CN114424439A - 4阶段降压-升压转换器 - Google Patents

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Abstract

一种系统(100)具有输入(105)及输出(109)。所述系统包含电压转换器(101)，所述电压转换器(101)包含：第一晶体管(102)，其经耦合到所述输入及第一切换节点(SW1)；第二晶体管(104)，其经耦合到所述第一切换节点及接地(107)；第三晶体管(106)，其经耦合到第二切换节点(SW2)及所述输出；第四晶体管(108)，其经耦合到所述第二切换节点及接地；及电感器(110)，其具有耦合到所述第一切换节点的第一端子及耦合到所述第二切换节点的第二端子。所述系统还包含耦合到所述电压转换器的控制器(103)，所述控制器包含状态机(120)及多个驱动器(116、118)以控制所述电压转换器的所述晶体管。所述状态机可响应于穿过所述电感器的电流小于电流阈值而调适以使所述第二及第四晶体管导通且所述第一及第三晶体管不导通。

Description

4阶段降压-升压转换器
发明内容
在至少一个实例中，一种系统具有输入端子及输出端子。所述系统包含电压转换器，所述电压转换器包含：第一晶体管，其经耦合到所述输入端子及第一切换节点；第二晶体管，其经耦合到所述第一切换节点及接地；第三晶体管，其经耦合到第二切换节点及所述输出端子；第四晶体管，其经耦合到所述第二切换节点及接地；及电感器，其具有耦合到所述第一切换节点的第一端子及耦合到所述第二切换节点的第二端子。所述系统还包含耦合到所述电压转换器的控制器，所述控制器包含状态机及多个驱动器以控制所述电压转换器的所述晶体管。所述状态机可响应于穿过所述电感器的电流小于电流阈值调适以使所述第二及第四晶体管导通而所述第一及第三晶体管不导通。
在另一实例中，一种控制器用于具有第一切换节点、第二切换节点及耦合在所述第一与第二切换节点之间的电感器的电压转换器。所述控制器包含状态机及多个驱动器，每一驱动器经耦合到晶体管。所述状态机可响应于穿过所述电感器的电流小于第一电流阈值调适以转变到以下状态，其中：所述第一切换节点与输入端子之间的第一晶体管不导通；所述第一切换节点与接地节点之间的第二晶体管导通；所述第二切换节点与输出端子之间的第三晶体管不导通；且所述第二切换节点与所述接地节点之间的第四晶体管导通。
在又一实例中，一种用于控制电压转换器的方法包含由控制器检测穿过耦合到所述电压转换器的第一切换节点及第二切换节点的电感器的电流。所述方法还包含：响应于穿过所述电感器的所述电流小于电流阈值，所述控制器使所述第一切换节点与输入端子之间的第一晶体管不导通；所述控制器使所述第一切换节点与接地节点之间的第二晶体管导通；所述控制器使所述第二切换节点与输出端子之间的第三晶体管不导通；及所述控制器使所述第二切换节点与所述接地节点之间的第四晶体管导通。
附图说明
为了各个实例的详细描述，现在将参考附图，在附图中：
图1展示各个实例中的电压转换器及控制器的示意图；
图2展示各个实例中的处于升压-开启阶段的电压转换器的示意图；
图3展示各个实例中的处于升压-关闭、降压-开启阶段的电压转换器的示意图；
图4展示各个实例中的处于降压-关闭阶段的电压转换器的示意图；
图5展示各个实例中的处于暂停阶段的电压转换器的示意图；
图6展示各个实例中的电压转换器的操作的状态图；
图7展示各个实例中的作为电压转换器在降压模式下操作的时间的函数的电感器电流的波形；
图8展示各个实例中的作为电压转换器在升压模式下操作的时间的函数的电感器电流的波形；
图9展示各个实例中的作为电压转换器在降压-升压模式下操作的时间的函数的电感器电流的波形；
图10展示各个实例中的系统的框图；
图11展示各个实例中的用于电压转换器的控制器的操作的状态图；
图12展示各个实例中的作为电压转换器在降压模式下操作的时间的函数的输出电压及电感器电流的波形；
图13展示各个实例中的作为电压转换器在降压-升压模式下操作的时间的函数的输出电压及电感器电流的波形；及
图14展示各个实例中的作为电压转换器在升压模式下操作的时间的函数的输出电压及电感器电流的波形。
具体实施方式
直流(DC)-DC转换器可被实施为开关模式电源(SMPS)。DC转换器可用于多种电路中以通过转换DC输入信号来提供DC输出信号。例如，DC转换器可用于其中由电池将电力供应到负载，特别是其中电池电压可能随时间变化(例如，当电池耗尽时)的系统中。此类系统的实例包含汽车应用、个人电子装置、物联网(IoT)连接装置或其它电池供电应用。输入及输出信号可具有类似或相反极性。SMPS转换器包含降压、升压、降压-升压及其它类型。降压DC-DC转换器可操作以提供等于或低于输入信号的电压(VIN)的输出电压(VOUT)。升压转换器可操作以提供大于或等于VIN的VOUT。降压-升压转换器提供降压转换器及升压转换器的功能性。降压-升压转换器包含一或多个电感器。串联电感器通过输入信号通电且随后断电以提供输出信号。
当VOUT近似等于VIN(被称为降压-升压传递区)时，降压-升压转换器出现问题。在降压-升压传递区中，降压-升压转换器遭受与降压模式与升压模式之间的切换相关的调节问题，这导致VOUT上例如次谐波振荡的短时脉冲波干扰。特定来说，降压-升压转换器针对在降压模式(VOUT<VIN)及升压模式(VOUT>VIN)下的操作具有不同传递函数。降压模式传递函数是由VOUT＝VIN*D(buck)给出，其中D(buck)是在0到1的范围内的用于降压模式操作的占空比值。升压模式传递函数是由VOUT＝VIN/(1–D(boost))给出，其中D(boost)是在0到1的范围内的用于升压模式操作的占空比值。因此，在其中VOUT＝VIN的降压-升压操作模式下，降压模式占空比D(buck)接近1且升压模式占空比D(boost)接近0。然而，由于最小的开启及关闭时间，D(buck)可接近1值(但可能无法达到1)且D(boost)可接近0值(但可能无法达到0)。这种情况导致调节问题，包含VOUT上的次谐波振荡，因为未在这个区中定义所述传递函数。
