CN114503388A - 使用动态调整的电池电压阈值的电池充电系统和方法 - Google Patents

使用动态调整的电池电压阈值的电池充电系统和方法 Download PDF

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Abstract

电池充电系统实时确定电池的当前状况，并基于当前电池状况动态地确定用于控制电池充电模式的阈值电压。电池充电系统基于电池电压和动态地确定的阈值电压，使用恒定电流(CC)模式或恒定电压(CV)模式对电池充电。电池充电系统可以实时确定电池的电压和电流，而无需从电池充电系统的功率接收侧接收关于电池的信息。

Description

使用动态调整的电池电压阈值的电池充电系统和方法
优先权
本申请主张2019年5月23日在美国专利和商标局提交的第62/852143号美国临时专利申请的优先权和利益，该申请的全部内容通过引用并入本文，如同下文对其全部内容和所有适用目的进行了充分阐述。
技术领域
下面讨论的技术通常涉及可充电电池，并且具体涉及用于基于用于控制充电模式的动态调整的电池阈值电压对电池充电的充电系统和方法。
背景技术
图1是示出示例性2阶段电池充电过程的图。这两个阶段是恒定电流(CC)模式和恒定电压(CV)模式。在CC模式下，系统以恒定电流对电池充电。在CV模式下，系统以恒定电压对电池充电。荷电状态(SoC)可定义为电池满容量的百分比，可用于控制充电过程。健康状态(SoH)是指与其新状况相比的电池状况。通常，电池的SoH在制造时为100％，并随着时间和使用逐渐降低。充电系统可以具有电池管理电路，在充电期间监测电池状况(例如，电压和电流)。充电模式的选择可能取决于与特定SoC相对应的电池电压。在一个示例中，当电池电压小于某个预设值或电池参考值(Vbatref)时，充电系统在CC模式下工作，并向电池提供恒定的充电电流102。当电池在CC模式下以恒定电流充电时，电池电压升高。当电池电压(Vbat)达到或超过预设值或参考值(例如,Vbat≥Vbatref)时，充电系统切换到CV模式，并向电池提供恒定的充电电压104。然而，使用恒定或固定的预设电压Vbatref来选择充电模式(CC模式或CV模式)可能不会导致为延长电池寿命和/或充电效率而对电池进行最优充电。
发明内容
总的来说，本发明提供了一种使用电池电压阈值对电池充电的方法和系统，该电池电压阈值基于电池的变化的最大充电状态(SoC)和/或健康状态(SoH)动态地确定或更新。
本发明的一个方面提供了一种用于对电池充电的电池充电系统。该电池充电系统包括被配置为对电池充电的充电电路和与充电电路通信耦合的控制器。控制器被配置为确定电池的当前状况，并基于当前状况动态地确定用于控制充电电路的充电模式的阈值电压。控制器还被配置为在充电期间确定电池的电池电压，配置充电电路以在电池电压小于阈值电压时使用恒定电流(CC)模式对电池充电，并配置充电电路以在电池电压等于或大于阈值电压时使用恒定电压(CV)模式对电池充电。
本发明的另一方面提供了一种电池充电方法。该方法确定电池的当前状况，并基于当前状况动态地确定用于控制电池充电模式的阈值电压。该方法还在充电期间确定电池的电池电压，当电池电压小于阈值电压时使用恒定电流(CC)模式对电池充电，并且当电池电压等于或大于阈值电压时使用恒定电压(CV)模式对电池充电。
附图说明
图1是示出示例性2阶段电池充电过程的图。
图2是示出根据本公开的一些方面的示例性电池充电系统的图。
图3是示出示例性电池的充电状态(SoC)特性的变化的图。
图4是示出根据本公开的一些方面的示例性充电曲线图的图。
图5是图示根据本公开的一些方面的阈值电压关于示例性电池的健康状态(SoH)的变化的图。
图6是示出突出显示总电荷的示例性充电分布的图。
图7是示出根据本发明的一些方面的示例性电池的阈值电压(Vbatref)和最大SoC(SoCmax)之间的映射的图。
图8和图9示出了本发明中用于确定SoC的两个示例性电池电路模型。
图10是示出根据本公开的一些方面的使用动态更新的阈值电压来选择充电模式的示例性充电过程的流程图。
图11是示出根据本发明的一些方面的示例性无线充电系统的框图。
图12是示出示例性功率逆变器电路的图。
图13和14是示出根据本公开的一些方面的功率逆变器电路的示例性控制信号的图。
图15是示出根据本公开的一些方面的示例性电压传感器的图。
图16是示出根据本公开的一些方面的示例性电流传感器的图。
图17是根据本发明的一些方面的图11的无线充电系统的一部分的简化等效电路。
图18是示出根据本发明的一些方面的用于选择充电模式的示例性控制块的框图。
图19是示出根据本发明的一些方面的用于选择充电模式的另一示例性控制块的框图。
图20是示出根据本发明的一些方面的补偿无线功率传输(WPT)系统的图。
图21是示出根据本发明的一些方面的图20的WPT系统的简化等效电路的图。
图22是示出根据本发明的一些方面的图20的WPT系统的通用控制方案的框图。
具体实施方式
下面结合附图阐述的详细描述旨在作为各种配置的描述，而不是旨在表示可以实践本文所述概念的唯一配置。详细描述包括具体细节，旨在提供对各种概念的透彻理解。然而，对于本领域技术人员来说显而易见的是，这些概念可以在没有这些具体细节的情况下实施。在某些情况下，为了避免混淆这些概念，以框图的形式示出了众所周知的结构和组件。虽然在本申请中通过对一些示例的说明来描述方面和实施例，但本领域技术人员将理解，在许多不同的布置和场景中可能会出现额外的实现和用例。
本发明的各个方面提供了一种使用电池电压阈值对电池充电的方法和系统，该电池电压阈值基于电池的变化的最大充电状态(SoC)和/或健康状态(SoH)动态地确定或更新。在本发明的一些方面中，SoC和SoH可以通过下面的等式(1)和(2)来定义。
Figure BDA0003366900630000031
Figure BDA0003366900630000032
Qreleasable：电池负载的可释放充电容量
Qrated：电池负载的额定充电容量
Qmax：电池的最大充电容量随时间而变差。
