CN114389461B - 一种反激准谐振系统的控制方法及相关组件 - Google Patents

一种反激准谐振系统的控制方法及相关组件 Download PDF

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Abstract

本申请公开了一种反激准谐振系统的控制方法及相关组件，该方案中，接收反馈电压、获取驱动端输出的驱动MOS管的PWM信号的预设频率、获取变压器的副边绕组的续流时间；并根据反馈电压、预设频率和续流时间的乘积来控制MOS管在自身的漏极和源极间电压的第i个谷底导通，变压器的副边绕组的输出电流与乘积呈正相关。相当于通过变压器的输出电流来控制MOS管在自身的漏极和源极间电压的第i个谷底导通，由于输出电流较稳定，MOS管导通时的谷底变化概率小，不会导致MOS管在不同周期导通时谷底来回切换，也就减小了切换的过程中导致的音频噪声，提高了用户体验。

Description

一种反激准谐振系统的控制方法及相关组件
技术领域
本发明涉及反激准谐振系统的控制技术领域，特别是涉及一种反激准谐振系统的控制方法及相关组件。
背景技术
现有技术中，反激准谐振系统由变压器和设置在变压器的原边的MOS管构成，并根据变压器的输出电压带来的反馈电压来控制MOS管在其漏极和源极间电压达到某个谷底时导通。但是由于反馈电压总是存在纹波，导致例如，MOS管在第一个工作周期内在第一谷底导通，在第二个工作周期内在第一谷底相邻的第二谷底导通，在第三个工作周期内在第一谷底导通，进而不同周期内在第一谷底和第二谷底之间来回切换，切换的过程会导致音频噪声，降低了用户体验。
发明内容
本申请的目的是提供一种反激准谐振系统的控制方法及相关组件，该方案中，相当于通过变压器的输出电流来控制MOS管在自身的漏极和源极间电压的第i个谷底导通，由于输出电流较稳定，MOS管导通时的谷底变化概率小，不会导致MOS管在不同周期导通时谷底来回切换，也就减小了切换的过程中导致的音频噪声，提高了用户体验。
为解决上述技术问题，本申请提供了一种反激准谐振系统的控制方法，应用于反激准谐振系统的处理模块，所述反激准谐振系统还包括变压器、MOS管、采样电阻、二极管和反馈模块；电源、所述变压器的原边绕组、所述MOS管和所述采样电阻依次串联，所述二极管和所述变压器的副边绕组串联；所述反馈模块用于根据所述变压器的副边绕组的输出电压获取反馈电压；
所述反激准谐振系统的控制方法，包括：
接收所述反馈模块获取的反馈电压；
获取自身驱动端输出的驱动所述MOS管的PWM信号的预设频率；
获取所述变压器的副边绕组的续流时间；
根据所述反馈电压、所述预设频率和所述续流时间的乘积控制所述MOS管在自身的漏极和源极间电压的第i个谷底导通，所述i为正整数，所述变压器的副边绕组的输出电流与所述乘积呈正相关。
优选的，所述反馈模块包括光耦和限流电阻，所述限流电阻的一端与所述变压器的副边绕组的正输出端连接，所述限流电阻的另一端与所述光耦的发光管的阳极连接，所述光耦的发光管的阴极接地，所述光耦的受光管的集电极与所述处理模块连接，所述光耦的受光管的发射极接地。
优选的，获取所述变压器的副边绕组的续流时间，包括：
获取所述驱动端的驱动电压；
获取所述MOS管与所述采样电阻之间的采样电压；
根据所述驱动电压和所述采样电压之间的第一电压差获取所述MOS管的漏极与源极间的第二电压差；
获取所述第二电压差连续位于预设电压范围内的时间作为所述变压器的副边绕组的续流时间。
优选的，根据所述反馈电压、所述预设频率和所述续流时间的乘积控制所述MOS管在自身的漏极和源极间电压的第i个谷底导通，包括：
判定所述反馈电压、所述预设频率和所述续流时间的乘积位于预设的第i个谷底对应的数值范围内时，控制所述MOS管在自身的漏极和源极间电压的第i个谷底导通。
优选的，所述反激准谐振系统还包括控制器，与所述变压器的副边绕组的正输出端连接，用于切换所述变压器的副边绕组的输出电压。
优选的，根据所述反馈电压、所述预设频率和所述续流时间的乘积控制所述MOS管在自身的漏极和源极间电压的第i个谷底导通包括：
将公式
Figure 258439DEST_PATH_IMAGE001
代入公式
Figure 265710DEST_PATH_IMAGE002
中得到公式
Figure 869997DEST_PATH_IMAGE003
，其中，所述
Figure 417653DEST_PATH_IMAGE004
为所述变压器的原边绕组的峰值电流，所述
Figure 994259DEST_PATH_IMAGE005
为所述反馈电压，所述
Figure 93802DEST_PATH_IMAGE006
为所述采样电阻的阻值，所述
Figure 247703DEST_PATH_IMAGE007
