晶体管，所述第一晶体管的第一端和所述第二晶体管的第一端共同连接供电端，所述第一晶体管的第二端和所述第二晶体管的第二端共同连接所述第三晶体管的第一端，所述第三晶体管的第二端接地，
并且，所述第一晶体管的控制端通过第一滤波网络连接所述跨阻放大器的第一差分输出端，接入第一差分信号，所述第二晶体管的控制端通过第二滤波网络连接所述跨阻放大器的第二差分输出端，接入第二差分信号，所述第三晶体管的控制端接入偏置电压，
所述第三晶体管的第一端作为所述第一输出节点，用于提供所述差分检波信号。
4.根据权利要求3所述的自动增益控制系统，其特征在于，所述第一滤波网络包括：
第一电阻和第一电容，所述第一电阻和所述第一电容串联连接在共模输入端与所述第一差分输出端之间，且所述第一电阻与所述第一电容之间的连接节点连接所述第一晶体管的控制端。
5.根据权利要求4所述的自动增益控制系统，其特征在于，所述第二滤波网络包括：
第二电阻和第二电容，所述第二电阻和所述第二电容串联连接在共模输入端与所述第二差分输出端之间，且所述第二电阻与所述第二电容之间的连接节点连接所述第二晶体管的控制端。
6.根据权利要求5所述的自动增益控制系统，其特征在于，所述第一电阻与所述第二电阻的规格相同，且所述第一电容与所述第二电容的规格相同。
7.根据权利要求6所述的自动增益控制系统，其特征在于，所述滤波电路包括：
第三电阻和第三电容，所述第三电阻和所述第三电容串联连接在所述第一输出节点与地之间，且所述第三电阻与所述第三电容之间的连接节点作为所述功率检测器的输出端，用于提供所述输出电压。
8.根据权利要求3所述的自动增益控制系统，其特征在于，所述第一晶体管、所述第二晶体管和所述第三晶体管的其中任一为N沟道型的金属氧化物半导体场效应晶体管器件。
9.根据权利要求7所述的自动增益控制系统，其特征在于，所述电平转换电路包括：
第四晶体管、第五晶体管和第六晶体管，所述第四晶体管的第一端和所述第五晶体管的第一端共同连接供电端，所述第四晶体管的第二端和所述第五晶体管的第二端共同连接所述第六晶体管的第一端，所述第六晶体管的第二端接地，
并且，所述第四晶体管的控制端与所述第五晶体管的控制端分别接入所述参考电压，所述第六晶体管的控制端接入所述偏置电压，
所述第六晶体管的第一端作为第二输出节点，用于提供所述基准电压。
10.根据权利要求9所述的自动增益控制系统，其特征在于，所述第四晶体管与所述第一晶体管的温度系数相同，所述第五晶体管和所述第二晶体管的温度系数相同，且所述第六晶体管与所述第三晶体管的温度系数相同。
11.一种用于如权利要求1～10中任一项所述的自动增益控制系统的控制方法，其特征在于，包括：
利用位于所述自动增益控制系统中反馈环路上的功率检测器检测所述自动增益控制系统的主电路中所述跨阻放大器的输出功率；以及
获取检测结果并将其通过逻辑控制单元转换生成的信号，调节接入射频信号的低噪声放大器的增益或输出功率。
12.根据权利要求11所述的控制方法，其特征在于，所述获取检测结果并将其通过逻辑控制单元转换生成的信号，调节接入射频信号的低噪声放大器的增益或输出功率的步骤包括：
利用参考电压产生电路提供后级电路所需的至少一个参考电压和共模电压；
根据电源电压、所述至少一个参考电压和所述共模电压生成跟随所述功率检测器的工艺角及温度同比例变化的基准电压；
根据时钟周期的时序依次将所述输出电压与所述基准电压进行比较，生成温度计码；
将所述温度计码转换成二进制码；
获取所述二进制码并跟随时钟周期将所述二进制码输出给所述低噪声放大器。
13.一种射频接收机，其特征在于，包括如权利要求1-10任一项所述的自动增益控制系统。
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