示例性电池充电过程基于电池电压阈值，在电池充电过程的不同阶段期间选择恒定电流(CC)模式或恒定电压(CV)模式，该电池电压阈值是相对于变化的电池的最大SoC或SoH而动态地确定的。在本发明的一些方面中，充电过程可用于有线充电系统和无线充电系统中。本发明的一些方面提供了一种无线充电系统，其被配置为仅基于充电系统的发送器电路的初级电压和电流来控制充电过程。在本发明的一些方面中，无线电池充电系统可以在没有用于反馈控制目的的无线通信系统，并且在电池负载和整流器输出之间的接收器侧没有额外的电池管理电路的情况下实现。
图2是示出被配置为对电池负载204充电的示例性电池充电系统202的图。电池充电系统202可包括控制器206和充电电路208(被配置为使用两个或多个充电模式(例如，恒定电流(CC)模式和恒定电压(CV)模式)对电池204充电)。控制器206执行用于控制和监测充电过程的各种功能。控制器206和充电电路208可以硬件和软件配置的各种组合来实现。控制器206取决于电池电压选择充电模式(CC或CV模式)。例如，充电电路208和/或控制器206可被配置为实时或频繁地监测电池电压，以在充电期间密切监测电池电压。当电池电压(Vbat)小于预设参考值(Vbatref)或电压阈值时，充电电路提供恒定电流(CC模式)对电池进行充电。当电池电压达到或超过电压阈值(Vbat≥Vbatref)时，充电电路提供恒定电压(CV模式)对电池充电。
在一些示例中，阈值电压(Vbatref)可以固定为常量。然而，使用恒定或固定的阈值电压来控制充电模式(CC或CV)通常不会导致为延长电池寿命而对电池进行最优充电。这是因为电池电压与电池SoC和SoH之间的关系会随时间而变化。实际上，电池的Vbatref和SoC之间的实际关系随着时间、使用和老化而变化。图3示出了示例性电池在新的和老化的状况下的最大SoC随时间的变化。一般来说，最大SoC(SoCmax)随着电池老化而降低。用于将充电模式从CC模式切换到CV模式的合适(例如，最优)电压阈值(Vbatref)也会随时间而变化。因此，在本发明的一些方面中，充电过程频繁地(例如实时地)更新Vbatref与SoC的关系，以便确定充电期间在CC模式和CV模式之间切换的正确、最优或合适的Vbatref。
本发明的各个方面涉及一种改进的充电方法和系统，该方法和系统利用与电池的最新最大SoC容量(SoCmax)和SoH相关的动态更新电池电压阈值(Vbatref)，用于在充电的不同阶段选择CC模式和CV模式。SoCmax和SoH两者在电池的使用寿命和使用期间可能会变化。与将电压阈值视为常数或固定值的已知实践不同，在电池工作时间和充电期间，这种Vbatref值可以随SoCmax和SoH的变化而变化。在本发明的一些方面中，公开了基于变化的SoCmax和SoH动态设置Vbatref值的过程。此更新Vbatref的过程可应用于有线(例如，插入式)充电器和无线充电器。
如图3所示，处于新的和老化状况的电池可能具有不同的最优电池阈值(Vbatref)，用于在充电期间在CC模式和CV模式之间切换。本发明的各个方面提供了一种用于在电池充电期间确定Vbatref值的过程，以便考虑到变化的电池的SoCmax和SoH，可以将变化模式从CC模式改变为CV模式。
图4是示出示例性充电曲线图的图。图5是示出随着电池老化Vbatref随着SoC/SoH逐渐变化的图。参考图4，在初始充电阶段(在图4中表示为预充电阶段)，将电池电压(Vbat)与表示电池几乎“短路”情况的预定低值(Vbat(sc))进行比较。如果Vbat小于Vbat(sc)(Vbat<Vbat(sc))，则电池充电器使用小恒定电流Ibat(sc)在CC模式下对电池充电。当Vbat等于或大于Vbat(sc)(Vbat≥Vbat(sc))时，充电器将恒定电流的大小增加到Iprechg的预充电电平。当Vbat超过Vlowv电平时，充电器会进一步将恒定电流的大小增加至Ibatref电平，这可称为恒定电流阶段的大电流(bulk current)。当Vbat等于或大于Vbatref(Vbat≥Vbatref)时，充电器将充电周期更改为CV模式或恒定电压阶段。充电器继续在CV模式下使用恒定电压对电池充电，直到电池充电电流(Ibat)降至预设电平Iterm-th以下，如图4所示。在本发明的一些方面中，Vbatref相对于变化的SoH或SoCmax自动或动态调整，使得即使电池因老化而变化了SoCmax和SoH，充电器也可以应用适当的CC模式和CV模式，如图5所示。
在初始充电阶段(例如预充电阶段)期间，当电池电压(Vbat)小于电压阈值(Vbatref)时，CC模式用于将充电电流限制在安全电平(例如Iprechg)。在CC模式期间传输到电池的总电荷量等于CC电流下的当前时间区域，并在图6中表示为Qcc。当Vbat≥Vbatref为真，使用CV模式，充电电流将逐渐减小至零或非常低的值。在CV模式下电池吸收的电量在图6中表示为Qcv。
在一个示例中，时间t1处的当前SoC可表示为等式(3)。
Figure BDA0003366900630000061
在等式(3)中，SoC(t0)是时间t0处的初始SoC，η是充电效率，Ibat(t)是充电电流。
k系数可用于基于等式(4)将SoCref(t)与SoCmax联系起来。
SoCref(t)＝k·SoCmax(t) (4)
在等式(4)中，SoCref(t)是对应于电池电压阈值的SoC，在该阈值下，CV模式和CC模式应发生变化，SoCmax(t)对应于电池的最大SoC容量，该容量可能随着电池的工作寿命和使用而降低。
基于图6所示的电荷Qcc和Qcv，并使用等式(3)的一般形式，等式(4)可表示为等式(5)。
Figure BDA0003366900630000062
等式(5)也可用k表示，电荷变量可用等式(6)表示。
Q(t0)+η(QCC)＝k[Q(t0)+η(QCC+QCV)] (6)
根据等式(4)和(6)，对于0<k<1(例如，取决于电池的性质或类型，在0.8到0.95的范围中)，k系数可表示为等式(7a)或(7b)。
Figure BDA0003366900630000063
或
Figure BDA0003366900630000064
在本发明的一些方面中，充电器可在电池寿命期间周期性或频繁地确定或更新SoCmax。电荷变量Q(t0)、Qcc和Qcv可通过本领域已知的各种方法计算。随着电池老化，SoCmax降低，如图3所示。图7是示出Vbatref和SoCmax之间的关系或映射的图。在本示例中，当SoCmax在电池的寿命期间降低时，相对应的Vbatref也会降低。在本发明的一些方面中，Vbatref不是固定值或常数，而是在电池的使用寿命期间可能随着SoCmax的降低而变化的变量。在本发明的一些方面中，通过使用电池模型来估计SoC和SoCmax，并通过根据电池类型设置等式(7a)的k系数，可以在电池的整个寿命期间动态地确定Vbatref。