为所述处理模块内部的预设值，所述
Figure 200048DEST_PATH_IMAGE008
为所述变压器的副边绕组的输出电流，所述
Figure 146007DEST_PATH_IMAGE009
为所述续流时间，所述
Figure 557397DEST_PATH_IMAGE010
为所述PWM信号的预设频率，所述
Figure 73960DEST_PATH_IMAGE011
为所述变压器的原边绕组和副边绕组的匝数比，所述
Figure 822473DEST_PATH_IMAGE012
为常量；
基于公式
Figure 498305DEST_PATH_IMAGE013
来根据所述反馈电压
Figure 955963DEST_PATH_IMAGE005
、所述预设频率
Figure 350035DEST_PATH_IMAGE010
和所述续流时间
Figure 902239DEST_PATH_IMAGE009
的乘积控制所述MOS管在自身的漏极和源极间电压的第i个谷底导通。
为解决上述技术问题，本申请还提供了一种反激准谐振系统的控制系统，应用于反激准谐振系统，所述反激准谐振系统包括变压器、MOS管、采样电阻、二极管和反馈模块；电源、所述变压器的原边绕组、所述MOS管和所述采样电阻依次串联，所述二极管和所述变压器的副边绕组串联；所述反馈模块用于根据所述变压器的副边绕组的输出电压获取反馈电压；
所述反激准谐振系统的控制系统，包括：
反馈电压获取单元，用于接收所述反馈模块获取的反馈电压；
预设频率获取单元，用于获取自身驱动端输出的驱动所述MOS管的PWM信号的预设频率；
续流时间获取单元，用于获取所述变压器的副边绕组的续流时间；
导通控制单元，用于根据所述反馈电压、所述预设频率和所述续流时间的乘积控制所述MOS管在自身的漏极和源极间电压的第i个谷底导通，所述i为正整数，所述变压器的副边绕组的输出电流与所述乘积呈正相关。
为解决上述技术问题，本申请还提供了一种处理模块，包括：
存储器，用于存储计算机程序；
处理器，用于执行所述计算机程序以实现所述反激准谐振系统的控制方法的步骤。
为解决上述技术问题，本申请还提供了一种反激准谐振系统，包括所述处理模块，还包括变压器、MOS管、采样电阻、二极管和反馈模块；电源、所述变压器的原边绕组、所述MOS管和所述采样电阻依次串联，所述二极管和所述变压器的副边绕组串联；所述反馈模块用于根据所述变压器的副边绕组的输出电压获取反馈电压。
为解决上述技术问题，本申请还提供了一种电源适配器，包括所述反激准谐振系统。
本申请提供了一种反激准谐振系统的控制方法及相关组件，该方案中，接收反馈电压、获取驱动端输出的驱动MOS管的PWM信号的预设频率、获取变压器的副边绕组的续流时间；并根据反馈电压、预设频率和续流时间的乘积来控制MOS管在自身的漏极和源极间电压的第i个谷底导通，变压器的副边绕组的输出电流与乘积呈正相关。相当于通过变压器的输出电流来控制MOS管在自身的漏极和源极间电压的第i个谷底导通，由于输出电流较稳定，MOS管导通时的谷底变化概率小，不会导致MOS管在不同周期导通时谷底来回切换，也就减小了切换的过程中导致的音频噪声，提高了用户体验。
附图说明
为了更清楚地说明本申请实施例中的技术方案，下面将对现有技术和实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本申请的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为本申请提供的一种反激准谐振系统的控制方法的流程图；
图2为本申请提供的一种反激准谐振系统的结构示意图；
图3为本申请提供的一种MOS管在谷底导通的示意图；
图4为本申请提供的一种漏极和源极间电压的变化示意图；
图5a为本申请提供的一种第i个谷底导通对应数值范围的示意图；
图5b为本申请提供的另一种第i个谷底导通对应数值范围的示意图；
图6为本申请提供的一种反激准谐振系统的控制系统的结构示意图；
图7为本申请提供的一种处理模块的结构示意图。
具体实施方式
本申请的核心是提供一种反激准谐振系统的控制方法及相关组件，该方案中，相当于通过变压器的输出电流来控制MOS管在自身的漏极和源极间电压的第i个谷底导通，由于输出电流较稳定，MOS管导通时的谷底变化概率小，不会导致MOS管在不同周期导通时谷底来回切换，也就减小了切换的过程中导致的音频噪声，提高了用户体验。
为使本申请实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本申请一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本申请保护的范围。