电压转换器的调节带宽是指电压转换器的控制回路对控制回路的输入条件(例如，负载电流)的变化的响应时间。较大调节带宽导致对输入条件变化的较短响应时间，且较小调节带宽导致对输入条件变化的较长响应时间。在升压模式下，降压-升压转换器的调节带宽受到右半平面(RHP)零频率的限制。RHP零频率限制调节带宽，因为RHP零充当在反馈路径中提供增益增强的极点。因此，例如，调节带宽应比RHP零频率低三到五倍以避免振荡。RHP零频率对调节带宽的限制导致在升压模式下减弱的瞬态响应，因为控制回路对输入条件(例如，负载电流)的变化更慢地做出反应以调节电压转换器的VOUT。
实例实施例(其包含控制器)解决电压转换器，例如降压-升压、DC-DC电压转换器的前述问题。在实例中，所述控制器包含经配置以控制电压转换器的晶体管以在暂停阶段操作的状态机，其中电压转换器的电感器短路，从而允许在暂停阶段期间将能量保存在电压转换器中。因此，除电感器通过VIN通电且断电以提供VOUT以外，一些实例还包含控制电压转换器以包含其中将能量保存在电压转换器中的阶段，如下文将描述。
因此，电压转换器将输入信号能量传递到输出信号能量可通过改变其中将能量保存在电压转换器中的暂停阶段的长度来调节。这通过为电压转换器提供其中电感器既不通电也不断电的操作阶段来减少在降压-升压操作模式下调节的上述问题，例如次谐波振荡。而且，暂停阶段允许停止从电压转换器到负载的能量传递，而不因此使电感器通电，这避免VOUT过冲，且因此解决对带宽的上述RHP零限制。下文参考各个实例及附图更全面地描述这些益处。
图1描绘各个实例中的系统100。系统100包含电压转换器101及耦合到电压转换器101的控制器103。在这个实例中，电压转换器101是将输入端子105处的输入电压(VIN)转换为输出端子109处的输出电压(VOUT)的升压-降压转换器。电压转换器101经配置以在多种模式(例如，降压模式、升压模式或降压-升压模式)下操作。电压转换器101至少包含第一开关102、第二开关104、第三开关106、第四开关108及电感器110。在一个实例中，开关102、104、106、108是晶体管，例如场效应晶体管(例如n型或p型金属氧化物硅场效应晶体管MOSFET)或双极晶体管，且在下文被称为晶体管。在图1的实例中，电压转换器101还包含输入电容器112及输出电容器114。
特定来说，输入电容器112经耦合在输入端子105与接地端子107之间。第一晶体管102还经耦合到输入端子105及第一切换节点SWl，而第二晶体管104经耦合到第一切换节点SW1及接地端子107。例如，晶体管102(如果其是pMOS装置)的漏极经耦合到输入端子105且晶体管102的源极经耦合到切换节点SW1。类似地，晶体管104(如果其是pMOS装置)的漏极经耦合到所述切换节点且晶体管104的源极经耦合到接地107。电感器110经耦合到第一切换节点SW1及第二切换节点SW2。特定来说，第一切换节点SW1经配置以耦合到电感器110的第一端子且第二切换节点SW2经配置以耦合到电感器110的第二端子。第三晶体管106经耦合到第二切换节点SW2及输出端子109，而第四晶体管108经耦合到第二切换节点SW2及接地端子107。输出电容器114经耦合在输出端子109与接地端子107之间。
在图1的实例中，控制器103至少包含状态机120，所述状态机120经配置以控制栅极驱动器116、118以控制电压转换器101的晶体管102、104、106、108(例如，以导通或不导通)以针对给定VIN提供所期望VOUT。栅极驱动器116、118可包含电荷泵，为简单起见未展示所述电荷泵。状态机120凭借栅极驱动器116耦合到例如第一及第二晶体管102、104的栅极，且凭借栅极驱动器118耦合到例如第三及第四晶体管106、108的栅极。尽管为示意简单起见，栅极驱动器116、118被展示为两个单独模块，但在一些实例中，栅极驱动器116、118的功能性通过更多(例如，每晶体管一个栅极驱动器)或更少(例如，所有四个晶体管一个栅极驱动器)模块来实行。在一些实例实施例中，状态机120可被实施为与控制器103分离的处理单元或较大处理装置的部分。在一些实例实施例中，状态机120(及控制器103)可使用处理器(例如微处理器或微控制器)或专用集成电路(ASIC)来实施。为简单起见，假设状态机120通过栅极驱动器116、118控制或使电压转换器101在各种模式(例如，降压模式、升压模式或降压-升压模式)下操作，如下文进一步详细地描述。
在图1的实例中，控制器103还包含第一比较器122，所述第一比较器122具有耦合到输出端子109的反相端子及经配置以接收参考或阈值电压(VREF)的非反相端子。第一比较器122因此将VOUT与VREF进行比较且响应于VOUT小于VREF而断言其输出(COMP OUT)。第一比较器122的输出是状态机120的输入，下文进一步详细地描述所述状态机120的功能。控制器103因此经配置以基于第一比较器122的输出来检测VOUT。
控制器103还包含第二比较器126，所述第二比较器126具有耦合到切换节点SWl的非反相端子及经配置以接收上电流阈值参考电压(I_PEAK TARGET)的反相端子。切换节点SW1是具有与穿过电感器110的电流(IL)相关(例如，成比例)的电压，例如跨与电感器110串联的电流感测电阻器(或跨导通的晶体管中的一者)的电压的节点的示意表示，为简单起见，图1中未展示所述电流感测电阻器。I_PEAK TARGET与下文进一步详细地描述的上电流阈值(I_PEAK)相关(例如，成比例)。第二比较器126因此将IL与I_PEAK(或与IL及I_PEAK成比例的电压)进行比较且响应于IL大于I_PEAK而断言其输出。第二比较器126的输出(I_PEAK)是状态机120的输入，下文进一步详细地描述所述状态机120的功能。