在本发明的一些方面中，可以取决于可充电电池的类型在一定范围内选择k系数(例如，例如，对于锂离子电池等的0.8到0.95)。由于SoCmax(t)随着特定电池的工作寿命而降低，对于为电池选择的给定k系数，对应于根据等式(7a)的SoC＝k SoCmax的电池电压(Vbat)可被选择作为在充电周期期间CC模式和CV模式应发生变化的电池阈值电压(Vbatref)。Vbat可为充电期间跨电池正极和负极端子上的电压。
为了实现使用频繁更新的Vbatref来控制CC模式和CV模式变化的方法，充电控制器(例如，图2的控制器206)可使用合适的电池模型来估计SoC、SoCmax及其与电池电压Vbat的对应映射。图8和图9示出了可在本发明中用于确定SoC和SoCmax的两个示例性电池电路模型。然而，本发明不限于任何特定电池模型。可使用任何可提供可接受精度的SoC、SoCmax估计及其与电池电压的映射的合适的电池模型。
此外，SoCmax与电池的SoH有关。如上所述，电池在给定时间处的最大SoC容量SoCmax(t)以及发生CC模式和CV模式变化的相应电池电压阈值(Vbatref(t))将随着电池老化而变化。定义当前SoH(SoH(t))的一种示例性方法表示为等式(8)。
Figure BDA0003366900630000071
在本发明的一个方面中，充电过程将电池阈值电压Vbatref(t)视为与当前最大SoC(SoCmax(t))相关或映射的变量。等式(9a)和(9b)是示出Vbatref(t)和SoC(t)/SoH(t)之间关系的示例。
Vbatref(t)→k·SoCmax(t) (9a)
Vbatref(t)→k·SoH(t) (9b)
在本发明的一些方面中，上述充电过程可应用于有线或无线充电系统，使得可使用更准确和最优的电池电压阈值从CC模式切换到CV模式，或反之亦然。
图10是示出使用用于选择充电模式的动态更新阈值电压(Vbatref)的示例性充电过程300的流程图。过程300可以使用有线或无线充电系统(例如，电池充电系统202或无线充电系统400)来实现。在框302，充电系统(例如，控制器206)确定电池的当前状况。例如，当前状况可以是电池的当前SoH(例如，SoH(t))或最大SoC，其指示电池(例如，电池204)在一段时间或使用期间的当前状况(例如，SoH退化)。在一些示例中，当前SoH可等于当前SoCmax(例如，SoCmax(t))。可以使用如上所述的等式(8)来确定当前SoH。
在框304，充电系统基于电池的当前状况(例如，SoH(t))动态地确定用于选择充电模式(例如，CC模式和CV模式)的阈值电压(例如，Vbatref)。动态地确定阈值电压意味着阈值电压不是固定的，并且可以基于其他因素(诸如当前SoH或SoCmax)进行改变。例如，可使用上述等式9(a)或9(b)实时或频繁地确定阈值电压。在框306，充电系统在充电期间确定电池的电池电压。电池电压可以是跨电池端子测量的电压，或基于某些前端充电器参数(例如，初级充电电流和电压或无线充电器)估计的电压。在框308，充电系统使用基于电池电压和阈值电压之间的比较而选择的CC模式或CV模式对电池充电。例如，当电池电压小于阈值电压时，选择CC模式；但当电池电压等于或大于阈值电压时，选择CV模式。由于阈值电压是动态更新的，考虑到由于电池使用和老化而变化的SoH/SoCmax，因此充电系统可以在最优电池电压下在CC模式和CV模式之间切换，以延长电池寿命。
图11是示出根据本发明的一些方面的示例性无线充电系统400的框图。无线充电系统也可称为无线功率传输(WPT)系统。无线充电系统400可以使用简单的串联LC谐振电路来实现，而不涉及诸如LCC或LLC谐振箱的高阶谐振电路。然而，下面将在本发明中说明，对于接收器中使用的串联LC谐振电路，本发明可概括为涵盖可采用并联(P)、串联(S)、LCC或LLC谐振箱的发送器电路。
无线充电系统400自动选择恒定电流(CC)模式和恒定电压(CV)模式，用于使用固定逆变器开关频率对电池负载充电。无线充电系统400被配置为使用前端(发送器侧)监测和控制方法来估计系统参数和/或电池负载状况，从而消除出于反馈控制目的对无线通信系统的需求。无线充电系统400被配置为基于发送器侧监测(即，仅使用发送器侧可用的信息)实时或频繁地监测电池的SoC和/或SoH变化。无线充电系统400在发送器侧控制中使用频繁(例如，周期性)更新的SoC/SoH信息及其对应的电池电压(包括老化效应)，以确定用于在充电期间选择CC模式和CV模式的阈值电压(Vbatref)，以及限制最大SoC以延长电池寿命。与其他充电方法不同，无线充电系统400实时或频繁地更新Vbatref与SoC/SoH之间的关系。为此，Vbatref不是常数、固定值或预定值，而是随老化效应和电池使用而变化。
参考图11，无线充电系统400可被配置为使用图4所示的充电模式在CC模式或CV模式下对电池(电池负载)充电。无线充电系统400具有发送器侧部分和接收器侧部分。发送器侧部分被配置为经由线圈谐振器402无线地将功率发送到接收器侧部分处的对应线圈谐振器404。接收器侧部分包括整流器406和电池负载408。整流器406直接对电池负载408充电，而不使用额外的充电控制器和/或电压转换器。即，无线充电系统400在整流器输出和电池负载408之间不需要额外的电池管理系统或电压控制器。发送器侧部分还包括功率逆变器410，其将DC功率(Vdc)转换为AC功率以驱动线圈谐振器402。传感器块412被配置为测量驱动线圈谐振器402的初级电压(vp)和初级电流(ip)。发送器侧部分还包括电池电压和电流估计器414、电池状况估计器416、阈值电压发生器418和充电控制器420。
在一个示例中，功率逆变器410包括具有4个功率开关(例如S1、S2、S3和S4)的全逆变器电桥(参见图12)。四个开关的选通信号可以具有零相移角(即α＝0；例如图13)或正相移角(即α＞0；例如图14)。通常，开关的对角对(例如，S1和S3、S2和S4)一起切换。当S1和S3导通时，S2和S4关断，反之亦然。在一些实现中，在开关状态的改变之间可以包括小的死区时间，以便提供用于减少开关功率损耗的软开关条件。该死区时间通常比逆变器的开关时段小得多，因此在图13和图14中未示出。