图1为本申请提供的一种反激准谐振系统的控制方法的流程图，图2为本申请提供的一种反激准谐振系统的结构示意图。反激准谐振系统的控制方法应用于反激准谐振系统的处理模块1，反激准谐振系统还包括变压器U1、MOS管U2、采样电阻R1、二极管D1和反馈模块2；电源、变压器U1的原边绕组、MOS管U2和采样电阻R1依次串联，二极管D1和变压器U1的副边绕组串联；反馈模块2用于根据变压器U1的副边绕组的输出电压获取反馈电压；
反激准谐振系统的控制方法，包括：
S11：接收反馈模块2获取的反馈电压；
S12：获取自身驱动端输出的驱动MOS管U2的PWM信号的预设频率；
S13：获取变压器U1的副边绕组的续流时间；
S14：根据反馈电压、预设频率和续流时间的乘积控制MOS管U2在自身的漏极和源极间电压的第i个谷底导通，i为正整数，变压器U1的副边绕组的输出电流与乘积呈正相关。
随着手机、平板、笔电等便携式设备的速度越来越快，功能越来越多，电池容量越来越大，对充电速度以及充电设备的便携性要求也越来越高，大功率，小型化成为了电源适配器等充电设备的必然发展趋势。在基于反激变压器构成的充电设备中，与反激变压器的原边绕组串联的开关管的开关频率提高，可以减小反激变压器的匝数，进而有效减小充电设备的体积，提高功率密度。但是由于开关管不是理想的开关器件，开关过程不是瞬间完成的，存在一定的过渡时间，传统的方波开关电源在这个过渡转换的时间里电压和电流不为零，存在重叠的区域，因而会产生开关的损耗，随着开关频率的升高，该损耗会逐渐加大从而限制开关频率的提高。同时由于在转换过程中电压和电流短时间内的急剧变化，也会产生很大的开关噪声，形成EMI（Electromagnetic Interference，电磁干扰）。而MOS管在其漏极和源极间电压达到最低点的时候导通，为QR（Quasi-Resonant，准谐振）开关，相比其余软开关方式，QR开关是电路最简单，成本最低的减小损耗的实现方式。
在一般的反激SSR（secondary-side regulation，次级侧调节）准谐振系统中，是靠输出电压的反馈信号来控制开关频率，为了避免EMI和提高效率，在导通的时候还需要控制系统在谐振电压的谷底导通。在某些负载下，基于上述及成本考虑，QR开关被广泛应用于反激开关电源中。
而现有技术中，参照图2，反激准谐振系统由变压器U1和设置在变压器U1的原边的MOS管U2构成，并根据变压器U1的输出电压带来的反馈电压来控制MOS管U2在其漏极和源极间电压达到某个谷底时导通。但是由于反馈电压总是存在纹波，导致例如图3所示，在第一个工作周期内MOS管U2在其漏极和源极间电压
Figure 307944DEST_PATH_IMAGE014
的第一个谷底导通，导通后
Figure 61136DEST_PATH_IMAGE014
变为低电平；在第二个工作周期内MOS管U2在其
Figure 67138DEST_PATH_IMAGE014
的第一个谷底的相邻的第二谷底导通，导通后
Figure 563978DEST_PATH_IMAGE014
变为低电平；然后在第三个工作周期内MOS管U2可能又在其
Figure 290101DEST_PATH_IMAGE014
的第一个谷底导通，进而在不同周期内MOS管U2在第一谷底导通和第二谷底导通之间来回切换，切换的过程会导致音频噪声，降低了用户体验。
为了避免这个问题，本申请根据变压器U1的输出电流的值来控制谷底切换。
具体的，反馈模块2可以基于光耦U3构成，光耦U3可以将变压器U1的副边绕组的输出电压进行隔离后，发送至处理模块1的反馈端，即FB引脚；处理模块1可以生成驱动MOS管U2的PWM信号，并通过驱动端，即DRV引脚，发送至MOS管U2的控制端，其中PWM信号的频率是处理模块1内部的预设频率，是一个常数，同时MOS管U2受PWM信号的控制进行闭合或断开；又由于反激准谐振系统中，在与变压器U1的原边绕组串联的MOS管U2断开时，变压器U1的原边绕组与副边绕组开始进行能量传递，此时变压器U1的副边绕组开始续流，其续流维持时间即为所求的变压器U1的副边绕组的续流时间。
同时，可以通过将公式
Figure 73250DEST_PATH_IMAGE001
代入公式
Figure 441914DEST_PATH_IMAGE002
中得到公式
Figure 352232DEST_PATH_IMAGE003
，其中，
Figure 981797DEST_PATH_IMAGE004
为变压器U1的原边绕组的峰值电流，
Figure 811213DEST_PATH_IMAGE005
为反馈电压，
Figure 542539DEST_PATH_IMAGE006
为采样电阻R1的阻值，
Figure 381182DEST_PATH_IMAGE007
为处理模块1内部的预设值，
Figure 865253DEST_PATH_IMAGE008