控制器103还包含第三比较器128，所述第三比较器128具有耦合到切换节点SW2的反相端子及经配置以接收下电流阈值参考电压(I_VALLEY TARGET)的非反相端子。如上述，切换节点SW2是具有与IL相关(例如，成比例)的电压的节点的示意表示。I_VALLEY TARGET与下文进一步详细地描述的下电流阈值(I_VALLEY)相关(例如，成比例)。第三比较器128因此将IL与I_VALLEY(或与IL及I_VALLEY成比例的电压)进行比较且响应于IL小于I_VALLEY而断言其输出(I_VALLEY)。第三比较器128的输出是状态机120的输入，下文进一步详细地描述所述状态机120的功能。控制器103因此经配置以基于比较器126、128的输出来检测IL。
控制器103还包含耦合到状态机120的定时器124(例如，计数器)。状态机120将输入供应到定时器124(例如，以响应于条件被满足而起始定时器124)。状态机120还接收来自定时器124的输入(例如，指示已过去一定量的时间)。在一些实例中，定时器124还接收VIN及VOUT作为输入，所述输入用以确定定时器124经配置以指示的时间量。下文进一步详细地描述定时器124及状态机120的功能。
图2到5展示各个实例中的由包含上文所描述的状态机120的控制器103控制的处于其各个操作阶段的电压转换器101。如下文进一步描述，在图2到5中所展示的四个阶段操作电压转换器101允许电压转换器101在降压模式、升压模式或降压-升压模式下操作，同时减少上文所描述的调节及RHP零问题。而且，且如下文进一步描述，电压转换器101的转换能量是通过控制器103调节I_PEAK及/或I_VALLEY的值以及下文所描述的各个阶段的长度来控制。不管电压转换器101是用作降压转换器、升压转换器还是降压-升压转换器，电压转换器101均由状态机120来控制以循环经过下文所描述的各个阶段。
特定来说，图2展示处于升压-开启阶段的电压转换器101。在升压-开启阶段，第一晶体管102及第四晶体管108导通，而第二晶体管104及第三晶体管106不导通。因此，如图2中的箭头所展示那样形成电流路径，且通过VIN使电感器110通电。在升压-开启阶段期间，输出电容器114将(在这个阶段之前存储的)能量提供到输出信号(例如，VOUT)。
图3展示处于升压-关闭、降压-开启阶段的电压转换器101。在升压-关闭、降压-开启阶段，第一晶体管102及第三晶体管106导通，而第二晶体管104及第四晶体管108不导通。因此，如由图3中的箭头所展示那样形成电流路径，且输入端子105通过电感器110耦合到输出端子109。
图4展示处于降压-关闭阶段的电压转换器101。在降压-关闭阶段，第二晶体管104及第三晶体管106导通，而第一晶体管102及第四晶体管108不导通。因此，如由图4中的箭头所展示那样形成电流路径，且通过将能量提供到输出信号(例如，VOUT)来使电感器110断电。在降压-关闭阶段期间，输入电容器112是由输入信号(例如，VIN)来充电。
图5展示处于暂停阶段的电压转换器101。在暂停阶段，第二晶体管104及第四晶体管108导通，而第一晶体管102及第三晶体管106不导通。因此，如由图5中的箭头所展示那样形成电流路径。在暂停阶段，将能量保存在电压转换器101中，因为电感器110短路，这导致穿过图5中所展示的回路的近似恒定电流，其根据电感器110的时间常数与电阻损耗的组合而略微减小。如下文进一步描述，在一些实例中，只要VOUT大于目标VOUT阈值电压，状态机120就使电压转换器101保持于暂停阶段。在一些实例中引入暂停阶段允许到VOUT的能量流动减少，同时避免将能量添加到电压转换器101(例如，通过由VIN使电感器110通电，如图2中所展示)。因此，在被递送到电压转换器101的能量与在输出处消耗的能量(例如，通过供应VOUT)之间维持平衡，所述平衡与VIN及VOUT的量值无关。因此，减少由于调节活动所致的失真。如下文进一步描述，电压转换器101的调节是通过调节暂停阶段的持续时间来实现，而由电压转换器101以脉冲供应的能量(例如，经过图2到5的以上阶段的单个循环)是由I_PEAK、I_VALLEY及图3中所展示的升压-关闭、降压-开启阶段的长度来确定。
图6展示说明状态机120作为用于上文所描述的电压转换器101的控制器103的操作的状态图600。状态图600包含对应于上文关于图2所描述的状态机120在升压-开启阶段控制电压转换器101的状态602。状态图600还包含对应于上文关于图3所描述的状态机120在升压-关闭、降压-开启阶段控制电压转换器101的状态604。状态图600进一步包含对应于上文关于图4所描述的状态机120在降压-关闭阶段控制电压转换器101的状态606。最后，状态图600包含对应于上文关于图5所描述的状态机120在暂停阶段控制电压转换器101的状态608。
在其中状态机120在升压-开启阶段控制电压转换器101的状态602期间，电感器110在跨电感器110施加VIN时通电，从而使穿过电感器110的电流(IL)增大。作为第二比较器126检测到IL大于I_PEAK的结果，第二比较器126输出被断言使状态机120转变到状态604。
在其中状态机120在升压-关闭、降压-开启阶段控制电压转换器101的状态604期间，电感器经耦合到输入端子105及输出端子109两者。在其中电压转换器101在降压模式下操作，其中VOUT小于VIN的实例中，当状态机120在状态604中操作的同时，IL继续增大，这是由于跨电感器110的电压的极性保持与在状态602中类似。然而，在其中电压转换器101在升压模式下操作，其中VOUT大于VIN的实例中，当状态机120在状态604中操作的同时，IL开始减小，这是由于跨电感器110的电压的极性相对于状态602反转。类似地，在其中电压转换器101在升压-降压模式下操作，其中VOUT近似等于VIN的实例中，当状态机120在状态604中操作的同时，IL也开始减小，这是由于非理想电路行为的真实世界影响，例如电感器110及晶体管102、106两者中的电阻损耗。