在此示例中，逆变器的DC电压输入(Vdc)假定为常量。当相移角α为零(α＝0)时，逆变器的输出电压为具有最大幅值的矩形波形(见图13)。当相移角α增大时，如图14所示，逆变器输出电压的幅度减小。因此，可以通过改变移相角α来控制逆变器的输出电压。例如，逆变器输出电压的大小可以通过增加α来减小，反之亦然。应注意的是，α越大，逆变器输出电压中矩形电压波形的偏差越大，输出电压中存在的谐波含量越多。因此，电压谐波含量随着α的增加而增加。该逆变器输出电压被施加到发送器电路中的初级线圈谐振器。
电池电压和电流估计器414(C-V估计器)使用仅基于由传感器(例如，传感器块412)测量的初级电压(vp)和初级电流(ip)的信息的前端监测方法来确定或估计电池的电压(Vbat)和电流(Ibat)，而不依赖接收器侧的任何反馈。图15是示出可用于确定Vbat的示例性电压传感器电路500的图。图16是示出可用于确定Ibat的示例性电流传感器电路600和602的图。例如，可以从运算放大器502的输出电压Vp_ADC和运算放大器602的输出电流Ip_ADC导出Vbat。
图17是示出作为串联LC补偿无线功率传输电路的无线充电系统400的一部分的简化等效电路700的示例。参考图17，电流ipn和isn分别指初级电流和次级电流的第n次谐波。电压vpn是指施加到初级线圈谐振器(例如，线圈谐振器402)的初级电压的第n次谐波。电压vsn是施加到整流器和电池负载的次级输出电压的第n次谐波。电压vpn和vsn可以用等式(15)表示。
Figure BDA0003366900630000101
在等式(15)中，
Figure BDA0003366900630000102
并且
Figure BDA0003366900630000103
然后，可以基于等式(16.1)和(16.2)中的ipn和vpn来估计n阶谐波分量isn和vsn。
Figure BDA0003366900630000104
Figure BDA0003366900630000105
isn和vsn的振幅可进一步导出为等式(17.1)和(17.2)。
Figure BDA0003366900630000106
Figure BDA0003366900630000107
在等式(17.1)和(17.2)中，运算符|·|指示信号的振幅。此外，电池负载的电流和电压Ibat和Vbat可基于isn和vsn，使用傅里叶级数展开法进行估计，如等式(18.1)和(18.2)所示。
Figure BDA0003366900630000108
Figure BDA0003366900630000109
在本发明的一个方面中，电池负载电流Ibat和电压Vbat可以基于前端测量ipn和vpn来估计，如以下等式(19.1)和(19.2)所示。
Figure BDA00033669006300001010
Figure BDA00033669006300001011
在谐振器的基波分量占主导地位(dominant)(n＝1)的情况下，一阶近似等式可表示为等式(20.1)和(20.2)。
Figure BDA00033669006300001012
Figure BDA0003366900630000111
此外，在谐振频率(ω＝ωo)下，等效输入阻抗Zin为纯电阻，使得vp1和ip1同相。因此，可以通过简化等式(21.1)和(21.2)在共振频率(ω＝ωo)下估计Ibat和Vbat。
Figure BDA0003366900630000112
Figure BDA0003366900630000113
在大多数情况下，电池电压Vbat远大于VD(Vo>>2VD)，谐振器的等效串联电阻(ESR)很小(ωo 2M2>>Rp1Rs1)。VD是二极管桥式整流器(例如整流器406)的二极管压降。谐振频率(ω＝ωo)下输出电压的估计方程可进一步简化为等式(22)。
Figure BDA0003366900630000114
此外，对于逆变器，基于傅里叶级数展开，
Figure BDA0003366900630000115
在等式(23)中，α是相移角。等式(24)中表示等效输入阻抗Zin。
Figure BDA0003366900630000116
在等式(24)中，Req是电池负载和二极管桥式整流器的等效电阻，
Figure BDA0003366900630000117
将等式(18)和(19)代入等式(20)，电池电流和电压的全阶估计模型可以用等式(25.1)和(25.2)表示。
Figure BDA0003366900630000118
Figure BDA0003366900630000119
利用等式(25.1)和(25.2)，可以通过控制相移角α来调节Ibat和Vbat。在本发明的一些方面中，可以使用等式(25.1)实现CC模式控制，并且可以使用等式(25.2)实现CV模式控制。
Ibat和Vdc之比被定义为跨导GI。
Figure BDA0003366900630000121
Vo+2VD和Vdc的比率被定义为电压传输比GV。
Figure BDA0003366900630000122
在谐振器的基波分量占主导地位(N＝1)的情况下，GV和GI可表示为等式(27.1)和(27.2)。
Figure BDA0003366900630000123
Figure BDA0003366900630000124
此外，在共振频率(ω＝ωo)下，GI和GV可表示为等式(28.1)和(28.2)。
Figure BDA0003366900630000125
Figure BDA0003366900630000126
在大多数情况下，即使存在高阶谐波，一阶估计方程(20.1)也能准确估计Ibat。因此，CC模式控制可以使用一阶估计方程：
Figure BDA0003366900630000127
然而，在本发明的一些方面中，上述全阶估计方程(19.1)也可用于确定用于CC模式控制的Ibat。
然而，在大多数情况下，电压传输比随着谐波分量的增加而增加。因此，CV模式控制使用全阶估计方程(19.2)。
Figure BDA0003366900630000131
在本发明的一些方面中，为了可接受的准确性，N可以等于或大于3(例如，N≥5).
