CN114485764A - 一种微弱信号测量的自校准和抗漂移装置 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种微弱信号测量的自校准和抗漂移装置，设置有电压信号调理模块和恒流源调理模块；电压信号调理模块解决了在测试过程中需要针对电压信号调理模块所引入误差进行人工定期校准的问题；恒流源调理模块解决了恒流源初始精度不高、温漂和时漂明显而使得输出采样基准电流的恒流源输出电流值不准确且难以预测并最终影响测量精度的问题；并搭配双刀双掷开关，切换双刀双掷开关动作实现热电偶/热电阻采集工作模式的切换，即：热电偶采集时，通过电压信号调理模块校准误差并采集电压信号；热电阻采集时，除使用电压信号调理模块校准误差并采集电压信号，还通过恒流源调理模块消除热电阻采集过程中恒流源输出不准确且难以预测的影响。

Description

一种微弱信号测量的自校准和抗漂移装置
技术领域
本发明涉及核能系统数字化仪控平台中的过程测量技术领域，尤其涉及一种微弱信号测量的自校准和抗漂移装置。
背景技术
在现有微弱信号的测量技术中，采集测试调理电路(二次仪表)存在初始误差、测试调理电路时漂以及测试调理电路温漂，因此需要通过外加高精度源的方式实现分段校准并将计算得到的修正参数存入二次仪表中，且工作一段时间后还需要将二次仪表取出后重新进行校准，这一过程较为费时且影响设备正常工作。
发明内容
本发明的目的在于提供一种微弱信号测量的自校准和抗漂移装置，解决在测试过程中需要针对电压信号调理模块所引入误差进行人工定期校准的问题。
本发明通过下述技术方案实现：
在本申请的一个方面中，本申请提供了一种微弱信号测量的自校准和抗漂移装置，包括电压信号调理模块、微控制单元、基准源以及电压分配网络，所述电压信号调理模块包括依次连接的多路复用器、缓冲器、可控增益放大器以及AD转换器；所述基准源连接于所述AD转换器的参考电压端和所述电压分配网络的输入端，所述电压分配网络的输出端与所述多路复用器的第二输入端连接，所述多路复用器的第一输入端用于连接待测设备，且所述第一输入端设置有切换开关，所述切换开关用于实现所述第一输入端与所述待测设备的导通或短接；所述微控制单元连接于所述切换开关、所述多路复用器、所述可控增益放大器以及所述电压分配网络。
在现有微弱信号的测量技术中，采集测试调理电路(二次仪表)存在初始误差、测试调理电路时漂以及测试调理电路温漂，因此需要通过外加高精度源的方式实现分段校准并将计算得到的修正参数存入二次仪表中，且工作一段时间后还需要将二次仪表取出后重新进行校准，这一过程较为费时且影响设备正常工作。基于此，本申请提供了一种微弱信号测量的自校准和抗漂移装置，包括用于校准初始加工误差、温漂和时漂的电压信号调理模块，具体地，如图1所示，在进行误差校准时，S1开关(切换开关)先切换至B位置，与此同时多路复用器切换至1号通道(第一输入端)，此时信号采集部分电路将采集外部短接线，AD转换器采集转换后得到的测量值Sout即为电压信号调理模块内部的失调误差berr；之后在校准可控增益放大器的增益系数时，再由多路复用器切换至2号通道(第二输入端)，由AD转换器采集由基准源分压而来的电压Sout，通过调整电压分配网络的分压系数与可控增益放大器增益，(在具体实施时，为避免超满量程电压，分压系数应大于增益，作为优选地，分压系数D应超过4G/3)，来获取不同增益下的增益误差系数，即：
Figure BDA0003507024180000021
为适应不同类型待测设备输出信号范围而设置的不同增益下失调误差值和增益误差系数不同的情况，当可控增益放大器增益G改变时，需重新进行一次上述校准操作，得到该增益下对应的Sout和berr，再将S1开关切回A位置，同时多路复用器也切回1号通道(第一输入端)时，便可以对电压信号调理模块正常采集时所引入的线性误差(含增益误差和失调误差)进行校准，即：
