CN114337565A - 一种单输入宽带负载调制平衡放大器及其设计方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开一种单输入宽带负载调制平衡放大器及其设计方法。采用单输入的形式，实现负载调制平衡功放负载阻抗的全自动调制，可以使得电路较传统负载调制平衡放大器省去了手动调节测试的过程；加入了双阻抗预匹配网络，使得晶体管负载阻抗更接近于最优值，舍弃了传统手动调制负载阻抗至最优阻抗的过程，放大器回退效率得到提升。本发明在传统的负载调制平衡放大器的背景下，具有性能优越、应用简便、易于测量的优势。

Description

一种单输入宽带负载调制平衡放大器及其设计方法

技术领域

本发明属于射频微波通信领域，涉及一种单输入宽带负载调制平衡放大器及 其设计方法，具体是一种可以在宽频带范围内工作的高效率单输入可重构负载调 制平衡放大器。

背景技术

功率放大器(power amplifier,PA)的应用在5G时代越来越广泛，如在载 波聚合和其他高数据速率的通信应用、成像和雷达中。此外，现代通信系统的高 峰值-平均功率比(PAPR)信号需要在较大的功率动态范围内运行。带宽和线性要 求都大幅超越传统放大器设计所能提供的技术指标。因此，PA设计要同时兼顾 宽带，线性度和效率这三个重要指标。对设计者来说一直是一个长期的挑战。

负载调制型功率放大器因其效率高、功率回退范围广、线性度好等诸多优点， 在众多功放类型中为研究者所青睐。通常，功放的效率只在饱和时达到最优，但 负载调制型功放可以通过在回退工作区间(小功率)内动态地改变负载阻抗以实 现功率回退区间内的高效率，其中具有代表性的两种架构分别是Doherty功放和 Outphasing功放。Doherty功放通过子放大器彼此电流关系动态调整负载，可以 在功率回退点提高负载阻抗，使得晶体管提前饱和，因此得到最优效率； Outphasing功放通过角度调制的方法让两个晶体管都处于饱和状态，再通过功 率合成网络等抵消无功虚部同样也可以实现功率回退范围内的高效率。但这两种 架构都存在工作带宽不足的束缚。近年来，如何在维持带宽的同时保证负载调制 类功放的效率一直是研究者们追求的重点。在此基础上，一种新的负载调制功放 架构被提出。

负载调制平衡功放(Load Modulated Balance Amplifier，LMBA)，由于均 采用宽带器件且具有负载调制的功能，自提出以来作为一种新型负载调制功放架 构收到了广泛重视。负载调制平衡功放电路包含两条路，分别为控制路和平衡路， 控制路由一个单管放大器组成，平衡路由两个完全对称的放大器组成。两条路通 过耦合器进行连接和功率合成。其工作时耦合器的端口阻抗作为平衡路放大器的 负载阻抗受到控制路功放输出信号的幅度和相位控制。各路输出功率在进入耦合 器后理论上上可以完整地输出。因此，通过手动调整控制路信号源功率的大小和 相位就可以实现负载调制的功能，在功率饱和点和功率回退点把负载阻抗手动地 调整至最优，最终可以在宽带状态下实现高效率和大回退范围的目标。

但是，这种架构也存在如下缺陷；其一，该架构需要两个信号源作为输入， 这与传统功放不符，不仅结构负载且增益的概念比较模糊，因此定义和测量比较 困难。其二，不同于典型的负载调制类功放，该功放需要随平衡路输入功率变化 动态地调节控制路的移相器和输入功率大小，这个调节只能在测试过程中手动进 行，无法像传统的负载调制类功放一样实现全自动的功率回退区间内的高效率， 测试难度和实现难度较高。

因此，针对目前现有技术不足，实有必要进行研究，以提供一种关于全自动 的单输入宽带负载调制平衡放大器的解决方案。

发明内容

本发明的目的在于针对现有技术的不足，基于单输入条件下耦合器端口阻抗 轨迹，通过对平衡路和控制路晶体管饱和先后的设计，提供一种单输入全自动负 载调制平衡放大器，并具有宽带特性。

为了克服现有技术的缺陷，本发明采用双阻抗预匹配网络矩阵来实现。

一种单输入宽带负载调制平衡放大器包括功率分配电路、相位补偿微带线、 以及两路分支；所述两路分支包括平衡路和控制路，其中所述平衡路包括第一 3-dB定向耦合器电路、第二3-dB定向耦合器电路、上下两路分支，上下两路分 支结构相同，每路均包括宽带输入匹配电路、第一RC稳定电路、晶体管、双阻 抗预匹配电路，所述控制路包括控制路宽带输入匹配电路、第二RC稳定电路、 晶体管、控制路宽带输出匹配电路。