响应于进入状态604，状态机120经配置以向定时器124发信号(例如，通过断言提供到定时器124的信号)以开始定时。响应于电压转换器101是在降压模式下操作，定时器124经配置有与VIN与VOUT之间的差成比例地减小的时间阈值(例如，T_max)(例如，T_max＝t0–k*(VIN–VOUT))。这具有保持于状态604的效应，其中随着VIN与VOUT之间的差增大，能量以更少时间从电感器110传递到输出(例如，VOUT)。这也减小电感器110波纹电流，否则所述波纹电流将随着T_max的更长值及跨电感器110的大电压(例如，VIN–VOUT)而增大。响应于电压转换器101在升压模式或降压-升压模式下操作，定时器124经配置有时间阈值，T_max＝t0。在这些实例中，t0或T_max是与电压转换器101的切换频率相关的值。定时器124输出被断言指示由定时器124记录的时间(t)大于T_max。不管电压转换器101的操作模式(例如，升压模式、降压模式或降压-升压模式)如何，定时器124输出被断言使状态机120转变到状态606。
在其中状态机120在降压-关闭阶段控制电压转换器101的状态606期间，通过将能量提供到输出信号(例如，VOUT)来使电感器110断电，从而使IL减小。作为第三比较器128检测到IL小于I_VALLEY的结果，第三比较器128输出被断言使状态机120转变到状态608。
在其中状态机120在暂停阶段控制电压转换器101的状态608期间，通过使电感器110短路来将能量保存在电压转换器101中。虽然IL由于电感器110的时间常数及跨短路路径的电阻损耗而略微减小，但IL在暂停阶段期间保持相对稳定。作为第三比较器128检测到IL小于I_VALLEY的结果，第三比较器128输出被断言使状态机120转变到状态608。状态机120保持于状态608，直到VOUT小于参考或阈值电压(VREF)。因此，VOUT的调节是通过调节状态机120保持于状态608的持续时间。作为第一比较器122检测到VOUT小于VREF的结果，第一比较器122输出被断言使状态机120转变回到状态602。
而且，返回参考状态604，在升压模式及降压-升压模式下，IL如上文所描述那样减小。作为第三比较器128检测到IL小于I_VALLEY的结果，第三比较器128输出被断言使状态机120转变到状态608。在实例中，在状态604期间IL小于I_VALLEY是电压转换器101已将比一组给定操作参数所期望的能量更多的能量提供到输出信号(例如，VOUT)的指示。因此，状态机120直接转变到其中保留电压转换器101能量的状态608，而不是首先转变到其中电压转换器101将额外能量提供到输出信号(例如，VOUT)的状态606。随后，状态机120如上文所描述那样转变回到状态602，且能量通过输入信号(例如，VIN)再次提供到电压转换器101。
图7展示各个实例中的作为电压转换器101在降压模式(VOUT<VIN)下操作的时间的函数的IL的波形700。波形700开始于状态机120在其中IL由于跨电感器110施加VIN而增大的状态602(例如，升压-开启阶段)中操作。在时间702，IL达到I_PEAK，这使状态机120如上文所描述那样转变到状态604。在这个降压模式实例中，IL由于跨电感器110的电压(VIN–VOUT)而继续增大，尽管速度较慢。在时间704，定时器124达到如上文所描述的T_max，这使状态机120转变到状态606。因此，在通过将能量提供到输出信号(例如，VOUT)来使电感器110断电时，IL开始减小。在时间706，IL达到I_VALLEY，这使状态机120如上文所描述那样转变到状态608。IL由于电感器110时间常数及跨短路路径的电阻损耗而略微减小，但从时间706到708，能量大致上保存在电压转换器101中。在时间708，VOUT达到VREF，这使状态机120转变回到状态602，且重复所描述循环。
图8展示各个实例中的作为电压转换器101在升压模式(VOUT>VIN)下操作的时间的函数的IL的波形800。波形800开始于状态机120在其中IL由于跨电感器110施加VIN而增大的状态602(例如，升压-开启阶段)中操作。在时间802，IL达到I_PEAK，这使状态机120如上文所描述那样转变到状态604。在这个升压模式实例中，由于跨电感器110的电压反转极性(例如，VOUT>VIN)，IL开始减小。在时间804，定时器124时间达到如上文所描述的T_max，这使状态机120转变到状态606。因此，在通过将能量提供到输出(例如，VOUT)来使电感器110断电时，IL继续减小。在时间806，IL达到I_VALLEY，这使状态机120转变到状态608，如上文所描述。IL由于跨电感器110的电压而略微减小，但从时间806到808，能量大致上保存在电压转换器101中(经由电感器110)。在时间808，VOUT达到VREF，这使状态机120转变回到状态602，且重复所描述循环。尽管在图8的实例中未展示，但在一些实例中，IL在时间802后更快速地减小，且因此在定时器124到期之前达到I_VALLEY。在此实例中，状态机120直接从状态604转变到状态608，如上文所描述。