Figure BDA0003507024180000022
在测试过程中不再需要针对电压信号调理模块所引入误差进行人工定期校准。
优选地，考虑到电压信号调理模块的信号采集通道中需要具备一定的共模电压方可确保较高的采集精度，因此，本申请中还设置有共模电压源，所述共模电压源与所述第一输入端连接。以确保电压信号调理模块的电路工作电压要求(需要通道同相端和反相端均具备一定的静态偏置电压)得以满足。
优选地，考虑到在对热电阻采集的过程中，还需要向外提供恒流源并校准恒流源误差的额外需求，因此本申请中，除包含用于热电偶或热电阻的电压信号采集的部分外，还包括恒流源调理模块，所述恒流源调理模块包括双刀双掷开关、高精密电阻以及恒流源；
所述高精密电阻的一端接地，另一端连接于所述待测设备的负极和所述双刀双掷开关的第一组开关的第一动触点，所述第一组开关的第二动触点与所述基准源连接，所述双刀双掷开关的第二组开关的第二动触点与所述共模电压源连接，所述双刀双掷开关的第一组开关的静触点与所述AD转换器的参考电压端连接，所述双刀双掷开关的第二组开关的静触点与所述待测设备的负极连接；所述恒流源与所述待测设备的正极连接。
考虑到微弱信号测量装置在进行热电阻测试时，除了需要进行准确的电压采集外，还需要通过测量设备内恒流源为待测热电阻提供恒定电流，以在待热电阻两端形成电压供测量设备进行电压采集；因此，除需针对电压信号调理模块进行增益和失调误差校准外，还需要向热电阻提供恒定电流并对恒流源初始误差、时漂、温漂进行校准，因此本申请中还设置有用于向外提供恒定电流并对恒流源初始误差、时漂以及温漂进行校准的恒流源调理模块；同时为方便进行热电偶测量和热电租测量的模式切换，还设置有双刀双掷开关，通过切换双刀双掷开关实现热电偶/热电阻工作模式的切换功能。具体地，以热电阻采集工作模式进行说明，如图2所示，将双刀双掷开关切换至1位置，此时高精密电阻上的电压V1＝Iset*Rset，该电压既作为信号采集的共模电压，也作为AD转换器的参考电压。假设恒流源电流Iset相较预设电流值200uA有不准，则可设Iset＝200uA+Ierr，式中Ierr即为恒流源误差(来源于初始误差、温漂和时漂)。由AD转换器的原理可知，其输出的采集转换后得到的测量值Sout为一相对数字量，其大小如下式：
Sout＝Sfull*VADCin/VADCref
式中，Sfull为所述AD转换器满量程电压值，VADCin为输入至AD转换器输入端口的电压，VADCref为AD转换器的参考电压。
由此可知，当以上述实现方式进行热电阻采集时，Sout可表达为下式所示：
Sout＝Sfull*Iset*RRTD/Iset*Rset
将Iset抵消，可得：
Sout＝Sfull*RRTD/*Rset
由于Sout、Sfull、RSET均为已知，故可直接求得RRTD的值，而不必考虑Iset误差的影响。
在本申请中，由于该微弱信号测量的自校准和抗漂移装置即可以用于测量热电阻的微弱信号，又可以测量热电偶的微弱信号，而热电偶采集和热电阻采集过程中AD转换器参考电压不同，共模电压的施加策略也不同，因此，通过双刀双掷开关来进行切换(热电偶测试/热电阻测试)，从而实现热电阻采集/热电偶采集的切换。即：进行热电偶采集时，双刀双掷开关切换至2位置，2.5V基准源将2.5V电压馈送至热电偶输入/热电阻输入-端，提供信号采集所需共模电压；AD转换器参考电压取自基准源；进行热电阻采集时，双刀双掷开关切换至1位置，高精密电阻上的电压既作为信号采集的共模电压，也作为AD转换器的参考电压。
优选地，所述恒流源调理模块还包括高精密运放缓冲器，所述高精密运放缓冲器的输入端与所述高精密电阻连接，所述高精密运放缓冲器的输出端与所述第一组开关的第一动触点连接。
通过设置高精密运放缓冲器，可以使AD转换器避免因参考电压获取过程中因有限且在采集过程中跳变的AD转换器参考电压端输入阻抗与较大的源阻抗(Rset)引起的负载效应而导致测试过程中采集值发生偏差与跳动。