所述功率分配电路用于将单输入信号源功率分配至平衡路和控制路，可以采 用威尔金森功分器来实现；

作为优选，所述的功率分配电路包括并联传输线L1、并联传输线L2、电阻 R1；并联传输线L1的一端与并联传输线L2的一端相连后作为单输入宽带负载 调制平衡放大器的输入，并联传输线L1的另一端与电阻R1的一端连接后作为 功率分配电路的一个输出；并联传输线L2的另一端与电阻R1的另一端连接后 作为功率分配电路的另一个输出。

所述相位补偿微带线L5根据设计需求将负载阻抗轨迹转至最优阻抗位置； 相位补偿微带线L5的一端接功率分配电路的另一个输出，另一端接第一3-dB 定向耦合器的输入。

所述第一、二3-dB定向耦合器分别位于电路输入端后和电路输出端前，以 保证平衡路内上下两路相位恒定；所述第一、二3-dB定向耦合器采用电桥结构， 电桥结构具有结构简单、性能稳定、带宽较宽的优势，适合作为该放大器的核心 功率合成器件。

作为优选，所述第一3-dB定向耦合器Coupler1包括第一并联传输线L15-1、 第二并联传输线L16-1、第三并联传输线L15-2、第四并联传输线L16-2；第一并 联传输线L15-1的一端与第一并联传输线L16-1的一端连接后作为第一3-dB定 向耦合器的输入端，接相位补偿微带线L5；第一并联传输线L15-1的另一端与 第二并联传输线L16-2的一端连接后作为第一3-dB定向耦合器的直通端，接平 衡路上路分支的输入端；第二并联传输线L15-2的一端与第二并联传输线L16-2 的另一端连接后作为第一3-dB定向耦合器的耦合端，接平衡路下路分支的输入 端；第一并联传输线L16-1的另一端与第二并联传输线L15-2的另一端连接后作 为第一3-dB定向耦合器的隔离端，连接标准50Ω电阻接地；

作为优选，所述第二3-dB定向耦合器Coupler2包括第五并联传输线L17-1、 第六并联传输线L18-1、第七并联传输线L17-2、第八并联传输线L18-2；第五并 联传输线L17-1的一端与第六并联传输线L18-1的一端连接后作为第二3-dB定 向耦合器的耦合端，接平衡路上路分支的输出端；第六并联传输线L18-1的另一 端与第七并联传输线L17-2的一端连接后作为第二3-dB定向耦合器的直通端， 接平衡路下路分支的输出端；第五并联传输线L17-1的另一端与第八并联传输线 L18-2的一端连接后作为第二3-dB定向耦合器的隔离端，接控制路输出端；第 七并联传输线L17-2的另一端与第八并联传输线L18-2的另一端连接后作为第二 3-dB定向耦合器的输入端，接电路输出端；

所述宽带输入匹配电路根据晶体管的最优输入阻抗以宽带拓补结构设计，可 使输入至晶体管的信号功率达到最大；

作为优选，所述宽带输入匹配电路包括顺序连接的隔直电容C1、串联传输 线L3、串联传输线L4；隔直电容C1的一端作为宽带输入匹配电路的输入端， 另一端与串联传输线L3的一端相连；串联传输线L3的另一端与串联传输线L4 的一端相连；串联传输线L4的另一端作为宽带输入匹配电路的输出端，与RC 稳定电路的输入端相连。

所述RC稳定电路通过电容和电阻对于电路构成负反馈回路以实现提高稳定 性的功能，一般设置在栅极防止放大器自激振荡；

所述的三路RC稳定电路由并联RC电路组成，包括并联电容C2、并联电阻 R2。作为优选，三路RC稳定电路结构完全相同，RC稳定电路的一端与宽带输 入匹配电路的输出端相连，另一端与晶体管的栅极V_gs和栅极Bias偏置相连。