使用上述导出的等式，充电系统400可以仅基于在初级电路或发送器侧电路中可测量的电变量(vp和ip)，使用发送器侧控制来控制CC模式下的电池电流(Ibat)和CV模式下的电池电压(Vbat)。
发送器侧电池状况估计
电池状况估计器416(图11)被配置为使用合适的方法和电池模型实时或频繁地确定当前SoC和SoH。一些非限制性示例性方法包括库仑计数法(或增强库仑计数法)、电压法(包括开路电压法)、卡尔曼滤波器(或扩展卡尔曼滤波器)、阻抗谱和基于电池模型的启发式算法。电池模型的选择取决于模型的复杂性和/或准确性以及控制器(例如，电池状态估计器416)中使用的处理器的计算能力。
使用库仑计数法估计SoC
在本发明的一个方面中，充电系统400可被配置为使用发送器侧监测方法来实时或频繁地使用库仑计数法和混合电池模型来确定当前SoC和SoH。SoC可根据下面重复的等式(3)使用库仑计数法确定。
Figure BDA0003366900630000132
SoC(t0)：初始SoC
η：充电效率
在该方法的步骤1中，可以基于等式(19.2)和(19.1)周期性地估计每个预定时间间隔的电池负载的输出电压和电流，即Vbat和Ibat。使用示例性的5分钟间隔，可在20分钟内获得五个Vbat值(Vbat(t0)、Vbat(t1)、Vbat(t2)、Vbat(t3)、Vbat(t4)。相对应的电池负载的SoC(SoC(t0)、SoC(t1)、SoC(t2)、SoC(t3)、SoC(t4))可以基于前端估计的Vbat和Ibat在前端估计。在本发明的一些方面中，Vbat和SoC之间的对应或映射可以经由离线测试或预定来确定。在一些示例中，SoC的准确估计可以使用基于在长时间静止后测量的开路电池电压Vbat的离线测试查找表。因此，在一些示例中，可以使用线性拟合技术将Vbat和Ibat映射到其相对应的SOC，以减少估计误差。
在该方法的步骤2中，基于估计的SoC(例如SoC(t0)、SoC(t1)、SoC(t2)、SoC(t3)、SoC(t4))和电池负载Ibat的恒定输出电流，通过线性拟合调整SoC。根据调整后的SoC和Ibat，可根据等式(1)和(3)确定充电效率η和额定电量Qrated。
在该方法的步骤3中，基于已知的SoC(t0)、η和Qrated，可以实现在前端对电池负载的SoC的实时监测。
在该方法的步骤4中，可在充电周期结束时将电池的SoH确定为SoH＝SoC。
使用启发式算法估计SoC和SoH
在本发明的另一方面中，充电系统400可被配置为使用发送器侧监测方法，用于使用基于混合电池模型的启发式算法实时确定SoC和SoH。混合模型等效电路的示例如图9所示。混合电池模型的参数可由下面的等式(30-1、30-2、30-3、30-4、30-5、30-6)表示。
Figure BDA0003366900630000141
Vbat(t)＝Voc[SoC(t)]-Ibat(t)Rseries-Vtransient(t) (30-2)
Vtransient(t)＝Vtransient_s(t)+Vtransient_L(t) (30-3)
Figure BDA0003366900630000142
Figure BDA0003366900630000143
Figure BDA0003366900630000151
混合动力电池模型的参数，包括a0、a1、a2、a3、a4、a5、b0、b1、b2、b3、b4、b5、c0、c1、c2、d0、d1、d2、e0、e1、e2、f0、f1和f2，在SoC较高时(例如，在20％和100％之间)近似恒定，在SoC由于电池负载的电化学反应而小于某个值时(例如，在0％和20％之间)呈指数变化。在不使用任何离线测量和查找表的情况下，可以周期性或频繁更新电池负载的参数，并且可以基于混合模型等式(1)、(3)、(30)，使用已知的启发式算法，例如遗传算法、粒子群优化、人工神经网络、群体智能、禁忌搜索、模拟退火、支持向量机和差分进化，估计电池负载的SoC。然后，可以通过SoH＝SoC在充电结束时确定电池负载的SoH。
在该方法的步骤1中，在一段时间测量电池负载的多个输出电压和电流，例如Vbat＝[Vbat(t0)、Vbat(t1)、Vbat(t2)，…，Vbat(tn)]、Ibat＝[Ibat(t0)、Ibat(t1)、Ibat(t2)，…，Ibat(tn)]。在该方法的步骤2中，可以基于混合电池模型推导公式或等式，以使用测量的Ibat计算电池负载Vbatest的理想输出电压。在该方法的步骤3中，可以使用启发式算法估计电池负载的SoC，以最小化Vbat和Vbatest之间的差异的范数(norm)。在该方法的步骤4中，电池的SoH可通过SoH＝SoC在充电结束时确定。
用于更新电压阈值的发送器侧监测和控制方案
阈值电压发生器418被配置为在充电周期期间更新阈值电压Vbatref以选择CC模式和CV模式。阈值电压发生器418可响应于变化的SoH/SoC而调整或更新Vbatref，使得可鉴于电池的老化效应(由于电池随时间老化，全SoC容量(即SoCmax)降低)适当地选择CC模式和CV模式。
如先前关于图3所述，CC模式和CV模式变化发生时的最大SoC容量SoCmax(t)及其相对应的电压阈值(Vbatref(t))将随着电池的时间和老化而变化。在本发明的一个方面中，当前SoH(SoH(t))可表示为等式(8)。
SoH(t)＝SoCmax(t) (8)
充电系统400(例如，阈值电压发生器418)连续或频繁地更新SOC和电池电压Vbat之间的关系，并将Vbatref(t)视为映射到等式(9a)中的SoCmax(t)的变量。
Vbatref(t)→k·SoCmax(t) (9a)
在等式9(a)中，k是具有取决于电池类型的值系数(0<k<1.0)。在一个示例中，对于锂离子电池，k可以被设置在0.8到0.9的范围内。基于等式(8)，Vbatref(t)也可以映射到SoH(t)，等式(9a)也可以表示为等式(9b)。