优选地，共模电压源为2.5V。
优选地，所述高精密电阻的阻值至少为10千欧。
由于恒流源所能输出电流较小(200uA)，而AD转化器所需参考电压值较高(如2.5V)，因此精密电阻阻值需设置得较高，至少达到10kΩ级别，以将精密电阻上所产生的电压值增加到可同时满足AD转换器参考电压和测试装置信号输入端共模电压要求的范围，但这将等效引入了一个拥有较大源阻抗的参考电压源。
在本申请的第二个方面中，本申请提供了一种热电偶测量信号的自校准和抗漂移方法，应用于如上所述的一种微弱信号测量的自校准和抗漂移装置，包括以下步骤：
步骤1：驱动所述切换开关的动触点动作至B位置，以短接所述第一输入端，并导通所述多路复用器的第一输入端与所述多路复用器的输出端，以获取所述电压信号调理模块的失调误差；
步骤2：控制可控增益放大器(7)的增益为采集待测热电偶电压值所需增益，以及控制电压分配网络(4)的分压系数，且分压系数大于增益，并导通所述多路复用器的第二输入端与所述多路复用器的输出端，以获取所述电压信号调理模块的增益误差系数；
步骤3：驱动所述切换开关的动触点动作至A位置，以导通所述第一输入端与所述热电偶，并导通所述多路复用器的第一输入端与所述多路复用器的输出端，以获取所述热电偶的电压测量值；
步骤4：根据所述失调误差和所述增益误差系数对所述电压测量值进行校准，得到所述热电偶的电压准确值。
优选地，所述热电偶的电压准确值为：
Figure BDA0003507024180000041
Figure BDA0003507024180000042
Strue表示校准后得到准确的所述热电偶的电压值，Sout表示未校准而直接测试所述热电偶的电压测量值，berr表示所述电压信号调理模块的失调误差，Gerr表示所述电压信号调理模块的增益误差系数，G表示所述可控增益放大器的增益系数，D表示所述电压分配网络的分压系数，Vref表示基准源的输出电压。
在本申请的第三个方面中，本申请提供了一种热电阻测量信号的自校准和抗漂移方法，应用于如上所述的一种微弱信号测量的自校准和抗漂移装置，包括以下步骤：
步骤1：驱动所述双刀双掷开关动作，使得所述第一组开关的第一动触点和所述第二组开关的第一动触点均与所述静触点导通；
步骤2：驱动所述切换开关的动触点动作至B位置，以短接所述第一输入端，并导通所述多路复用器的第一输入端与所述多路复用器的输出端，以获取所述电压信号调理模块的失调误差；
步骤3：控制可控增益放大器的增益为采集待测热电偶电压值所需增益G，以及控制电压分配网络的分压系数，且分压系数大于所述增益，并导通所述多路复用器的第二输入端与所述多路复用器的输出端，以获取所述电压信号调理模块的增益误差系数；
步骤4：驱动所述切换开关的动触点动作至A位置，以导通所述第一输入端与所述热电阻，并导通所述多路复用器的第一输入端与所述多路复用器的输出端，以获取所述热电阻的电压测量值；
步骤5：根据所述失调误差、所述增益误差系数以及所述电压测量值计算所述热电阻的阻值。
优选地，所述热电阻的阻值为：
Figure BDA0003507024180000051
Figure BDA0003507024180000052
Figure BDA0003507024180000053
RRTD表示所述热电阻的阻值，Rset表示所述高精密电阻的阻值，Sfull为所述AD转换器的满量程电压值，Strue表示校准后得到准确的所述热电阻的电压值，Sout表示未校准而直接测试所述热电阻的电压测量值，berr表示所述电压信号调理模块的失调误差，Gerr表示所述电压信号调理模块的增益误差系数，G表示所述可控增益放大器的增益系数。
本发明与现有技术相比，具有如下的优点和有益效果：
1、设置有电压信号调理模块，解决了在测试过程中需要针对电压信号调理模块所引入误差进行人工定期校准的问题；