图9展示各个实例中的作为电压转换器101在降压-升压模式(VOUT＝VIN)下操作的时间的函数的IL的波形900。波形900开始于状态机120在其中IL由于跨电感器110施加VIN而增大的状态602(例如，升压-开启阶段)中操作。在时间902，IL达到I_PEAK，这使状态机120如上文所描述那样转变到状态604。在这个降压-升压模式实例中，由于跨电感器110的相对小电压，IL开始相对缓慢地减小，因为VOUT近似等于VIN。在时间904，定时器124时间达到如上文所描述的T_max，这使状态机120转变到状态606。因此，在通过将能量提供到输出信号(例如，VOUT)来使电感器110断电时，IL开始更快速地减小。在时间906，IL达到I_VALLEY，这使状态机120如上文所描述那样转变到状态608。由于电感器110时间常数及跨短路路径的电阻损耗，IL略微减小，但从时间906到908，能量大致上保存在电压转换器101中。在时间908，VOUT达到VREF，这使状态机120转变回到状态602，且重复所描述循环。尽管在图9的实例中未展示，但在一些实例中，IL在时间902后更快速地减小，且因此在定时器124到期之前达到I_VALLEY。在此实例中，状态机120直接从状态604转变到状态608，如上文所描述。
除使用状态机120以控制电压转换器101的晶体管102、104、106、108的上文所描述的控制器103以外，其它实例还涉及经配置以调节电压转换器的转换能量的控制器。此类控制器通常依靠模/数转换器(ADC)以将VOUT的模拟值数字化，其接着由数字信号处理器(DSP)处理以适当地控制电压转换器的转换能量(例如，I_PEAK及I_VALLEY的量值)。此类ADC及DSP的使用既复杂又消耗相对大量的电力。
图10展示各个实例中的系统1000的框图。系统1000包含电压转换器1002及耦合到电压转换器1002的控制器1003。在实例中，电压转换器1002是DC-DC转换器，例如将输入端子处的输入电压(VIN)转换为输出端子处的输出电压(VOUT)的降压-升压转换器。在至少一些实例中，电压转换器1002经配置以在多种模式(例如，降压模式、升压模式或降压-升压模式)下操作。在实例中，电压转换器1002在结构上与上文所描述的电压转换器101类似。
在图10的实例中，控制器1003经配置以调节电压转换器1002的转换能量。转换能量通常是指电压转换器1002中的电流电平。例如，较大电流电平导致较多能量从输入信号(例如，VIN)传递到输出信号(例如，VOUT)。在其中电压转换器1002根据上述实例运作的特定实例中，电压转换器1002的电流电平受到控制I_PEAK及/或I_VALLEY的值的影响。例如，增大I_PEAK及/或I_VALLEY的值增大电压转换器1002的电流电平，而减小I_PEAK及/或I_VALLEY的值减小电压转换器1002的电流电平，如上文所描述。
在图10的实例中，控制器1003包含比较器1004，所述比较器1004具有耦合到电压转换器1002的输出端子的反相端子(例如，其经配置以接收VOUT)及经配置以接收参考或阈值电压(VREF)的非反相端子。比较器1004因此将VOUT与VREF进行比较且响应于VOUT小于VREF而断言其输出。参考上图6，VOUT小于VREF满足从状态608转变到状态602的条件，这对应于从暂停阶段到升压开启阶段的转变。针对图10的实例，这被称为转换起始，因为先前转换循环随着暂停阶段的结束而结束。在实例中，比较器1004及第一比较器122是在单个组件中实施，其输出由状态机120及控制器1003的定时器1006两者使用，如下文进一步描述。
控制器1003还包含具有起始输入(A)及停止输入(B1)的定时器1006(例如，计数器)。在一些实例中，定时器1006还具有响应于被断言而使定时器1006关断的停用输入(B2)。定时器1006经配置以响应于起始输入被断言而起始定时且响应于停止输入被断言而停止定时。响应于定时器1006停止，定时器1006经配置以锁存时间值(例如，数字计数器值)作为其输出。定时器1006的起始输入经耦合到电压转换器1002，所述电压转换器1002响应于电压转换器1002的转换循环的能量传递部分的结束而被断言。在图6的实例中，响应于状态机120转变到状态608(例如，从状态604或状态606)而发生转换循环的能量传递部分的结束。定时器1006的停止输入经耦合到比较器1004的输出。因此，定时器1006的输出对应于电压转换器1002的能量保存阶段，例如上文所描述的暂停阶段的持续时间。
控制器1003还包含时间比较器1008，所述时间比较器1008经耦合到定时器1006且经配置以接收定时器1006的输出作为输入。时间比较器1008经配置以接收参考时间值(例如，与定时器1006的输出进行比较的数字值)作为第二输入。时间比较器1008包含多个输出。在给定时间，基于定时器1006输出与输入到时间比较器1008的参考时间值之间的关系来断言时间比较器1008的输出中的一者。
例如，时间比较器1008的第一输出经配置以响应于定时器1006输出在与参考时间值的第一偏差(例如，TARGET+/-t(0))内而被断言。类似地，时间比较器1008的第二输出经配置以响应于定时器1006输出大于t(0)但小于比参考时间值更小的第二偏差(例如，TARGET–t(1))而被断言。此外，时间比较器1008的第三输出经配置以响应于定时器1006输出大于t(0)但小于比参考时间值更大的第三偏差(例如，TARGET+t(2))而被断言。在一些实例中，时间比较器1008包含额外输出，例如经配置以响应于定时器1006输出大于比参考时间值更小的t(1)(例如，TARGET–t(3))而被断言的第四输出，及经配置以响应于定时器1006输出大于比参考时间值更大的t(2)(例如，TARGET+t(4))而被断言的第五输出。
在这个实例中，时间比较器1008有效地对定时器1006输出(其对应于电压转换器1002的能量保存阶段，例如上文所描述的暂停阶段的持续时间)与参考时间值(其可基于在暂停阶段期间电压转换器1002中的能量的保存来确定)之间的差进行分级。因此，电压转换器1002的能量递送发生在转换起始与转换完成之间的时间段期间。在一些实例中，为了减小电流电平，及因此在暂停阶段期间的损耗，且还为暂停阶段持续时间的变动提供足够的控制余量，参考时间值是转换起始与转换完成之间的时间段的一小部分。测量暂停阶段的持续时间(例如，VOUT下降到低于VREF所用的时间)的定时器1006与用以将实际持续时间(例如，定时器1006输出)和参考时间值或持续时间进行比较的时间比较器1008的组合返回一定程度的误差。因此，有关VOUT的电压误差的信息被传递到时域中。