Vbatref(t)→k·SoH(t) (9b)
由于Vbatref对应于SoC，根据等式(9a)和(9b)，电压阈值Vbatref(t)对应于等式(4)中表示的SoCref的SoC阈值。
SoCref(t)＝k·SoCmax(t) (4)
自动CC和CV模式变化
充电控制器(例如，控制策略块420)可被配置为基于当前SoH/SoC和Vbatref来控制功率逆变器，例如，控制逆变器的开关信号的相移角。无线充电系统400不需要改变逆变器的工作频率作为在CC模式和CV模式之间变化的手段。图18是示出用于在充电期间选择充电模式的示例性控制块800的框图。控制块800可以以模拟形式、数字形式或包括硬件和/或软件的两者的组合来实现。在本发明的一个方面中，控制块可由充电控制器420实现。
参考图18，CV模式由控制器1控制，控制器1生成CV模式的相移角αv。相反，CC模式由控制器2控制，控制器2为CC模式提供相移角αI。CC模式或CV模式的选择是通过比较Vbat和Vbatref(其是系数k和SoH的函数)来决定的，如等式(9b)所示。相移角α可由等式(31)表示。
α＝αI+αv(31)
图18中的比较器的逻辑输出使能CC或CV模式。当Vbat<Vbatref时，图18中的比较器的输出为低(即，0)，通过αv的乘法器，任何αv乘以0也为零，从而去使能CV模式。在这种情况下，相移角是α＝αI，即在CC模式下。控制器2控制充电电流，以遵循预设电流电平Ibatref(例如，图6所示的Ibat(sc)、Iprechg、Ibatref、Iterm-th)，该电流电平取决于例如由电池电压和电流估计器414确定的瞬时或电流Vbat。
仍然参考图18，当发生Vbat≥Vbatref时，比较器的输出为高(即，1)。在这种情况下，控制器2输出的减法器的输出变为0，因此αI的第二乘法器的输出也为零，从而去使能CC模式。相移角变为α＝αv，即在CV模式下。在CV模式下，控制器1将充电电压控制在接近Vbatref预设值的位置，以对电池充电。
图19是示出用于在充电期间选择充电模式(例如，CC模式或CV模式)的另一示例性控制块900的框图。如上所述，Vbatref是k和SoH的函数，SoH可以被定义为SoCmax。由于该示例基本上类似于参考图18描述的控制块，因此为了简洁起见，将仅描述它们之间的差异。图19的控制块使用通过比较SoC(对应于Vbat)和SoCref(参见等式(4))来控制充电模式变化的替代方法。
虽然图17示出了其中发送器和接收器电路两者都是串联补偿的示例性串联(SS)补偿无线功率传输(WPT)系统，但本发明的方面也可以应用于XS补偿WPT系统，其中X表示P(并联)、S(串联)、LCL(电感-电容-电感)，或LCC(电感-电容-电容)型补偿发送器电路。也就是说，只要接收器电路是串联补偿的，本发明的方面就可以应用于范围广泛的补偿发送器电路。
图20是示出根据本发明的一些方面的XS补偿WPT系统1000的图。在WPT系统1000中，发送器电路可以是串联、LCL或LCC型补偿电路。图21是WPT系统1000的简化等效电路1100的图。谐振器的等效电路如图21所示。这里，ω是开关角频率。vp1、ip1、vpL1、ipL1、is1和vs1是vp、ip、vpL、ipL、is和vs的基波分量。基于已知的电路理论，这些变量可以用以下等式表示。
Figure BDA0003366900630000171
vpL1+jωMis1＝(jωLp+Rp)ipL1 (31.2)
jωMipL1＝Zsis1+vs1 (31.3)
其中
Figure BDA0003366900630000172
Figure BDA0003366900630000173
不同补偿类型的具体传输参数(即Apc、Bpc、Cpc和Dpc)见下表I。
表I.初级电路的不同补偿的传输参数
Figure BDA0003366900630000174
Figure BDA0003366900630000181
基于等式(31.2)和(31.3)，可使用vpL1和ipL1估计接收器电路输出电压和电流的基波分量，
Figure BDA0003366900630000182
通过将(31.1)代入(32.1)，可以基于等式(32.2)中的vp1和ip1估计接收器输出电压和电流的基波分量，
Figure BDA0003366900630000183
Figure BDA0003366900630000184
Figure BDA0003366900630000185
Figure BDA0003366900630000186
Figure BDA0003366900630000187
基于等式(32.2)
Figure BDA0003366900630000188
和
Figure BDA0003366900630000189
可以通过以下等式估计
Figure BDA00033669006300001810
Figure BDA0003366900630000191
其中运算符|·|表示AC信号的振幅。
此外，二极管桥式整流器和滤波电容器的输入和输出满足等式(40.1)和(40.2)。
Figure BDA0003366900630000192
Figure BDA0003366900630000193
其中VD是二极管(即图20中的二极管D5至D8)的正向电压。
通过将等式(33.1)和(33.2)分别替换为等式(40.1)和(40.2)，可以使用等式(50.1)和(50.2)估计初级侧的输出电压和电流。
Figure BDA0003366900630000194
Figure BDA0003366900630000195
在本发明的一些方面中，补偿电容器Cs可使接收器线圈的自感无效，以增加(例如，最大化)如等式(60)所示的电路的功率传输能力。
Figure BDA0003366900630000196
其中ωo是工作角频率。
此外，对于具有高品质因数的线圈，以下项可在以下等式中近似为零。