2、设置有恒流源调理模块，解决了恒流源初始精度不高、温漂和时漂明显而使得输出采样基准电流的恒流源输出电流值不准确且难以预测并最终影响测量精度的问题；
3、微弱信号测量装置以微控制单元配置双刀双掷开关切换的方式同时支持热电偶采集工作模式和热电阻采集工作模式，两种采集工作模式下共用电压信号调理模块、微控制单元、基准源以及电压分配网络；热电偶采集时仅通过使用上述部分来校准误差并采集电压信号，热电阻采集在此基础上还通过恒流源调理模块消除了热电阻采集过程中恒流源输出不准确且难以预测的影响。
附图说明
此处所说明的附图用来提供对本发明实施例的进一步理解，构成本申请的一部分，并不构成对本发明实施例的限定。在附图中：
图1为本发明电压信号采集与校准相关的电路结构示意图；
图2为本发明微弱信号测量的自校准和抗漂移装置的电路结构示意图；
附图中标记及对应的零部件名称：
1、电压信号调理模块；2、微控制单元；3、基准源；4、电压分配网络；5、多路复用器；6、缓冲器；7、可控增益放大器；8、AD转换器；9、切换开关；10、第一输入端；11、第二输入端；12、共模电压源；13、双刀双掷开关；14、高精密电阻；15、恒流源；16、高精密运放缓冲器；17、待测设备。
具体实施方式
为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚明白，下面结合实施例和附图，对本发明作进一步的详细说明，本发明的示意性实施方式及其说明仅用于解释本发明，并不作为对本发明的限定。
实施例1
本实施例提供了一种微弱信号测量的自校准和抗漂移装置，可用于热电偶或热电阻的电压信号采集，包括电压信号调理模块1、微控制单元2、基准源3以及电压分配网络4，电压信号调理模块1包括依次连接的多路复用器5、缓冲器6、可控增益放大器7以及AD转换器8；基准源3连接于AD转换器8的参考电压端和电压分配网络4的输入端，电压分配网络4的输出端与多路复用器5的第二输入端11连接，多路复用器5的第一输入端10用于连接待测设备(本实施例中的待测设备指的是热电偶或热电阻)，且第一输入端10设置有切换开关9，切换开关9用于实现第一输入端10与待测设备的导通或短接；微控制单元2连接于切换开关9、多路复用器5、可控增益放大器7以及电压分配网络4。
在现有微弱信号的测量技术中，采集测试调理电路(二次仪表)存在初始误差、测试调理电路时漂以及测试调理电路温漂，因此需要通过外加高精度源的方式实现分段校准并将计算得到的修正参数存入二次仪表中，且工作一段时间后还需要将二次仪表取出后重新进行校准，这一过程较为费时且影响设备正常工作。基于此，本申请提供了一种微弱信号测量的自校准和抗漂移装置，包括用于校准初始加工误差、温漂和时漂的电压信号调理模块1，具体地，如图1所示，在进行误差校准时，S1开关(切换开关9)先切换至B位置，与此同时多路复用器5切换至1号通道(第一输入端10)，此时信号采集部分电路将采集外部短接线，AD转换器8采集转换后得到的测量值Sout即为电压信号调理模块1内部的失调误差berr；之后在校准可控增益放大器的增益系数时，再由多路复用器5切换至2号通道(第二输入端11)，由AD转换器8采集由基准源3分压而来的电压Sout，通过调整电压分配网络4的分压系数D与可控增益放大器7增益G相同来获取不同增益下的增益误差系数，即：
Figure BDA0003507024180000061
为适应不同类型待测设备(热电偶/热电阻)输出信号范围而设置的不同增益下失调误差值和增益误差系数不同的情况，当可控增益放大器增益G改变时，需重新进行一次上述校准操作，得到该增益下对应的Sout和berr，再将S1开关9切回A位置，同时多路复用器5也切回1号通道(第一输入端10)时，便可以对电压信号调理模块1正常采集时所引入的线性误差(含增益误差和失调误差)进行校准，即：
Figure BDA0003507024180000071