所述双阻抗预匹配电路可使功率回退区间内的负载阻抗轨迹与晶体管最优 效率区域和最大输出功率区域重合，提升放大器效率；

作为优选，所述双阻抗预匹配电路包括并联传输线L6、串联传输线L7、并 联传输线L8、串联传输线L9、隔直电容C3；并联传输线L6的一端与串联传输 线L7的一端相连作为双阻抗预匹配电路的输入端，接晶体管的漏极；并联传输 线L6的另一端与漏极偏置V_ds相连；串联传输线L7的另一端与并联传输线L8 的一端、串联传输线L9的一端相连；并联传输线L8另一端处于开路状态；串 联传输线L9的另一端与隔直电容C3的一端连接；隔直电容C3的另一端与3dB 定向耦合器的端口相连。

本发明的另一个目的是提供上述单输入负载调制平衡放大器的设计方法。

步骤一：设计RC稳定电路，不断调整电阻和电容的值使得稳定参数在全频 带大于1；

步骤二：确定晶体管的输入输出阻抗，以便后续匹配；

步骤三：利用步骤二得到的最优输入阻抗，做宽带输入匹配电路和宽带控制 路输出匹配电路。

步骤四：调试第一、第二3-dB定向耦合器，使得电路带宽和性能达到最佳。

步骤五：调试威尔金森功分器电路，使得电路达到功率等分效果且满足宽带 要求。

步骤六：按照上述内容具体设计电路，连接完成后调试威尔金森功分器枝节 长度控制路和平衡路晶体管的偏置和相位补偿微带线以使得控制路晶体管提前 饱和调试过程中，应确保负载阻抗轨迹中回退点负载阻抗大于饱和点负载阻抗且 使得曲线尽量靠近史密斯圆图感性区域。

作为优选，所述使得控制路晶体管提前饱和的调试过程如下：

若需控制路晶体管提前饱和以使控制路输出功率与平衡路输出功率比值随 输入功率升高而降低，可以采取令控制路输出功率不变，平衡路输出功率随输入 功率升高而升高的方法。调试威尔金森功分器枝节长度使得控制路输入功率偏高 或降低平衡路晶体管的栅极偏置电压使得控制路晶体管工作在B类工作状态， 平衡路晶体管工作在C类工作状态以实现所要达到的目的。

作为优选，所述负载阻抗轨迹中回退点负载阻抗大于饱和点负载阻抗且使得 曲线尽量靠近史密斯圆图感性区域的调试过程如下：

根据负载牵引结果得知，频率升高时，最优负载阻抗的相位会发生滞后，通 过相位补偿微带线调整功分器两边的相位差且实现宽带效果，并将相位补偿微带 线调整至负载阻抗轨迹曲线位于史密斯圆图感性区域左侧即可。

步骤七：设计一个可将第二3-dB定向耦合器的端口阻抗匹配至平衡路晶体 管的饱和点最优阻抗和回退点最优阻抗的双阻抗预匹配网络。根据电流电压和阻 抗关系列出双阻抗预匹配网络的阻抗矩阵后综合出双阻抗预匹配网络。

所述通过双阻抗预匹配电路实现第二3-dB定向耦合器的端口阻抗匹配至平 衡路晶体管的饱和点最优阻抗和回退点最优阻抗；具体如下：

双阻抗预匹配电路的无耗互易阻抗矩阵Z：

其中V_b为平衡路晶体管的输出电压，V_b′为加入双阻抗预匹配电路后的输出 电压，I_b为平衡路晶体管的输出电流，I_b′为加入双阻抗预匹配电路后的输出电 流，Z₁₁、Z₁₂、Z₂₁均为双阻抗预匹配电路Z矩阵中的元素。

根据公式(1)中Z矩阵可以得到：

其中Z_b为平衡路晶体管的最优负载阻抗。

由于双阻抗预匹配电路是无耗互易的，故：

其中P1为双阻抗预匹配电路未加入时平衡路晶体管的输出功率，Re(Z_b) 为Z_b的实部，P2为平衡路晶体管的饱和输出功率，可以根据datasheet查询得 知。

所述根据电流电压和阻抗关系列出双阻抗预匹配网络的阻抗矩阵后综合出 双阻抗预匹配网络，具体如下：

根据公式(3)和晶体管datasheet中查询得到的晶体管饱和输出功率和回退 输出功率确定双阻抗预匹配矩阵中Z₁₁、Z₁₂、Z₂₁，再将双阻抗预匹配电路Z矩 阵转化为ABCD矩阵，然后综合出双阻抗预匹配网络的拓补和传输线具体数值，。