Figure BDA0003366900630000197
通过将等式(60)和(70)代入等式(50.1)和(50.2)，可以使用下面的等式(80.1)和(80.2)估计初级侧的输出电压和电流。
Figure BDA0003366900630000198
Figure BDA0003366900630000199
基于等式(80.1)和(80.2)以及表I中的传输参数，可使用下表II确定充电电压和电流的具体估计方程。
表II.不同补偿的估计方程
Figure BDA00033669006300001910
Figure BDA0003366900630000201
表II中的E和H值可通过以下方式确定：
Figure BDA0003366900630000202
Figure BDA0003366900630000203
图22是示出根据本发明的一些方面的WPT系统1000的一般控制方案的框图1200。在该一般控制方案中，估计方程1202可取决于表2中所列的发送器电路中使用的补偿类型(例如，如上文关于图20-21所述的XS补偿电路)。
用于对电池充电的电池充电系统的第一实施例包括被配置为对电池充电的充电电路和与充电电路通信耦合的控制器。控制器确定电池的当前或目前状况。控制器基于当前状况动态地确定用于控制充电电路的充电模式的阈值电压。控制器在充电期间确定电池的电池电压。控制器配置充电电路以在电池电压小于阈值电压时使用恒定电流(CC)模式对电池进行充电，并配置充电电路配置以在电池电压等于或大于阈值电压时使用恒定电压(CV)模式对电池进行充电。
结合第一实施例的第二实施例，其中当前状况包括电池的当前健康状态(SoH)或最大充电状态(SoCmax)。结合第二实施例的第三实施例，其中控制器还被配置为基于SoH或SoCmax确定阈值电压。
结合第一实施例的第四实施例，其中充电电路包括被配置为无线地发送功率的发送器侧部分，以及被配置为无线地从发送器侧部分接收功率并对电池充电而不向发送器侧部分提供控制反馈的接收器侧部分。
结合第一至第四实施例中的任一实施例的第五实施例，其中接收器侧部分包括串联补偿电路；发送器侧部分包括串联补偿电路、并联补偿电路、电感-电容-电容(LCC)补偿电路或电感-电容-电感(LCL)补偿电路。
结合第一至第五实施例中的任一实施例的第六实施例，其中接收器侧部分包括整流器，被配置为对电池充电而不使用在整流器和电池之间的充电管理电路。
结合第一至第六实施例中的任一实施例的第七实施例，其中发送器侧部分包括线圈谐振器和至少一个传感器，该传感器被配置为监测线圈谐振器的初级电压和初级电流。控制器还被配置为基于初级电压和初级电流估计电池的电压和电流，并基于估计的电池电压和估计的电池电流确定电池的状况。
结合第一至第七实施例中的任一实施例的第八实施例，其中控制器还被配置为确定电池的电压和电流，而不从接收器侧部分接收关于电池的信息。
结合第一至第八实施例中的任一实施例的第九实施例，其中发送器侧部分包括由多个开关信号控制的功率逆变器，控制器还被配置为控制多个开关信号的相移角，以控制初级电流和初级电压。
结合第一至第九实施例中的任一实施例的第十实施例，其中当根据多个开关信号的相移角在CC模式和CV模式下对电池充电时，功率逆变器被配置为以相同的开关频率操作。
结合第一至第十实施例中的任一实施例的第十一实施例，其中开关频率基本上等于线圈谐振器的谐振频率。
结合第一至第十一实施例中的任一实施例的第十二实施例，其中发送器侧部分的线圈谐振器的谐振频率基本上等于接收器侧部分的线圈谐振器的谐振频率。
在本发明中，“示例性”一词用于表示“用作示例、实例或说明”。本文中描述为“示例性”的任何实现或方面不一定被解释为优于本发明的其他方面。类似地，术语“方面”并不要求本发明的所有方面包括所讨论的特征、优点或操作模式。术语“耦合”在本文中用于指两个对象之间的直接或间接耦合。例如，如果对象A物理上接触对象B，并且对象B接触对象C，则对象A和C仍然可以被视为彼此耦合，即使它们不直接物理上相互接触。例如，第一对象可以耦合到第二对象，即使第一对象从未直接物理地与第二对象接触。术语“电路”和“电路”广泛使用，旨在包括电气设备和导体的硬件实现，当连接和配置时，能够实现本发明中描述的功能，但不限于电子电路的类型，以及信息和指令的软件实现，当由处理器执行时，这些信息和指令能够执行本公开中描述的功能。
图1-22中所示的一个或多个组件、步骤、特征和/或功能可重新排列和/或组合成单个组件、步骤、特征或功能，或体现在多个组件、步骤或功能中。在不偏离本文公开的新颖特征的情况下，还可以添加附加元件、组件、步骤和/或功能。图1-22中所示的装置、设备和/或组件可被配置为执行本文所述的方法、特征或步骤中的一个或多个。本文描述的新算法也可以在软件和/或硬件中有效地实现。
应当理解，所公开的方法中的步骤的特定顺序或层次是示例性过程的说明。基于设计偏好，可以理解，可以重新排列方法中步骤的特定顺序或层次。随附的方法权利要求以样本顺序呈现各种步骤的元素，并且除非在其中具体叙述，否则不意味着限于呈现的特定顺序或层次。
提供前述描述是为了使本领域技术人员能够实践本文所述的各个方面。对这些方面的各种修改对于本领域技术人员来说将是显而易见的，并且本文中定义的一般原理可应用于其他方面。因此，权利要求不限于本文所示的方面，而是被赋予与权利要求的语言一致的全部范围，其中以单数形式提及元素并不意味着“一个且仅一个”，除非特别说明，而是“一个或多个”。除非另有特别说明，术语“一些”指一个或多个。提及项目列表中“至少一个”的短语是指这些项目的任何组合，包括单个成员。例如，“a、b或c中的至少一个”旨在涵盖：a；b；c；a和b；a和c；b和c；a、b和c。本领域普通技术人员已知或后来知道的本发明所述各个方面的元件的所有结构和功能等效物通过引用明确并入本文中，并意图包含在权利要求中。此外，本文所公开的任何内容都不意图专门用于公众，无论权利要求中是否明确叙述了此类公开。

Claims (29)