为变压器U1的副边绕组的输出电流，
Figure 865570DEST_PATH_IMAGE009
为续流时间，
Figure 84193DEST_PATH_IMAGE010
为PWM信号的预设频率，
Figure 460948DEST_PATH_IMAGE011
为变压器U1的原边绕组和副边绕组的匝数比，
Figure 65105DEST_PATH_IMAGE012
为常量；由于
Figure 114619DEST_PATH_IMAGE015
对于一个确定的反激准谐振系统来说是固定的常量，所以反馈电压、预设频率和续流时间的乘积与变压器U1的副边绕组的输出电流呈正相关，通过获取上述乘积，就可以表征输出电流的大小，而处理模块1内部可以预设第i个谷底与反馈电压
Figure 414013DEST_PATH_IMAGE005
、预设频率
Figure 719093DEST_PATH_IMAGE010
和续流时间
Figure 662909DEST_PATH_IMAGE009
的乘积的对应关系，进而就能实现根据该乘积来控制MOS管U2在自身的漏极和源极间电压的第i个谷底导通。
此外，本方案的涉及的反激准谐振系统和反激准谐振系统的控制方法具体可以应用于电源适配器中。
综上，本申请提供了一种反激准谐振系统的控制方法，该方案中，接收反馈电压、获取驱动端输出的驱动MOS管U2的PWM信号的预设频率、获取变压器U1的副边绕组的续流时间；并根据反馈电压、预设频率和续流时间的乘积来控制MOS管U2在自身的漏极和源极间电压的第i个谷底导通，变压器U1的副边绕组的输出电流与乘积呈正相关。相当于通过变压器U1的输出电流来控制MOS管U2在自身的漏极和源极间电压的第i个谷底导通，由于输出电流较稳定，MOS管U2导通时的谷底变化概率小，不会导致MOS管U2在不同周期导通时谷底来回切换，也就减小了切换的过程中导致的音频噪声，提高了用户体验。
在上述实施例的基础上：
作为一种优选的实施例，反馈模块2包括光耦U3和限流电阻R2，限流电阻R2的一端与变压器U1的副边绕组的正输出端连接，限流电阻R2的另一端与光耦U3的发光管的阳极连接，光耦U3的发光管的阴极接地，光耦U3的受光管的集电极与处理模块1连接，光耦U3的受光管的发射极接地。
本实施例中，采用光耦U3和限流电阻R2作为反馈模块2，光耦U3的发光管通过限流电阻R2连接于变压器U1的副边绕组的正输出端，可以具体连接于二极管D1的阴极，发光管发光后使受光管导通，此时处理模块1可以通过反馈端，即FB引脚接收通过光耦U3传输的反馈电压，同时光耦U3的隔离作用也降低了噪声的影响，提高了准确性。
请参照图4，图4为本申请提供的一种漏极和源极间电压的变化示意图。
作为一种优选的实施例，获取变压器U1的副边绕组的续流时间，包括：
获取驱动端的驱动电压；
获取MOS管U2与采样电阻R1之间的采样电压；
根据驱动电压和采样电压之间的第一电压差获取MOS管U2的漏极与源极间的第二电压差；
获取第二电压差连续位于预设电压范围内的时间作为变压器U1的副边绕组的续流时间。
本实施例中，通过MOS管U2来获取变压器U1的副边绕组的续流时间。具体的，例如图4，图4中MOS管U2在其漏极和源极间电压
Figure 5029DEST_PATH_IMAGE014
（即第二电压差）的第五谷底val5导通，导通后
Figure 181932DEST_PATH_IMAGE014
变为低电平。其中
Figure 510276DEST_PATH_IMAGE016
为驱动MOS管U2的PWM信号的预设周期，该预设周期的倒数即为预设频率。在一个预设周期内，
Figure 964391DEST_PATH_IMAGE014
的高电平的起始点表示MOS管U2由闭合变为断开，此时变压器U1的原边绕组与副边绕组开始进行能量传递，变压器U1的副边绕组开始续流，到
Figure 602046DEST_PATH_IMAGE014
发生明显的下降时，续流结束，续流时间
Figure 141612DEST_PATH_IMAGE009
即图4中所示；
Figure 273647DEST_PATH_IMAGE004
为变压器U1的原边绕组的峰值电流，MOS管U2断开后就为0，在MOS管U2导通后，开始逐渐增大。
其中，预设电压范围即限定了
Figure 706902DEST_PATH_IMAGE014
（即第二电压差）位于
Figure 390825DEST_PATH_IMAGE009
对应的范围内，进而处理模块1通过检测
Figure 24544DEST_PATH_IMAGE014
的变化即可得到
Figure 350483DEST_PATH_IMAGE009
。又考虑到
Figure 372666DEST_PATH_IMAGE014