步骤八、将上述双阻抗预匹配网络接入步骤六电路中，并反复调试所计算的 微带线数值使得放大器整体性能达到最优。

本发明的有益效果是：采用单输入的形式，实现负载调制平衡功放负载阻抗 的全自动调制，可以使得电路较传统负载调制功放省去了手动调节测试的过程； 加入了双阻抗预匹配网络，使得晶体管负载阻抗更接近于最优值，抛弃了传统手 动调制负载阻抗至最优阻抗的过程，放大器回退效率得到提升。

本发明在传统的负载调制平衡放大器的背景下，具有性能优越、应用简便、 易于测量的优势。

附图说明

图1是本发明中一种单输入负载调制平衡放大器的结构示意图；

图2是本发明中一种传统的负载调制平衡放大器的结构框图；

图3是本发明中耦合器网络的简化框图；

图4是本发明中双阻抗预匹配网络的框图；

图5是利用仿真软件模拟本发明在宽频带(3.4GHz-3.7GHz)范围内的结果 图。

具体实施方式

以下是本发明的具体实施例并结合附图，对本发明的技术方案作进一步的描 述，但本发明并不限于这些实施例。

图1所示为本发明中一种单输入负载调制平衡放大器结构示意图，该功率放 大器包括功率分配电路、宽带输入匹配电路、相位补偿微带线、三路RC稳定电 路、双阻抗预匹配电路、控制路宽带输入匹配电路、控制路宽带输出匹配电路、 两个3dB定向耦合器电路。

图2所示为传统的LMBA基本框图，下面对LMBA负载调制的基本原理简单描 述。传统的LMBA中，通过改变RFcontrol和RFbalance的值来改变耦合器端口 阻抗Z_b1和Z_b2的大小，Z_b1和Z_b2的值可以通过耦合器的Z矩阵计算得到：

由于平衡式放大器的特性，Z_b1和Z_b2在理想情况下是完全相等的，Z_b1和Z_b2在设计中就是要调制的负载阻抗。上式中φ是I_c与I_b2的相对相位，令Г为耦合 器端口的反射系数，也即为平衡放大器的负载阻抗，τ为Pcon/Pbal,Г满足：

该式表明反射系数曲线是在史密斯圆图里是一个以原点为圆心的圆，半径与 τ成正比，因此在选定的回退区间内手动调节RFcontrol的大小和移相器的移相 值即可控制反射系数幅度和相位，即改变负载阻抗至最优值。但目前的理论并不 完全适用于单输入的LMBA，原因在于当RFbalance和RFcontrol合并为一个输 入时，RFcontrol由于与RFbalance是一个输入的原故并不能手动调节，只可随 着输入信号而改变。同时，由于晶体管是一个压控电流源，定义α为I_c与I_b的 比值，在输入信号发生变化时，由于RFcontrol发生变化，对耦合器端口产生了 负载调制，此过程中I_b必然发生变化，这使得α的值不再受控制，对应的，反 射系数相位和幅度也会随功率改变，这种改变目前看来是不可控的。因此需要进 一步确定τ的值随着输入功率改变时的变化趋势，由此才可以根据反射系数幅度 与τ的正比关系得到端口反射系数幅度的变化规律，再根据这个规律设计出所需 负载调制轨迹。最后，根据反射系数相位在单输入条件下变化，结合相位和幅度 的变化关系最终绘制出反射系数随输入功率变化下的轨迹。进一步如下：

首先来研究相位，令耦合器端口的反射系数Г的相位为θ，由于θ只与控制 放大器与耦合端的平衡放大器有关，且平衡放大器上下完全对称，因此为了便于 分析，只需要研究这两个端口的信号与反射系数相位的关系即可。在理想情况下， 假设耦合器的输入端和直通端都接有匹配负载，只在耦合端和控制端接入50Ω 信号源，由于其余端口都接了匹配负载，因此关于这两个端口的特性可直接由耦 合器的S参数矩阵参考得到。具体示意图可见图3。另外，图3中左右两个信号 源等效为进入耦合端和隔离端的信号，前文所提到需要重点研究的Г即为图3 中的Г_in。分析二端口网络特性容易得到：

在理想条件下，Port1和Port2的终端阻抗应为50欧姆，与耦合器的特性 阻抗匹配，故这时端口反射系数为零，S₁₁＝S₂₂＝0，则可以得到Г_in的相位：

Γ_in(θ)＝S₁₂(θ)+S₂₁(θ)+Γ_L(θ)

综上，Г_in的相位在理想情况下等于Г_L的相位。Г_L的相位需要找到Port2 的入射波和反射波来确定。对于Port2来说，其作为信号源发出的信号就是反射 波，则反射波相位为θ₂.入射波应为从Port1中进入的信号，结合耦合器S参数 矩阵可知直通端到隔离端没有相位差，故入射波相位为θ₁.故在理想条件下得到 相位关系：