控制器1003进一步包含累加器1010。时间比较器1008的输出作为输入被提供到累加器1010。因此，累加器1010经配置以由来自时间比较器1008的经分级或经分类误差信息来控制。累加器1010的输出是控制电压转换器1002的转换能量的水平的值。例如，累加器1010输出值的增大导致I_PEAK及/或I_VALLEY的值的增大。继续这个实例，累加器1010输出值的减小导致I_PEAK及/或I_VALLEY的值的减小，如上文所描述。
在图10的实例中，累加器1010经配置以响应于时间比较器1008的第一输出被断言而维持其输出值。如上文所描述，时间比较器1008的第一输出响应于定时器1006输出持续时间在参考持续时间的第一偏差t(0)内而被断言。这指示电压转换器1002的转换能量(例如，I_PEAK及/或I_VALLEY的值)适合特定负载，且维持累加器1010输出值及因此电压转换器1002的转换能量。
累加器1010经配置以响应于时间比较器1008的第二输出被断言而增大其输出值。如上文所描述，时间比较器1008的第二输出响应于定时器1006输出持续时间大于t(0)但小于比参考持续时间更小的TARGET–t(1)而被断言。这指示电压转换器1002的转换能量对于特定负载来说太低(例如，这导致暂停阶段短于预期)，且累加器1010输出值及因此电压转换器1002的转换能量增大。
累加器1010经配置以响应于时间比较器1008的第三输出被断言而减小其输出值。如上文所描述，时间比较器1008的第三输出响应于定时器1006输出持续时间大于t(0)但小于比参考持续时间更大的TARGET+t(2)而被断言。这指示电压转换器1002的转换能量对于特定负载来说太高(例如，这导致暂停阶段长于预期)，且累加器1010输出值及因此电压转换器1002的转换能量减小。
在某些实例中，时间比较器1008包含额外输出，例如上文所描述及图10中所展示的第四及第五输出。在这些实例中，累加器1010增大或减小其输出值所达的量可取决于时间比较器1008输出中的哪一者被断言而变动。例如，如果第二输出被断言，那么累加器1010经配置以将其输出值增大达第一量(例如，在图10的实例中是1值)。如果第三输出被断言，那么累加器1010经配置以将其输出值减小达第二量(例如，在图10的实例中也是1值)。然而，如果第四输出被断言，那么这指示较大误差值，因为暂停阶段持续时间与预期相比进一步低于参考时间值(例如，小于TARGET–t(1))。类似地，如果第五输出被断言，那么这指示较大误差值，因为暂停阶段持续时间与预期相比更大于参考时间值(例如，大于TARGET+t(2))。在一些实例中，累加器1010经配置以分别响应于第四或第五输出被断言而将其输出增大或减小达更大量(例如，+X或–Y)。这允许累加器1010根据需要更快速地增大或减小电压转换器1002的转换能量。
在一些实例中，累加器1010经配置以响应于时间比较器1008的第四输出在连续多个循环内被断言而增大X值。而且，为了响应于电压转换器1002供应轻负载而进一步减小控制器1003的电力消耗，还将时间比较器1008的第五输出耦合到定时器1006的停用输入。因此，响应于暂停相长于TARGET+t(2)，也停用定时器1006以减小电力消耗。
在图10的实例中，控制器1003使用呈比较器1004的形式的一位ADC及响应于由定时器1006输出的值而在时域中操作的后续电路系统来调节电压转换器1002操作。因此，在一些实例中，控制器1003的电力消耗小于使用更高精度ADC以将模拟电压值VOUT数字化且接着处理经数字化电压值以便控制电压转换器的操作的控制器的电力消耗。
图11展示各个实例中的在图10中所展示的控制器1003的操作的状态图1100。状态图1100包含其中电压转换器1002开始转换循环(例如，作为比较器1004的输出被断言的结果)的状态1102。定时器1006也响应于转换循环开始于状态1102而被停止。状态图1100接着转变到状态1104且保持于状态1104直到转换循环的能量传递部分完成，例如如由电压转换器1002指示。
响应于电压转换器1002断言转换循环的能量传递部分完成，状态图1100转变到其中定时器1006被清零且起始的状态1106。如上文所描述，定时器1006的起始输入经耦合到响应于转换循环的能量传递部分完成而被断言的电压转换器1002的输出。
在状态1106中起始定时器1006之后，状态图1100继续进行到其中确定VOUT是否小于VREF(例如，通过比较器1004)的状态1108。在VOUT大于VREF时，状态图1100继续进行到其中确定定时器1006值是否大于比参考时间值(例如，TARGET)更大的第三偏差(例如，t(4))的框1110。在定时器1006值小于TARGET+t(4)时，状态图1100返回到状态1108。然而，如果定时器1006值大于TARGET+t(4)，那么状态图1100继续到其中定时器1006被停止或停用(例如，以节省电力，如上文所描述)的状态1112，此时状态图1100也返回到状态1108以确定何时VOUT小于VREF。
响应于VOUT小于VREF(例如，由比较器1004输出指示)，状态图1100从状态1108继续到其中定时器1006被停止的状态1114。状态图1100接着继续到其中将由定时器1006输出的时间值与各种阈值进行比较的状态1116。如上文所描述，如果定时器1006输出在与参考时间值的第一偏差内(例如，TARGET+/-t(0))，那么维持转换能量(例如，I_PEAK及/或I_VALLEY的值)且因此状态图1100返回到状态1102且新的转换循环开始。