在测试过程中不再需要针对电压信号调理模块所引入误差进行人工定期校准。
进一步地，考虑到电压信号调理模块1信号采集通道中需要具备一定的共模电压方可确保较高的采集精度，因此，本实施例中还设置有共模电压源12，共模电压源12与第一输入端10连接。以确保电压信号调理模块1的电路工作电压要求(需要通道同相端和反相端均具备一定的静态偏置电压)得以满足。
进一步地，考虑到微弱信号测量装置在进行热电阻测试时，除了需要进行准确的电压采集外，还需要通过测量设备内恒流源为待测热电阻提供恒定电流，以在热电阻两端形成电压以供测量设备进行电压采集；因此，除需针对电压信号调理模块1进行增益和失调误差校准外，还需要对恒流源15初始误差、时漂、温漂进行校准，因此本实施例中还设置有用于对恒流源15初始误差、时漂以及温漂进行校准的恒流源15调理模块。
具体地，如图2所示，本实施例中的恒流源15调理模块包括双刀双掷开关13、高精密电阻14以及恒流源15；其中，高精密电阻14的一端接地，另一端连接于待测设备(热电阻)的负极和双刀双掷开关13的第一组开关的第一动触点，第一组开关的第二动触点与基准源3连接，双刀双掷开关13的第二组开关的第二动触点与共模电压源12连接，双刀双掷开关13的第一组开关的静触点与所述AD转换器8的参考电压端连接，双刀双掷开关13的第二组开关的静触点与待测设备(热电阻)17的负极连接；恒流源15与待测设备(热电阻)17的正极连接。
其中，由于该微弱信号测量的自校准和抗漂移装置即可以用于测量热电阻的微弱信号，又可以测量热电偶的微弱信号，而热电偶采集和热电阻采集过程中AD转换器8参考电压不同，共模电压的施加策略也不同，因此，通过双刀双掷开关13来进行切换(热电偶测试/热电阻测试)，从而实现热电阻采集/热电偶采集的切换。即：进行热电偶采集时，双刀双掷开关13切换至2位置，2.5V基准源3将2.5V电压馈送至热电偶输入/热电阻输入-端，提供信号采集所需共模电压，AD转换器8参考电压取自基准源3；进行热电阻采集时，双刀双掷开关13切换至1位置，高精密电阻14上的电压既作为信号采集的共模电压，也作为AD转换器8的参考电压。
以下以热电阻为例对恒流源15初始误差、时漂和温漂进行校准进行说明，如图2所示，将双刀双掷开关13切换至1位置，此时高精密电阻14上的电压V1＝Iset*Rset，该电压既作为信号采集的共模电压，也作为AD转换器8的参考电压。假设恒流源15的电流Iset相较预设电流值200uA有不准，则可设Iset＝200uA+Ierr，式中Ierr即为恒流源15的误差(来源于初始误差、温漂和时漂)。由AD转换器8的原理可知，其输出的采集转换后得到的测量电压值Sout，其大小如下式：
Sout＝Sfull*VADCin/VADCref
其中，Sfull为所述AD转换器满量程电压值，VADCin为输入至AD转换器8输入端口的电压，VADCref为AD转换器8的参考电压。
由此可知，当以上述实现方式进行待测热电阻17采集时，Sout可表达为下式所示：
Sout＝Sfull*Iset*RRTD/Iset*Rset
将Iset抵消，可得：
Sout＝Sfull*RRTD/*Rset
由于Sout、Sfull、RSET均为已知，故可直接求得RRTD的值，而不必考虑Iset误差的影响。
进一步地，为避免AD转换器8在参考电压获取过程中，因有限且在采集过程中跳变的AD转换器参考电压端输入阻抗与较大的源阻抗(Rset)引起的负载效应而导致测试过程中采集值发生偏差与跳动，本实施例中的恒流源15调理模块还包括高精密运放缓冲器16，高精密运放缓冲器16的输入端与高精密电阻14连接，高精密运放缓冲器16的输出端与第一组开关的第一动触点连接。
进一步地，本实施例中的共模电压源12为2.5V。