Γ_in(θ)＝θ₂-θ₁

将其推广至LMBA中，可以推出在端接匹配负载时，输入功率的改变不会影 响反射系数相位，反射系数相位值恒等于控制信号与平衡信号的相位差，可以由 移相器直接控制。

显然，在实际设计电路时，耦合器端口所接的并不是匹配负载，且放大器的 负载阻抗随功率发生变化，故在设计单输入LMBA时，需要考虑到输入功率改变 对相位的影响，由于负载阻抗一直在改变，故存在端口反射，故此时反射系数相 位不受移相器唯一控制，这时的相位受到多个变量影响，需要定性分析。根据公 知的理论，有：

将其代入前文Z_b1的计算公式中，得到Г的相位θ：

显然，θ由φ和α共同决定，其中α为I_c与I_b的比值。在传统的LMBA设计 中，由于采用了双输入的架构，φ在LMBA工作时是一个变量，两个变量下分析 θ的变化显然比较繁琐。但在单输入的LMBA架构下，由于控制路和平衡路是相 同的信号源，其相对相位差φ的变化几乎可以忽略不计。

因此，将φ看成一个常量，结合Г的相位θ计算公式可以得到在单输入LMBA 条件下，反射系数相位与α成反比。综上所述，在单输入条件下，可以通过合理 控制α的变化来控制负载阻抗的相位。

综上所述，得到耦合器端口反射系数即负载阻抗幅度相位的变化关系后，可 根据此理论具体设计一种单输入负载调制平衡放大器。

步骤一：设计RC稳定电路。在单管测试中不断调试C2和R2的值，直至单 管状态下零频至中心频率三倍频带宽下不发生自激振荡。

步骤二：调试一个宽带AB类单管功率放大器作为控制路放大器，使之性能 达到最优。再基于C类晶体管最优输入阻抗设计宽带输入匹配电路作为平衡路功 放的输入匹配电路，反复调试使之性能达到最优。再设计好3dB定向耦合器、功 率分配器，在全频带下将性能调至最优。

步骤三：将上述电路按图1所示连接，为使得功率回退点效率提升，在输入 功率减小的情况下测量耦合器第二3dB定向耦合器的端口阻抗。为了达到在单 输入条件实现大回退高效率的目标，需要在回退点提高负载阻抗以使晶体管提前 饱和，因此需要拟合一条负载轨迹曲线使得回退点负载阻抗大于饱和点负载阻抗， 且为在实现目标的同时方便输出匹配电路的设计，应在史密斯圆图的感性区域左 侧得到一条回退点阻抗值在饱和点阻抗值上方的曲线，使得回退点阻抗大于饱和 点阻抗。因此，功率增大时，反射系数相位应升高，幅值应降低，为了达到这样 的效果，结合前文反射系数幅度公式可知，若要反射系数幅值降低，应使得控制 功放功率与平衡功放功率比值降低，这可以通过让控制功放提前饱和来实现，如 此在控制功放饱和后，只要输入功率增高，平衡功放的输出功率升高，控制功放输出功率不变，其比值也就随之降低；若要反射系数相位升高，应使得α降低， 这同样可以通过让控制功放提前饱和来实现。

显然，若要使控制功放提前饱和，一般采用不等分功率分配器和改变晶体管 偏置的做法。由上文理论可知，在控制功放饱和后，负载阻抗轨迹曲线符合功率 回退点高效率要求，因此定义控制路功放饱和点为回退点。在回退状态，反复调 试栅极偏置和功分器枝节长度使得负载阻抗轨迹曲线接近理论曲线即可。

另外，还应设计一条相位补偿微带线，其目的主要有二。其一可使负载阻抗 轨迹曲线转至史密斯圆图感性区域左侧，其二可以实现宽带匹配效果。根据负载 牵引结果得知，频率升高时，最优负载阻抗的相位会发生滞后，加入一根相位补 偿微带线可以调整功分器两边的相位差且实现宽带效果，原因在于在频率升高时， 微带线相位超前，可以抵消这种由于频偏造成的失配。这里先将相位补偿微带线 调整至负载阻抗轨迹曲线位于史密斯圆图感性区域左侧即可。