1.一种用于对电池充电的电池充电系统，包括：
充电电路，被配置为对所述电池充电；以及
控制器，与所述充电电路通信耦合，
其中，所述控制器被配置为：
确定所述电池的当前状况；
基于所述当前状况，动态地确定用于控制所述充电电路的充电模式的阈值电压；
在充电期间确定所述电池的电池电压；
配置所述充电电路以在所述电池电压小于所述阈值电压时，使用恒定电流(CC)模式对所述电池充电；以及
配置所述充电电路以在所述电池电压等于或大于所述阈值电压时，使用恒定电压(CV)模式对所述电池充电。
2.根据权利要求1所述的电池充电系统，其中，所述当前状况包括所述电池的当前健康状态(SoH)或最大充电状态(SoCmax)。
3.根据权利要求2所述的电池充电系统，其中，所述控制器还被配置为基于SoH或SoCmax确定所述阈值电压。
4.根据权利要求1所述的电池充电系统，其中，所述充电电路包括：
发送器侧部分，被配置为无线地发送功率；以及
接收器侧部分，被配置为无线地从所述发送器侧部分接收功率并对所述电池充电，而不向所述发送器侧部分提供控制反馈。
5.根据权利要求4所述的电池充电系统，其中：
所述发送器侧部分包括串联补偿电路；以及
所述接收器侧部分包括串联补偿电路。
6.根据权利要求4所述的电池充电系统，其中：
所述接收器侧部分包括串联补偿电路；以及
所述发送器侧部分包括并联补偿电路。
7.根据权利要求4所述的电池充电系统，其中：
所述接收器侧部分包括串联补偿电路；以及
所述发送器侧部分包括电感-电容-电容(LCC)补偿电路。
8.根据权利要求4所述的电池充电系统，其中：
所述接收器侧部分包括串联补偿电路；以及
所述发送器侧部分包括电感-电容-电感(LCL)补偿电路。
9.根据权利要求4所述的电池充电系统，其中，所述接收器侧部分包括整流器，所述整流器被配置为对所述电池充电，而不使用在所述整流器和所述电池之间的充电管理电路。
10.根据权利要求4所述的电池充电系统，
其中，所述发送器侧部分包括线圈谐振器和至少一个传感器，所述至少一个传感器被配置为监测所述线圈谐振器的初级电压和初级电流；以及
其中，所述控制器还被配置为：
基于所述初级电压和所述初级电流估计所述电池的电压和电流；以及
基于所述电池的估计的电压和估计的电流确定所述电池的状况。
11.根据权利要求10所述的电池充电系统，其中，所述控制器还被配置为确定所述电池的电压和电流，而不从所述接收器侧部分接收关于所述电池的信息。
12.根据权利要求10所述的电池充电系统，
其中，所述发送器侧部分包括由多个开关信号控制的功率逆变器，以及
其中，所述控制器还被配置为控制所述多个开关信号的相移角，以控制所述初级电流和所述初级电压。
13.根据权利要求12所述的电池充电系统，其中，当根据所述多个开关信号的所述相移角在所述CC模式和所述CV模式下对所述电池充电时，所述功率逆变器被配置为以相同的开关频率操作。
14.根据权利要求13所述的电池充电系统，其中，所述开关频率基本等于所述线圈谐振器的谐振频率。
15.根据权利要求12所述的电池充电系统，其中，所述发送器侧部分的所述线圈谐振器的谐振频率基本上等于所述接收器侧部分的线圈谐振器的谐振频率。
16.一种电池充电方法，包括：
确定电池的当前状况；
基于所述当前状况动态地确定用于控制所述电池的充电模式的阈值电压；
在充电期间确定所述电池的电池电压；
当所述电池电压小于所述阈值电压时，使用恒定电流(CC)模式对所述电池充电；以及
当所述电池电压等于或大于所述阈值电压时，使用恒定电压(CV)模式对所述电池充电。
17.根据权利要求16所述的方法，其中，所述当前状况包括所述电池的当前健康状态(SoH)或最大充电状态(SoCmax)。
18.根据权利要求17所述的方法，其中，动态地确定所述阈值电压包括基于SoH或SoCmax确定所述阈值电压。
19.根据权利要求16所述的方法，还包括：
在充电器的发送器侧部分无线地发送功率；以及
在所述充电器的接收器侧部分无线地接收功率，所述接收器侧部分被配置为对所述电池充电而不向所述发送器侧部分提供控制反馈。
20.根据权利要求19所述的方法，其中：
使用包括在所述发送器侧部分中的串联补偿电路发送功率；以及
使用包括在所述接收器侧部分中的串联补偿电路接收功率。
21.根据权利要求19所述的方法，其中：
使用包括在所述发送器侧部分中的并联补偿电路发送功率；以及
使用包括在所述接收器侧部分中的串联补偿电路接收功率。
22.根据权利要求19所述的方法，其中：
使用包括在所述发送器侧部分中的电感-电容-电容(LCC)补偿电路发送功率；以及
使用包括在所述接收器侧部分中的串联补偿电路接收功率。
23.根据权利要求19所述的方法，其中：
使用包括在所述发送器侧部分中的电感-电容-电感(LCL)补偿电路发送功率；以及
使用包括在所述接收器侧部分中的串联补偿电路接收功率。
24.根据权利要求19所述的方法，还包括对所述电池充电而不使用在所述接收器侧部分的整流器和所述电池之间的充电管理电路。
25.根据权利要求19所述的方法，还包括：
监测所述发送器侧部分的线圈谐振器的初级电压和初级电流；
基于所述初级电压和所述初级电流估计所述电池的电压和电流；以及
根据所述电池的估计的电压和估计的电流确定所述电池的状况。
26.根据权利要求25所述的方法，还包括：
确定所述电池的电压和电流而不从所述接收器侧部分接收关于所述电池的信息。
27.根据权利要求25所述的方法，还包括：
使用多个开关信号控制所述发送器侧部分的功率逆变器，以及
控制所述多个开关信号的相移角以控制所述初级电流和所述初级电压。
28.根据权利要求27所述的方法，还包括：
当根据所述多个开关信号的所述相移角在所述CC模式和所述CV模式下对所述电池充电时，以相同的开关频率操作所述功率逆变器。
29.根据权利要求28所述的方法，其中，所述开关频率基本上等于所述线圈谐振器的谐振频率。
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