返回参考状态1116，如果定时器1006输出大于t(0)但小于比参考时间值更小的第二偏差(例如，TARGET–t(1))，那么状态图1100继续进行到其中电压转换器1002的转换能量增大达第一量(例如，1)的状态1120。状态图1100接着返回到状态1102且新的转换循环开始，其中I_PEAK及/或I_VALLEY的值相对于它们的先前值增大。
返回参考状态1116，如果定时器1006输出大于t(0)但小于比参考时间值更大的第三偏差(例如，TARGET+t(2))，那么状态图1100继续进行到其中电压转换器1002的转换能量减小达第二量(例如，1)的状态1122。状态图1100接着返回到状态1102且新的转换循环开始，其中I_PEAK及/或I_VALLEY的值相对于它们的先前值减小。
返回参考状态1116，如果定时器1006输出大于比参考时间值更小的t(1)(例如，TARGET–t(3))，那么状态图1100继续进行到其中电压转换器1002的转换能量增大达第四量(例如，X)的状态1118。状态图1100接着返回到状态1102且新的转换循环开始，其中I_PEAK及/或I_VALLEY的值相对于它们的先前值进一步增大(例如，X>1)。
再次返回参考状态1116，如果定时器1006输出大于比参考时间值更大的t(2)(例如，TARGET+t(4))，那么状态图1100继续进行到其中电压转换器1002的转换能量减小达第五量(例如，Y)的状态1124。状态图1100接着返回到状态1102且新的转换循环开始，其中I_PEAK及/或I_VALLEY的值相对于它们的先前值进一步减小(例如，Y>1)。
如上文所描述，状态图1100提供一种用以使用呈比较器1004的形式的一位ADC及响应于由定时器1006输出的值而在时域中操作的后续电路系统来调节电压转换器1002操作的方法。因此，在一些实例中，实施状态图1100的控制器1003的电力消耗小于使用更高精度ADC以将模拟电压值VOUT数字化且接着处理经数字化电压值以便控制电压转换器的操作的控制器的电力消耗。
图12展示各个实例中的作为电压转换器101、1002在降压模式下操作的时间的函数的VOUT、电感器电流(IL)及累加器1010输出的波形1200。特定来说，响应于确定暂停阶段短于参考时间值(PAUSE<TARGET)，累加器1010输出从0x56的值增大到0x57的值。因此，通过增大I_PEAK的值来增大电压转换器101、1002的转换能量。随后，响应于确定暂停阶段在参考时间值的第一偏差内(PAUSE＝TARGET)，将累加器1010输出维持在0x57的值。最后，响应于确定暂停阶段长于参考时间值(PAUSE>TARGET)，将累加器1010输出从0x57减小回到0x56。前述内容是一个实例且应注意，此调节继续，其中累加器1010输出有不同的变化，如上文关于图10及11所描述。
图13展示各个实例中的作为电压转换器101、1002在降压-升压模式下操作的时间的函数的VOUT、IL及累加器1010输出的波形1300。波形1300与上文所描述的波形1200大致上类似。例如，响应于确定暂停阶段短于参考时间值，将累加器1010输出从0x1b的值增大到0x1c的值。因此，通过增大I_PEAK的值来增大电压转换器101、1002的转换能量。随后，响应于确定暂停阶段长于参考时间值，将累加器1010输出从0x1c减小回到0x1b。在下一循环期间，响应于确定暂停阶段仍然长于参考时间值(例如，将累加器1010输出减小达1不足以将暂停阶段缩短到所期望持续时间)，将累加器1010输出进一步减小到0x1a。因此，通过与累加器1010输出的减小对应地减小I_PEAK的值来减小电压转换器101、1002的转换能量。前述内容是一个实例且应注意，此调节继续，其中累加器1010输出有不同的变化，如上文关于图10及11所描述。
图14展示各个实例中的作为电压转换器101、1002在升压模式下操作的时间的函数的VOUT、IL及累加器1010输出的波形1400。波形1400与上文所描述的波形1200、1300大致上类似。例如，响应于确定暂停阶段长于参考时间值，将累加器1010输出从0x25的值减小到0x24的值。因此，通过减小I_PEAK的值来减小电压转换器101、1002的转换能量。随后，响应于确定暂停阶段短于参考时间值，将累加器1010输出从0x24增大回到0x25。这个行为继续调节暂停阶段的长度。前述内容是一个实例且应注意，此调节继续，其中累加器1010输出有不同的变化，如上文关于图10及11所描述。
在前述描述中，术语“包含”及“包括”以开放式方式使用，且因此意指“包含，但不限于…”。贯穿说明书使用术语“耦合”。所述术语可涵盖实现与本描述内容的描述一致的功能关系的连接、通信或信号路径。例如，如果装置A产生信号以控制装置B执行动作，那么在第一实例中，装置A经耦合到装置B，或在第二实例中，装置A通过中介组件C耦合到装置B，前提是中介组件C基本上不改变装置A与装置B之间的功能关系，使得装置B由装置A经由由装置A产生的控制信号来控制。“经配置以”执行任务或功能的装置可由制造商在制造时配置(例如，编程及/或硬连线)以执行所述功能及/或可由用户在制造之后配置(或可重新配置)以执行所述功能及/或其它额外或替代功能。所述配置可通过所述装置的固件及/或软件编程，通过所述装置的硬件组件及/或互连的构造及布局，或其组合。此外，据说包含某些组件的电路或装置可代替地经配置以耦合到那些组件以形成所描述电路系统或装置。例如，被描述为包含一或多个半导体元件(例如晶体管)、一或多个无源元件(例如电阻器、电容器及/或电感器)及/或一或多个源(例如电压及/或或电流源)可代替地仅包含单个物理装置(例如，半导体裸片及/或集成电路(IC)封装)内的半导体元件，且可经配置以耦合到所述无源元件及/或所述源中的至少一些以在制造时或例如由最终用户及/或第三方在制造之后形成所描述结构。

Claims (20)

1.一种具有输入端子及输出端子的系统，所述系统包括：
电压转换器，其包含：
第一晶体管，其经耦合到所述输入端子及第一切换节点；