，即第二电压差，与MOS管U2的栅极和源极间的电压差存在一定的转换关系，所以可以先获取MOS管U2的栅极和源极间的电压差，再获取
Figure 368435DEST_PATH_IMAGE014
。具体的，由于处理模块1的驱动端输出的PWM信号用于驱动MOS管U2，所以驱动端与MOS管U2的控制端即栅极连接，可以得到栅极电压；可以通过采样端，即CS引脚，获取MOS管U2与采样电阻R1之间的采样电压，其可以为MOS管U2的源极电压；因而处理模块1就可以获取MOS管U2的栅极和源极间的电压差。
综上，复用已有的反激准谐振系统中的元器件来获取续流时间，方便快捷，不需额外增加元器件，节省成本且提高了反激准谐振系统中元器件的利用率。
作为一种优选的实施例，根据反馈电压、预设频率和续流时间的乘积控制MOS管U2在自身的漏极和源极间电压的第i个谷底导通，包括：
判定反馈电压、预设频率和续流时间的乘积位于预设的第i个谷底对应的数值范围内时，控制MOS管U2在自身的漏极和源极间电压的第i个谷底导通。
本实施例，通过预设第i个谷底对应的数值范围，来实现MOS管U2在自身的漏极和源极间电压的第i个谷底导通。
具体的，可以参照图5a和图5b，图5a中反馈电压
Figure 882592DEST_PATH_IMAGE005
、续流时间
Figure 605698DEST_PATH_IMAGE009
和预设频率
Figure 233119DEST_PATH_IMAGE010
的乘积为横轴的参数，当该乘积从高变低时，若
Figure 55582DEST_PATH_IMAGE017
>1.0V，控制MOS管U2在第一个谷底val1导通；若1.0V>
Figure 650511DEST_PATH_IMAGE017
>0.8V，控制MOS管U2在第二个谷底val2导通；若0.8V>
Figure 318253DEST_PATH_IMAGE017
>0.6V，控制MOS管U2在第三个谷底val3导通；若0.6V>
Figure 299983DEST_PATH_IMAGE017
>0.4V，控制MOS管U2在第四个谷底val4导通；若0.4V>
Figure 621243DEST_PATH_IMAGE017
>0.2V，控制MOS管U2在第五个谷底val5导通；若0.2V>
Figure 188621DEST_PATH_IMAGE017
，控制MOS管U2在第六个谷底val6导通；图5b中反馈电压
Figure 519109DEST_PATH_IMAGE005
、续流时间
Figure 511335DEST_PATH_IMAGE009
和预设频率
Figure 285387DEST_PATH_IMAGE010
的乘积为横轴的参数，当该乘积从低变高时，若0.4V>
Figure 730275DEST_PATH_IMAGE017
，控制MOS管U2在第六个谷底val6导通；若0.6V>
Figure 864453DEST_PATH_IMAGE017
>0.4V，控制MOS管U2在第五个谷底val5导通；若0.8V>
Figure 976766DEST_PATH_IMAGE017
>0.6V，控制MOS管U2在第四个谷底val4导通；若1.0V>
Figure 46353DEST_PATH_IMAGE017
>0.8V，控制MOS管U2在第三个谷底val3导通；若1.2V>
Figure 850973DEST_PATH_IMAGE017
>1.0V，控制MOS管U2在第二个谷底val2导通；若
Figure 664209DEST_PATH_IMAGE017
>1.2V，控制MOS管U2在第一个谷底val1导通。其中，具体的数值范围根据实际情况而定。
在获取反馈电压
Figure 755661DEST_PATH_IMAGE005
、续流时间
Figure 730571DEST_PATH_IMAGE009
和预设频率
Figure 290996DEST_PATH_IMAGE010
的乘积后，判断该乘积处于的数值范围，然后就可以控制MOS管U2在该数值范围对应的谷底导通。
综上，根据与输出电流呈正相关的反馈电压
Figure 501398DEST_PATH_IMAGE005
、续流时间
Figure 57144DEST_PATH_IMAGE009
和预设频率
Figure 343900DEST_PATH_IMAGE010
的乘积来控制谷底导通，由于输出电流的变化缓慢，比较稳定，从而避免了谷底切换造成的音频噪声。
作为一种优选的实施例，反激准谐振系统还包括控制器，与变压器U1的副边绕组的正输出端连接，用于切换变压器U1的副边绕组的输出电压。
本实施例中，反激准谐振系统还可以包括控制器，来切换变压器U1的副边绕组的输出电压，从而满足更多的输出电压需求，更具体的连接关系可以参照图2；同时参照图2，反激准谐振系统还可以包括设置于变压器U1的原边绕组处的电感、电容和二极管，用于吸收漏感；还可以包括设置于变压器U1的副边绕组的正输出端的电容，进行储能。