进一步地地，由于恒流源15所能输出电流较小(200uA)，而AD转化器所需参考电压值较高(如2.5V)，因此本实施例中的精密电阻的阻值需设置得较高，至少达到10kΩ级别，以将精密电阻上所产生的电压值增加到可同时满足AD转换器参考电压和测试设备信号输入端共模电压要求的范围，但这将等效引入了一个拥有较大源阻抗的参考电压源。
综上，本实施例提供的微弱信号测量的自校准和抗漂移装置，既可以使得热电偶测试过程中不再需要针对进行电压信号调理采集部分电路所引入误差进行人工定期校准；通过恒流源15电流同时流经热电阻与高精密电阻14的方式，还实现了对恒流源15初始加工误差、温漂、时漂的校准。
实施例2
本实施例提供了一种热电偶测量信号的自校准和抗漂移方法，应用于如实施例1所提供一种微弱信号测量的自校准和抗漂移装置，包括以下步骤：
步骤1：将热电阻与多路复用器5的第一输入端10(同相端和反相端)连接；
步骤2：通过微控制单元2驱动切换开关9的动触点动作至B位置，以短接第一输入端10，并通过微控制单元2导通多路复用器5的第一输入端10与多路复用器5的输出端，读取AD转换器8上的示数来获取电压信号调理模块1的失调误差berr；
步骤3：微控制单元2控制可控增益放大器7的增益为热电偶电压值所需增益G，以及控制电压分配网络4的分压系数(其中，为避免超满量程电压，分压系数应大于增益，作为优选地，分压系数D应超过4G/3)，同时通过微控制单元2导通多路复用器5的第二输入端11与多路复用器5的输出端，读取AD转换器8上的示数sout，当不存在增益误差时，存在：
Figure BDA0003507024180000091
当存在增益误差时，存在：
Figure BDA0003507024180000092
因此，通过获取失调误差berr和导通多路复用器5的第二输入端11与多路复用器5的输出端，读取AD转换器8上的示数Sout，可以得到电压信号调理模块1的增益误差系数Gerr；
Figure BDA0003507024180000093
步骤4：在获取到失调误差berr和增益误差系数Gerr后，通过微控制单元2驱动切换开关9动触点动作至A位置，以导通第一输入端10与热电偶，并通过微控制单元2导通多路复用器5的第一输入端10与多路复用器5的输出端，以获取热电偶的电压测量值Sout：
步骤5：根据失调误差和增益误差系数对电压测量值进行校准，得到热电偶的电压准确值：
Figure BDA0003507024180000094
Strue表示电压准确值，Sout表示电压测量值，G表示所述可控增益放大器的增益系数。
其中，值得说明的是，由于不同增益下失调误差值和增益误差系数不同，因此，在校准可控增益放大器的增益系数时，通过微控制单元调整电压分配网络的分压系数与可控增益放大器增益相同来获取不同增益下的增益误差系数。
实施例3
本实施例提供了一种热电阻测量信号的自校准和抗漂移方法，应用于如上实施例1所提供的一种微弱信号测量的自校准和抗漂移装置，包括以下步骤：
步骤1：将待测热电阻与多路复用器5的第一输入端10(同相端和反相端)连接，并打开恒流源15；
步骤2：驱动双刀双掷开关13动作，使得第一组开关的第一动触点和第二组开关的第一动触点均与静触点导通，使得高精密电阻14上的电压V1＝Iset*Rset既作为信号采集的共模电压，也作为AD转换器8的参考电压；
步骤3：通过微控制单元2驱动切换开关9的动触点动作至B位置，以短接第一输入端10，并通过微控制单元2导通多路复用器5的第一输入端10与多路复用器5的输出端，读取AD转换器8上的示数来获取电压信号调理模块1的失调误差berr；
步骤4：微控制单元2控制可控增益放大器7的增益为采集待测热电阻电压值所需增益，以及控制电压分配网络4的分压系数(其中，为避免超满量程电压，分压系数应大于增益，作为优选地，分压系数D应超过4G/3)，同时通过微控制单元2导通多路复用器5的第二输入端11与多路复用器5的输出端，读取AD转换器8上的示数sout，当不存在增益误差时，存在：