第二晶体管，其经耦合到所述第一切换节点及接地节点；
第三晶体管，其经耦合到第二切换节点及所述输出端子；
第四晶体管，其经耦合到所述第二切换节点及所述接地节点；及
电感器，其具有耦合到所述第一切换节点的第一端子及耦合到所述第二切换节点的第二端子；及
控制器，其经耦合到所述电压转换器，所述控制器包括：
状态机；
多个驱动器，其经配置以控制所述电压转换器的所述晶体管；且
其中所述状态机能够响应于穿过所述电感器的电流小于电流阈值而调适以使所述第二及第四晶体管导通且所述第一及第三晶体管不导通。
2.根据权利要求1所述的系统，其中所述控制器进一步包含比较器，所述比较器包括：
反相输入，其经耦合到与所述电流阈值成比例的参考电压源；
非反相输入，其经耦合到电感器节点，其中所述电感器节点处的电压与穿过所述电感器的所述电流成比例；及
输出。
3.根据权利要求1所述的系统，其中所述状态机能够调适以转变以使所述第一及第四晶体管导通且所述第二及第三晶体管不导通。
4.根据权利要求3所述的系统，其中所述控制器进一步包含比较器，所述比较器包括：
反相输入，其经耦合到所述输出端子；
非反相输入，其经耦合到参考电压源；及
输出。
5.根据权利要求3所述的系统，其中：
所述电流阈值是第一电流阈值；
所述状态机能够响应于穿过所述电感器的所述电流大于第二电流阈值而调适以转变到其中所述第一及第三晶体管导通且所述第二及第四晶体管不导通的状态；且
所述第二电流阈值大于所述第一电流阈值。
6.根据权利要求5所述的系统，其中所述控制器进一步包含比较器，所述比较器包括：
反相输入，其经耦合到电感器节点，其中所述电感器节点处的电压与穿过所述电感器的所述电流成比例；
非反相输入，其经耦合到参考电压源，其中由所述参考电压源提供的电压与所述第二电流阈值成比例；及
输出。
7.根据权利要求5所述的系统，其中所述状态机能够调适以基于先前状态中的时间转变到其中所述第二及第三晶体管导通且所述第一及第四晶体管不导通的状态。
8.根据权利要求7所述的系统，其中所述控制器进一步经配置以在降压模式下控制所述电压转换器，其中在所述降压模式下，所述时间是基于所述输入端子处的电压及所述输出端子处的电压。
9.根据权利要求7所述的系统，其中所述控制器进一步经配置以在升压模式或降压-升压模式下控制所述电压转换器，其中在所述升压模式或所述降压-升压模式下，所述时间是常数值。
10.一种用于具有第一切换节点、第二切换节点及耦合在所述第一与第二切换节点之间的电感器的电压转换器的控制器，所述控制器包括：
状态机；
多个驱动器，每一驱动器经耦合到晶体管；且
其中所述状态机能够响应于穿过所述电感器的电流小于第一电流阈值而调适以转变到以下状态，其中：
所述第一切换节点与输入端子之间的第一晶体管不导通；
所述第一切换节点与接地节点之间的第二晶体管导通；
所述第二切换节点与输出端子之间的第三晶体管不导通；且
所述第二切换节点与所述接地节点之间的第四晶体管导通。
11.根据权利要求10所述的控制器，其中所述状态机能够调适以转变到其中所述第一及第四晶体管导通且所述第二及第三晶体管不导通的状态。
12.根据权利要求11所述的控制器，其中所述状态机能够响应于所述输出端子处的电压低于电压阈值而调适以转变到其中所述第一及第四晶体管导通且所述第二及第三晶体管不导通的所述状态。
13.根据权利要求11所述的控制器，其中：
所述状态机能够响应于穿过所述电感器的所述电流大于第二电流阈值而调适以转变到其中所述第一及第三晶体管导通且所述第二及第四晶体管不导通的状态；且
所述第二电流阈值大于所述第一电流阈值。
14.根据权利要求13所述的控制器，其中所述状态机能够调适以基于先前状态中的时间阈值转变到其中所述第二及第三晶体管导通且所述第一及第四晶体管不导通的状态。
15.根据权利要求14所述的控制器，其中所述控制器进一步经配置以在降压模式下控制所述电压转换器，其中在所述降压模式下，所述时间阈值是基于所述输入端子处的电压及所述输出端子处的所述电压。
16.根据权利要求14所述的控制器，其中所述控制器进一步经配置以在升压模式或降压-升压模式下控制所述电压转换器，其中在所述升压模式或所述降压-升压模式下，所述时间阈值是常数值。
17.一种用于控制电压转换器的方法，所述方法包括：
由控制器检测穿过耦合到所述电压转换器的第一切换节点及第二切换节点的电感器的电流；
响应于穿过所述电感器的所述电流小于电流阈值：
由所述控制器使所述第一切换节点与输入端子之间的第一晶体管不导通；
由所述控制器使所述第一切换节点与接地节点之间的第二晶体管导通；
由所述控制器使所述第二切换节点与输出端子之间的第三晶体管不导通；及
由所述控制器使所述第二切换节点与所述接地节点之间的第四晶体管导通。
18.根据权利要求17所述的方法，其进一步包括：
由所述控制器检测所述输出端子处的电压；
响应于所述输出端子处的所述电压低于电压阈值：
由所述控制器使所述第一晶体管导通；
由所述控制器使所述第二晶体管不导通；
由所述控制器使所述第三晶体管不导通；及
由所述控制器使所述第四晶体管导通。
19.根据权利要求18所述的方法，其中所述电流阈值是第一电流阈值，所述方法进一步包括：
响应于穿过所述电感器的所述电流大于第二电流阈值：
由所述控制器使所述第一晶体管导通；
由所述控制器使所述第二晶体管不导通；
由所述控制器使所述第三晶体管导通；及
由所述控制器使所述第四晶体管不导通；
其中所述第二电流阈值大于所述第一电流阈值。
20.根据权利要求19所述的方法，其进一步包括：
确定其中所述第一及第三晶体管导通且所述第二及第四晶体管不导通的时间量；响应于所述时间量大于时间阈值：
由所述控制器使所述第一晶体管不导通；
由所述控制器使所述第二晶体管导通；
由所述控制器使所述第三晶体管导通；及
由所述控制器使所述第四晶体管不导通。
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