作为一种优选的实施例，根据反馈电压、预设频率和续流时间的乘积控制MOS管U2在自身的漏极和源极间电压的第i个谷底导通包括：
将公式
Figure 109731DEST_PATH_IMAGE001
代入公式
Figure 733610DEST_PATH_IMAGE002
中得到公式
Figure 550387DEST_PATH_IMAGE003
，其中，
Figure 132678DEST_PATH_IMAGE004
为变压器U1的原边绕组的峰值电流，
Figure 651384DEST_PATH_IMAGE005
为反馈电压，
Figure 78955DEST_PATH_IMAGE006
为采样电阻R1的阻值，
Figure 753168DEST_PATH_IMAGE007
为处理模块1内部的预设值，
Figure 506361DEST_PATH_IMAGE008
为变压器U1的副边绕组的输出电流，
Figure 777942DEST_PATH_IMAGE009
为续流时间，
Figure 9203DEST_PATH_IMAGE010
为PWM信号的预设频率，
Figure 534994DEST_PATH_IMAGE011
为变压器U1的原边绕组和副边绕组的匝数比，
Figure 193508DEST_PATH_IMAGE012
为常量；
基于公式
Figure 421227DEST_PATH_IMAGE018
来根据反馈电压
Figure 331545DEST_PATH_IMAGE005
、预设频率
Figure 570897DEST_PATH_IMAGE010
和续流时间
Figure 524946DEST_PATH_IMAGE009
的乘积控制MOS管U2在自身的漏极和源极间电压的第i个谷底导通。
本实施例中，可以通过公式
Figure 256273DEST_PATH_IMAGE001
，由反馈电压
Figure 829337DEST_PATH_IMAGE005
（其可以通过光耦U3获取）、采样电阻R1的阻值
Figure 578987DEST_PATH_IMAGE006
和处理模块1内部的预设值
Figure 844883DEST_PATH_IMAGE007
来获取变压器U1的原边绕组的峰值电流
Figure 794997DEST_PATH_IMAGE004
；同时，可以由公式
Figure 437331DEST_PATH_IMAGE002
来获取变压器U1的副边绕组的输出电流
Figure 41488DEST_PATH_IMAGE008
，
Figure 556914DEST_PATH_IMAGE009
为续流时间，
Figure 121888DEST_PATH_IMAGE010
为PWM信号的预设频率，
Figure 161388DEST_PATH_IMAGE011
为变压器U1的原边绕组和副边绕组的匝数比，再将公式
Figure 760996DEST_PATH_IMAGE001
代入其中，即可得到
Figure 509641DEST_PATH_IMAGE003
，其中，由于
Figure 561910DEST_PATH_IMAGE015
对于一个确定的反激准谐振系统来说是固定的常量，所以反馈电压
Figure 405101DEST_PATH_IMAGE005
、预设频率
Figure 593637DEST_PATH_IMAGE010
和续流时间
Figure 247604DEST_PATH_IMAGE009
的乘积与变压器U1的副边绕组的输出电流
Figure 646224DEST_PATH_IMAGE008
呈正相关，通过获取上述乘积，就可以相应的表征输出电流
Figure 168472DEST_PATH_IMAGE008
的大小，而处理模块1内部可以预设第i个谷底与
Figure 343671DEST_PATH_IMAGE019
的对应关系，进而就能实现根据
Figure 293172DEST_PATH_IMAGE019
来控制MOS管U2在自身的漏极和源极间电压的第i个谷底导通。
综上，通过反馈电压
Figure 179089DEST_PATH_IMAGE005
、预设频率
Figure 505028DEST_PATH_IMAGE010
和续流时间
Figure 543522DEST_PATH_IMAGE009
的乘积来实现根据输出电流
Figure 663925DEST_PATH_IMAGE008
控制谷底导通，实现的装置简单，同时避免了根据输出电压来控制谷底导通的不稳定性。