Figure BDA0003507024180000101
当存在增益误差时，存在：
Figure BDA0003507024180000102
因此，通过获取失调误差berr和导通多路复用器5的第二输入端11与多路复用器5的输出端，读取AD转换器8上的示数Sout，，可以得到电压信号调理模块1的增益误差系数Gerr；
Figure BDA0003507024180000103
步骤5：在获取到失调误差berr和增益误差系数Gerr后，通过微控制单元2驱动切换开关9动作，以导通第一输入端10与待测热电阻，并通过微控制单元2导通多路复用器5的第一输入端10与多路复用器5的输出端，以获取待测热电阻的电压测量值Sout；
步骤6：根据失调误差、增益误差系数以及电压测量值计算待测热电阻的阻值：
Figure BDA0003507024180000104
Figure BDA0003507024180000105
RRTD表示待测热电阻的阻值，Rset表示高精密电阻的阻值，Sfull为AD转换器满量程电压值，Strue表示电压准确值，Sout表示未校准而直接测试待测热电阻的电压测量值，berr表示所述电压信号调理模块的失调误差，Gerr表示所述电压信号调理模块的增益误差系数，G表示可控增益放大器的增益系数。
以上所述的具体实施方式，对本发明的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施方式而已，并不用于限定本发明的保护范围，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种微弱信号测量的自校准和抗漂移装置，其特征在于，包括电压信号调理模块(1)、微控制单元(2)、基准源(3)以及电压分配网络(4)，所述电压信号调理模块(1)包括依次连接的多路复用器(5)、缓冲器(6)、可控增益放大器(7)以及AD转换器(8)；所述基准源(3)连接于所述AD转换器(8)的参考电压端和所述电压分配网络(4)的输入端，所述电压分配网络(4)的输出端与所述多路复用器(5)的第二输入端(11)连接，所述多路复用器(5)的第一输入端(10)用于连接待测设备(17)，且所述第一输入端(10)设置有切换开关(9)，所述切换开关(9)用于实现所述第一输入端(10)与所述待测设备(17)的导通或短接；所述微控制单元(2)连接于所述切换开关(9)、所述多路复用器(5)、所述可控增益放大器(7)以及所述电压分配网络(4)。
2.根据权利要求1所述的一种微弱信号测量的自校准和抗漂移装置，其特征在于，还包括共模电压源(12)，所述共模电压源(12)与所述第一输入端(10)连接。
3.根据权利要求2所述的一种微弱信号测量的自校准和抗漂移装置，其特征在于，还包括恒流源(15)调理模块，所述恒流源(15)调理模块包括双刀双掷开关(13)、高精密电阻(14)以及恒流源(15)；
所述高精密电阻(14)的一端接地，另一端连接于所述待测设备(17)的负极和所述双刀双掷开关(13)的第一组开关的第一动触点，所述第一组开关的第二动触点与所述基准源(3)连接，所述双刀双掷开关(13)的第二组开关的第二动触点与所述共模电压源(12)连接，所述双刀双掷开关(13)的第一组开关的静触点与所述AD转换器(8)的参考电压端连接，所述双刀双掷开关(13)的第二组开关的静触点与所述待测设备(17)的负极连接；所述恒流源(15)与所述待测设备(17)的正极连接。
4.根据权利要求3所述的一种微弱信号测量的自校准和抗漂移装置，其特征在于，所述恒流源(15)调理模块还包括高精密运放缓冲器(16)，所述高精密运放缓冲器(16)的输入端与所述高精密电阻(14)连接，所述高精密运放缓冲器(16)的输出端与所述第一组开关的第一动触点连接。
5.根据权利要求3或4所述的一种微弱信号测量的自校准和抗漂移装置，其特征在于，所述共模电压源(12)为2.5V。