步骤四：由前文可知，整体电路的输出功率应为coupler2三个端口进入的 功率，但由于耦合器隔离端存在功率隔离，而功率隔离主要是端口反射造成的， 故若要使耦合器的输入端能够完整输出三个端口的输入信号，关键在于降低耦合 器端口的反射，在实际设计中即使得晶体管的输出阻抗与耦合器的端口阻抗匹配， 这可以通过加入预匹配网络来实现。因此在得到较理想的负载阻抗轨迹曲线后， 应将回退点阻抗和饱和点阻抗匹配至最优值，图4是预匹配网络部分的结构框图。 下面给出计算设计过程：

由图4假设出预匹配网络的无耗互易阻抗矩阵：

V_b为平衡路晶体管的输出电压，V_b’为加入双阻抗预匹配电路后平衡路晶体 管的输出电压。I_b为平衡路晶体管的输出电流，V_b’为加入双阻抗预匹配电路后 的平衡路晶体管输出电流。Z₁₁、Z₁₂、Z₂₁为双阻抗预匹配电路矩阵中的元素。

显然，图4中P2作为晶体管的饱和功率可以根据datasheet查询得知，Z_b应为晶体管的最优负载阻抗。根据上式中Z矩阵可以得到：

由于预匹配网络是无耗互易的，故：

双阻抗预匹配电路未加入时平衡路晶体管的输出功率为P1。Re(Z_b)为Z_b的实部。

联立上述公式得：

其中，P_sat为晶体管datasheet中的饱和输出功率，P_back为晶体管datasheet中 的回退输出功率。饱和点和回退点的最优阻抗分别为Z_sat和Z_back；α为I_c与I_b的 比值，所加的sat和back下标表示其饱和和回退状态下的值。I_b为控制路晶体 管的输出电流，所加的sat和back下标表示其饱和和回退状态下的值。根据前 文所述，回退区间内控制功放一直是饱和状态，可近似认为I_csat和I_cback相等，联 立求解Z₁₁的值：

其中饱和点和回退点的最优阻抗Z_sat和Z_back可以根据负载牵引得到,由于前 文已经拟合出了一条便于匹配且符合功率回退原理的负载阻抗轨迹，故再根据前 文已详细阐明的电流关系可得到饱和点和回退点α的值。饱和输出功率通过晶体 管datasheet得到，确定回退区间后可以得到回退点输出功率，全部代入上式最 终可以确定出Z₁₁的值。

根据前文的理论,I_csat和I_cback相等，且匹配网络不影响I_c的值，故在未加匹 配网络时通过仿真可以得到I_c的值，再将Z₁₁和I_c代入功率计算公式可以确定Z₁₂的值，这样Z矩阵中三个未知量就得到了确定，剩下一个可以根据设计和计算简 便需要自由确定，得到该网络的Z矩阵后，再用下式将其转化为ABCD矩阵：

A＝Z₁₁/Z₂₁

B＝|Z|/Z₂₁

C＝1/Z₂₁

D＝Z₁₁/Z₂₁

得到双阻抗预匹配网络的ABCD矩阵后，利用理查德变换综合出匹配网络中 各个微带线具体尺寸，再将其接入电路。

步骤五：单输入宽带负载调制平衡放大器在饱和状态，由于控制功放饱和过 早，平衡功放导通角较小，电流波形严重失真，故漏极电流I_d的基波分量I_dm较 小，最终输出到负载的功率也随之减小，造成了增益低下。若要改变这种情况， 可以考虑采用可重构的思想，在饱和区域使得平衡功放导通角增大，提高漏极电 流中基波分量的幅度，提高饱和点的增益，因此应反复调整栅极偏置使之效率和 增益达到最优，由于饱和区域两个晶体管都位于饱和区，总体效率也是可观的。

最后反复调整相位补偿微带线的尺寸，使电路在3.4GHz-3.7GHz达到较良 好的性能。

图5所示为本发明设计在ADS中数据仿真结果图，由仿真结果可知，在 3.4GHz-3.7GHz频带范围内，饱和输出功率大于46dBm，饱和输出漏极效率大于 75％，8dB功率回退区间内漏极效率大于68％，功率增益在8-10dB范围，结果 说明实现了宽带单输入负载调制功率放大器的功能。

以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想。应当指出， 对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以对 本发明进行若干改进和修饰，这些改进和修饰也落入本发明权利要求的保护范围 内。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说是显而易见的，本申 请中所定义的一般原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下在其它实施 例中实现。因此，本发明将不会被限制于本申请所示的这些实施例，而是要符合 与本申请所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。

Claims (10)