请参照图6，图6为本申请提供的一种反激准谐振系统的控制系统的结构示意图，应用于反激准谐振系统，反激准谐振系统包括变压器U1、MOS管U2、采样电阻R1、二极管D1和反馈模块2；电源、变压器U1的原边绕组、MOS管U2和采样电阻R1依次串联，二极管D1和变压器U1的副边绕组串联；反馈模块2用于根据变压器U1的副边绕组的输出电压获取反馈电压；
反激准谐振系统的控制系统，包括：
反馈电压获取单元3，用于接收反馈模块2获取的反馈电压；
预设频率获取单元4，用于获取自身驱动端输出的驱动MOS管U2的PWM信号的预设频率；
续流时间获取单元5，用于获取变压器U1的副边绕组的续流时间；
导通控制单元6，用于根据反馈电压、预设频率和续流时间的乘积控制MOS管U2在自身的漏极和源极间电压的第i个谷底导通，i为正整数，变压器U1的副边绕组的输出电流与乘积呈正相关。
对于本申请提供的一种反激准谐振系统的控制系统的介绍，请参照上述实施例，本申请此处不再赘述。
请参照图7，图7为本申请提供的一种处理模块1的结构示意图，包括：
存储器7，用于存储计算机程序；
处理器8，用于执行计算机程序以实现反激准谐振系统的控制方法的步骤。
对于本申请提供的一种处理模块1的介绍，请参照上述实施例，本申请此处不再赘述。
请参照图2，图2为本申请提供的一种反激准谐振系统的结构示意图，包括处理模块1，还包括变压器U1、MOS管U2、采样电阻R1、二极管D1和反馈模块2；电源、变压器U1的原边绕组、MOS管U2和采样电阻R1依次串联，二极管D1和变压器U1的副边绕组串联；反馈模块2用于根据变压器U1的副边绕组的输出电压获取反馈电压。
对于本申请提供的一种反激准谐振系统中处理模块1的介绍，请参照上述实施例，本申请此处不再赘述。
本申请提供了一种电源适配器，包括反激准谐振系统。
对于本申请提供的一种电源适配器中反激准谐振系统的介绍，请参照上述实施例，本申请此处不再赘述。
需要说明的是，在本说明书中，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。
对所公开的实施例的上述说明，使本领域专业技术人员能够实现或使用本申请。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本申请的精神或范围的情况下，在其他实施例中实现。因此，本申请将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。

Claims (9)

1.一种反激准谐振系统的控制方法，其特征在于，应用于反激准谐振系统的处理模块，所述反激准谐振系统还包括变压器、MOS管、采样电阻、二极管和反馈模块；电源、所述变压器的原边绕组、所述MOS管和所述采样电阻依次串联，所述二极管和所述变压器的副边绕组串联；所述反馈模块用于根据所述变压器的副边绕组的输出电压获取反馈电压；
所述反激准谐振系统的控制方法，包括：
接收所述反馈模块获取的反馈电压；
获取自身驱动端输出的驱动所述MOS管的PWM信号的预设频率；
获取所述变压器的副边绕组的续流时间；
根据所述反馈电压、所述预设频率和所述续流时间的乘积控制所述MOS管在自身的漏极和源极间电压的第i个谷底导通，所述i为正整数，所述变压器的副边绕组的输出电流与所述乘积呈正相关；
根据所述反馈电压、所述预设频率和所述续流时间的乘积控制所述MOS管在自身的漏极和源极间电压的第i个谷底导通包括：
将公式
Figure DEST_PATH_IMAGE002
代入公式
Figure DEST_PATH_IMAGE004
中得到公式
Figure DEST_PATH_IMAGE006
，其中，所述
Figure DEST_PATH_IMAGE008
为所述变压器的原边绕组的峰值电流，所述
Figure DEST_PATH_IMAGE010
为所述反馈电压，所述
Figure DEST_PATH_IMAGE012
为所述采样电阻的阻值，所述
Figure DEST_PATH_IMAGE014
为所述处理模块内部的预设值，所述
Figure DEST_PATH_IMAGE016
为所述变压器的副边绕组的输出电流，所述
Figure DEST_PATH_IMAGE018
为所述续流时间，所述
Figure DEST_PATH_IMAGE020
为所述PWM信号的预设频率，所述
Figure DEST_PATH_IMAGE022
为所述变压器的原边绕组和副边绕组的匝数比，所述
Figure DEST_PATH_IMAGE024
为常量；
基于公式
Figure DEST_PATH_IMAGE026
来根据所述反馈电压
Figure 510366DEST_PATH_IMAGE010
、所述预设频率
Figure 742764DEST_PATH_IMAGE020
和所述续流时间
Figure 232520DEST_PATH_IMAGE018