6.根据权利要求5所述的一种微弱信号测量的自校准和抗漂移装置，其特征在于，所述高精密电阻(14)的阻值至少为10千欧。
7.一种热电偶测量信号的自校准和抗漂移方法，其特征在于，应用于如权利要求1-6中任意一项所述的一种微弱信号测量的自校准和抗漂移装置，包括以下步骤：
步骤1：驱动所述切换开关(9)动作，以短接所述第一输入端(10)，并导通所述多路复用器(5)的第一输入端(10)与所述多路复用器(5)的输出端，以获取所述电压信号调理模块(1)的失调误差；
步骤2：控制所述可控增益放大器(7)的增益为采集待测热电偶电压值所需增益，以及控制电压分配网络(4)的分压系数，且所述分压系数大于增益，并导通所述多路复用器(5)的第二输入端(11)与所述多路复用器(5)的输出端，以获取所述电压信号调理模块(1)的增益误差系数；
步骤3：驱动所述切换开关(9)动作，以导通所述第一输入端(10)与所述热电偶，并导通所述多路复用器(5)的第一输入端(10)与所述多路复用器(5)的输出端，以获取所述热电偶的电压测量值；
步骤4：根据所述失调误差和所述增益误差系数对所述电压测量值进行校准，得到所述热电偶的电压准确值。
8.根据权利要求7所述的热电偶测量信号的自校准和抗漂移方法，其特征在于，所述热电偶的电压准确值为：
Figure FDA0003507024170000021
Figure FDA0003507024170000022
Strue表示校准后得到准确的所述热电偶的电压值，Sout表示未校准而直接测试所述热电偶的电压测量值，berr表示所述电压信号调理模块(1)的失调误差，Gerr表示所述电压信号调理模块(1)的增益误差系数，G表示所述可控增益放大器(7)的增益系数，D表示所述电压分配网络(4)的分压系数，Vref表示基准源(3)的输出电压。
9.一种热电阻测量信号的自校准和抗漂移方法，其特征在于，应用于如权利要求3-6中任意一项所述的一种微弱信号测量的自校准和抗漂移装置，包括以下步骤：
步骤1：驱动所述双刀双掷开关(13)动作，使得所述第一组开关的第一动触点和所述第二组开关的第一动触点均与所述静触点导通；
步骤2：驱动所述切换开关(9)动作，以短接所述第一输入端(10)，并导通所述多路复用器(5)的第一输入端(10)与所述多路复用器(5)的输出端，以获取所述电压信号调理模块(1)的失调误差；
步骤3：控制可控增益放大器(7)的增益为采集待测热电偶电压值所需增益，以及控制电压分配网络(4)的分压系数，且所述分压系数大于所述增益，并导通所述多路复用器(5)的第二输入端(11)与所述多路复用器(5)的输出端，以获取所述电压信号调理模块(1)的增益误差系数；
步骤4：驱动所述切换开关(9)动作，以导通所述第一输入端(10)与所述热电阻，并导通所述多路复用器(5)的第一输入端(10)与所述多路复用器(5)的输出端，以获取所述热电阻的电压测量值；
步骤5：根据所述失调误差、所述增益误差系数以及所述电压测量值计算所述热电阻的阻值。
10.根据权利要求9所述的一种热电阻测量信号的自校准和抗漂移方法，其特征在于，所述热电阻的阻值为：
Figure FDA0003507024170000031
Figure FDA0003507024170000032
Figure FDA0003507024170000033
RRTD表示所述热电阻的阻值，Rset表示所述高精密电阻(14)的阻值，Sfull为所述AD转换器(8)的满量程电压值，Strue表示校准后得到准确的所述热电阻的电压值，Sout表示未校准而直接测试所述热电阻的电压测量值，berr表示所述电压信号调理模块(1)的失调误差，Gerr表示所述电压信号调理模块(1)的增益误差系数，G表示所述可控增益放大器(7)的增益系数。
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