1.一种单输入宽带负载调制平衡放大器，其特征在于包括功率分配电路、相位补偿微带线、以及两路分支；所述两路分支包括平衡路和控制路，其中所述平衡路包括第一3-dB定向耦合器电路、第二3-dB定向耦合器电路、上下两路分支，上下两路分支结构相同，每路均包括宽带输入匹配电路、第一RC稳定电路、晶体管、双阻抗预匹配电路，所述控制路包括控制路宽带输入匹配电路、第二RC稳定电路、晶体管、控制路宽带输出匹配电路；

所述功率分配电路用于将单输入信号源功率分配至平衡路和控制路；

所述相位补偿微带线L5根据设计需求将负载阻抗轨迹转至最优阻抗位置；

所述第一、二3-dB定向耦合器分别位于电路输入端后和电路输出端前，以保证平衡路内上下两路相位恒定；

所述宽带输入匹配电路根据晶体管的最优输入阻抗以宽带拓补结构设计，使输入至晶体管的信号功率达到最大；

所述双阻抗预匹配电路使功率回退区间内的负载阻抗轨迹与晶体管最优效率区域和最大输出功率区域重合。

2.如权利要求1所述的一种单输入宽带负载调制平衡放大器，其特征在于所述的功率分配电路包括并联传输线L1、并联传输线L2、电阻R1；并联传输线L1的一端与并联传输线L2的一端相连后作为单输入宽带负载调制平衡放大器的输入，并联传输线L1的另一端与电阻R1的一端连接后作为功率分配电路的一个输出；并联传输线L2的另一端与电阻R1的另一端连接后作为功率分配电路的另一个输出。

3.如权利要求1所述的一种单输入宽带负载调制平衡放大器，其特征在于所述第一3-dB定向耦合器Coupler1包括第一并联传输线L15-1、第二并联传输线L16-1、第三并联传输线L15-2、第四并联传输线L16-2；第一并联传输线L15-1的一端与第一并联传输线L16-1的一端连接后作为第一3-dB定向耦合器的输入端，接相位补偿微带线L5；第一并联传输线L15-1的另一端与第二并联传输线L16-2的一端连接后作为第一3-dB定向耦合器的直通端，接平衡路上路分支的输入端；第二并联传输线L15-2的一端与第二并联传输线L16-2的另一端连接后作为第一3-dB定向耦合器的耦合端，接平衡路下路分支的输入端；第一并联传输线L16-1的另一端与第二并联传输线L15-2的另一端连接后作为第一3-dB定向耦合器的隔离端，连接标准50Ω电阻接地。

4.如权利要求1所述的一种单输入宽带负载调制平衡放大器，其特征在于所述第二3-dB定向耦合器Coupler2包括第五并联传输线L17-1、第六并联传输线L18-1、第七并联传输线L17-2、第八并联传输线L18-2；第五并联传输线L17-1的一端与第六并联传输线L18-1的一端连接后作为第二3-dB定向耦合器的耦合端，接平衡路上路分支的输出端；第六并联传输线L18-1的另一端与第七并联传输线L17-2的一端连接后作为第二3-dB定向耦合器的直通端，接平衡路下路分支的输出端；第五并联传输线L17-1的另一端与第八并联传输线L18-2的一端连接后作为第二3-dB定向耦合器的隔离端，接控制路输出端；第七并联传输线L17-2的另一端与第八并联传输线L18-2的另一端连接后作为第二3-dB定向耦合器的输入端，接电路输出端。

5.如权利要求1所述的一种单输入宽带负载调制平衡放大器，其特征在于所述宽带输入匹配电路包括顺序连接的隔直电容C1、串联传输线L3、串联传输线L4；隔直电容C1的一端作为宽带输入匹配电路的输入端，另一端与串联传输线L3的一端相连；串联传输线L3的另一端与串联传输线L4的一端相连；串联传输线L4的另一端作为宽带输入匹配电路的输出端，与RC稳定电路的输入端相连。

6.如权利要求1所述的一种单输入宽带负载调制平衡放大器，其特征在于所述双阻抗预匹配电路包括并联传输线L6、串联传输线L7、并联传输线L8、串联传输线L9、隔直电容C3；并联传输线L6的一端与串联传输线L7的一端相连作为双阻抗预匹配电路的输入端，接晶体管的漏极；并联传输线L6的另一端与漏极偏置V_ds相连；串联传输线L7的另一端与并联传输线L8的一端、串联传输线L9的一端相连；并联传输线L8另一端处于开路状态；串联传输线L9的另一端与隔直电容C3的一端连接；隔直电容C3的另一端与3dB定向耦合器的端口相连。