的乘积控制所述MOS管在自身的漏极和源极间电压的第i个谷底导通。
2.如权利要求1所述的反激准谐振系统的控制方法，其特征在于，所述反馈模块包括光耦和限流电阻，所述限流电阻的一端与所述变压器的副边绕组的正输出端连接，所述限流电阻的另一端与所述光耦的发光管的阳极连接，所述光耦的发光管的阴极接地，所述光耦的受光管的集电极与所述处理模块连接，所述光耦的受光管的发射极接地。
3.如权利要求1所述的反激准谐振系统的控制方法，其特征在于，获取所述变压器的副边绕组的续流时间，包括：
获取所述驱动端的驱动电压；
获取所述MOS管与所述采样电阻之间的采样电压；
根据所述驱动电压和所述采样电压之间的第一电压差获取所述MOS管的漏极与源极间的第二电压差；
获取所述第二电压差连续位于预设电压范围内的时间作为所述变压器的副边绕组的续流时间。
4.如权利要求1所述的反激准谐振系统的控制方法，其特征在于，根据所述反馈电压、所述预设频率和所述续流时间的乘积控制所述MOS管在自身的漏极和源极间电压的第i个谷底导通，包括：
判定所述反馈电压、所述预设频率和所述续流时间的乘积位于预设的第i个谷底对应的数值范围内时，控制所述MOS管在自身的漏极和源极间电压的第i个谷底导通。
5.如权利要求1所述的反激准谐振系统的控制方法，其特征在于，所述反激准谐振系统还包括控制器，与所述变压器的副边绕组的正输出端连接，用于切换所述变压器的副边绕组的输出电压。
6.一种反激准谐振系统的控制系统，其特征在于，应用于反激准谐振系统，所述反激准谐振系统包括变压器、MOS管、采样电阻、二极管和反馈模块；电源、所述变压器的原边绕组、所述MOS管和所述采样电阻依次串联，所述二极管和所述变压器的副边绕组串联；所述反馈模块用于根据所述变压器的副边绕组的输出电压获取反馈电压；
所述反激准谐振系统的控制系统，包括：
反馈电压获取单元，用于接收所述反馈模块获取的反馈电压；
预设频率获取单元，用于获取自身驱动端输出的驱动所述MOS管的PWM信号的预设频率；
续流时间获取单元，用于获取所述变压器的副边绕组的续流时间；
导通控制单元，用于根据所述反馈电压、所述预设频率和所述续流时间的乘积控制所述MOS管在自身的漏极和源极间电压的第i个谷底导通，所述i为正整数，所述变压器的副边绕组的输出电流与所述乘积呈正相关；
所述导通控制单元，具体用于：
将公式
Figure 917579DEST_PATH_IMAGE002
代入公式
Figure 268926DEST_PATH_IMAGE004
中得到公式
Figure 355831DEST_PATH_IMAGE006
，其中，所述
Figure 767221DEST_PATH_IMAGE008
为所述变压器的原边绕组的峰值电流，所述
Figure 188844DEST_PATH_IMAGE010
为所述反馈电压，所述
Figure 15985DEST_PATH_IMAGE012
为所述采样电阻的阻值，所述
Figure 222976DEST_PATH_IMAGE014
为处理模块内部的预设值，所述
Figure 320114DEST_PATH_IMAGE016
为所述变压器的副边绕组的输出电流，所述
Figure 714186DEST_PATH_IMAGE018
为所述续流时间，所述
Figure 672915DEST_PATH_IMAGE020
为所述PWM信号的预设频率，所述
Figure 203253DEST_PATH_IMAGE022
为所述变压器的原边绕组和副边绕组的匝数比，所述
Figure 222025DEST_PATH_IMAGE024
为常量；
基于公式
Figure 352660DEST_PATH_IMAGE026
来根据所述反馈电压
Figure 583922DEST_PATH_IMAGE010
、所述预设频率
Figure 499925DEST_PATH_IMAGE020
和所述续流时间
Figure 424019DEST_PATH_IMAGE018
的乘积控制所述MOS管在自身的漏极和源极间电压的第i个谷底导通。
7.一种处理模块，其特征在于，包括：
存储器，用于存储计算机程序；
处理器，用于执行所述计算机程序以实现如权利要求1至5任一项所述反激准谐振系统的控制方法的步骤。
8.一种反激准谐振系统，其特征在于，包括如权利要求7所述的处理模块，还包括变压器、MOS管、采样电阻、二极管和反馈模块；电源、所述变压器的原边绕组、所述MOS管和所述采样电阻依次串联，所述二极管和所述变压器的副边绕组串联；所述反馈模块用于根据所述变压器的副边绕组的输出电压获取反馈电压。
9.一种电源适配器，其特征在于，包括如权利要求8所述的反激准谐振系统。
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