7.一种单输入宽带负载调制平衡放大器的设计方法，其特征在于包括以下步骤：

步骤一：设计第一、第二RC稳定电路，不断调整电阻和电容的值使得稳定参数在全频带大于1；

步骤二：确定晶体管的输入输出阻抗；

步骤三：根据晶体管的最优输入阻抗，设计平衡路宽带输入匹配电路、控制路宽带输入匹配电路和控制路宽带控制路输出匹配电路；

步骤四：调试第一、第二3-dB定向耦合器，使得电路带宽和性能达到最佳；

步骤五：调试功率分配电路，使得电路达到功率等分效果且满足宽带要求；

步骤六：按照权利要求1-8所述的一种单输入宽带负载调制平衡放大器组建功率分配电路、第一3-dB定向耦合器电路、第二3-dB定向耦合器电路、平衡路宽带输入匹配电路、第一RC稳定电路、平衡路晶体管、控制路宽带输入匹配电路、第二RC稳定电路、控制路晶体管、控制路宽带输出匹配电路、相位补偿微带线，连接完成后调试功率分配电路枝节长度、控制路和平衡路晶体管的偏置和相位补偿微带线以使得控制路晶体管提前饱和，调试过程中应确保负载阻抗轨迹中回退点负载阻抗大于饱和点负载阻抗且使得负载阻抗轨迹曲线靠近史密斯圆图感性区域；

步骤七：设计一个可将第二3-dB定向耦合器的端口阻抗匹配至平衡路晶体管的饱和点最优阻抗和回退点最优阻抗的双阻抗预匹配网络；根据电流电压和阻抗关系列出双阻抗预匹配网络的阻抗矩阵后综合出双阻抗预匹配网络；

所述通过双阻抗预匹配电路实现第二3-dB定向耦合器的端口阻抗匹配至平衡路晶体管的饱和点最优阻抗和回退点最优阻抗；具体如下：

双阻抗预匹配电路的无耗互易阻抗矩阵Z：

其中V_b为平衡路晶体管的输出电压，V_b′为加入双阻抗预匹配电路后的输出电压，I_b为平衡路晶体管的输出电流，I_b′为加入双阻抗预匹配电路后的输出电流，Z₁₁、Z₁₂、Z₂₁均为双阻抗预匹配电路Z矩阵中的元素；

根据公式(1)中Z矩阵可以得到：

其中Z_b为平衡路晶体管的最优负载阻抗；

由于双阻抗预匹配电路是无耗互易的，故：

其中P1为双阻抗预匹配电路未加入时平衡路晶体管的输出功率，Re(Z_b)为Z_b的实部，P2为平衡路晶体管的饱和输出功率，可以根据datasheet查询得知；

步骤八、将上述双阻抗预匹配网络接入步骤六电路中，并反复调试使得放大器整体性能达到最优。

8.如权利要求7所述的方法，其特征在于步骤六中所述使得控制路晶体管提前饱和的调试过程如下：

令控制路输出功率不变，平衡路输出功率随输入功率升高而升高；同时调试功率分配电路枝节长度，使得控制路输入功率偏高或降低平衡路晶体管的栅极偏置电压，进而使得控制路晶体管工作在B类工作状态，平衡路晶体管工作在C类工作状态。

9.如权利要求7所述的方法，其特征在于步骤六中所述负载阻抗轨迹中回退点负载阻抗大于饱和点负载阻抗且使得负载阻抗轨迹曲线靠近史密斯圆图感性区域的调试过程如下：

根据负载牵引结果得知，频率升高时，最优负载阻抗的相位会发生滞后，通过相位补偿微带线调整功率分配电路两边的相位差且实现宽带效果，并将相位补偿微带线调整至负载阻抗轨迹曲线位于史密斯圆图感性区域左侧即可。

10.如权利要求7所述的方法，其特征在于步骤七中所述根据电流电压和阻抗关系列出双阻抗预匹配网络的阻抗矩阵后综合出双阻抗预匹配网络，具体如下：

根据公式(3)、晶体管饱和输出功率和回退输出功率确定双阻抗预匹配矩阵中Z₁₁、Z₁₂、Z₂₁，再将双阻抗预匹配电路Z矩阵转化为ABCD矩阵，然后综合出双阻抗预匹配网络的拓补和传输线具体数值。

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