CN116366007A - 一种负载调制多模融合功率放大器及其设计方法 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种负载调制多模融合功率放大器及其设计方法，涉及无线通讯技术领域。本发明通过在传统的平衡类功率放大器的基础上引入X‑dB正交耦合器构成非平衡类功率放大器，同时引入第三路功率放大电路作为负载调制的信号来源。通过控制负载调制信号的幅度和相位特性使构成的功率放大器具有负载调制特性从而实现大的功率回退范围。此外，利用负载调制信号产生支路作为载波功放，非平衡式放大器支路分别作为峰值功放1和峰值功放2，从而构成了类似于三路Doherty式的负载调制特征，使得所提出的功率放大器架构同时具备多路Doherty和非负载平衡调制的多重负载调制融合的特性，进一步地拓展了功率回退的范围。
Description
技术领域
本发明属于无线通讯技术领域，涉及一种负载调制多模融合功率放大器及其实现方法。
背景技术
随着无线通信技术的快速发展，射频微波技术在人们的日常生活中越来越重要。现代无线通信标准依赖于以高频谱效率为特征的调制信号，以便优化稀缺频谱资源的使用。然而，常规功率放大器(PA)，如AB类，放大这种高峰均功率比(PAPR)的调制信号，往往显示出非常低的效率。目前广泛采用的效率增强技术如Doherty和Chireix代表的负载调制技术能使其在一定的功率回退处也保持较高的效率。
但随着通信技术的快速发展，调制方式也越加地复杂，传统的Doherty和Chireix调制类功率放大器可实现的有限回退范围越来越不能满足当今无线通信系统的要求，因此，急需研制出新型具有更高功率回退范围的负载调制功率放大器以满足当前及未来无线通信系统高传输速率的要求。
故，针对目前现有技术中存在的上述缺陷，实有必要进行研究，以提供一种方案，解决现有技术中存在的缺陷。
发明内容
本发明的目的就是提供一种负载调制多模融合功率放大器及其设计方法。通过在传统的平衡类功率放大器的基础上引入X-dB正交耦合器构成非平衡类功率放大器，同时引入第三路功率放大电路作为负载调制的信号来源。通过控制负载调制信号的幅度和相位特性使构成的功率放大器具有负载调制特性从而实现大的功率回退范围。此外，利用负载调制信号产生支路作为载波功放，非平衡式放大器支路分别作为峰值功放1和峰值功放2，从而构成了类似于三路Doherty式的负载调制特征，使得所提出的功率放大器架构同时具备多路Doherty和非负载平衡调制的多重负载调制融合的特性，进一步地拓展了功率回退的范围。
为了克服现有技术的缺陷，本发明采用以下技术方案：
一种负载调制多模融合功率放大器，包括两个X-dB正交耦合器、三个功率放大电路、功率分配器、相位延迟线和隔离电阻，其中，两个X-dB正交耦合器、两个功率放大电路构成了非平衡类功率放大器，即峰值功放电路。第三路功率放大电路构成负载调制信号产生电路，即载波功放电路。功率分配器用于将输入信号均分给非平衡类功率放大电路和负载调制信号产生电路，相位延迟线用于调节载波功率放大电路支路与非平衡类功率放大电路支路之间的相位差。第一个正交耦合器用于将功率分配器输出给功率放大电路的信号转化成两路正交信号输出。隔离电阻接在正交耦合器隔离端使输入输出信号达到良好的隔离。经第一个正交耦合器输出的信号通过两路功率放大电路进行功率放大。两路功率放大电路输出的信号再接入第二个正交耦合器的输入端，随后输出给负载。在第二个正交耦合器的隔离端接入所需的负载调制信号实现非平衡负载调制。
所述的X-dB定向耦合器根据所期望达到的功率回退范围来选取。
所述功率放大电路包括依次串接的输入匹配电路、功率晶体管、输出匹配电路；
所述正交耦合器分别为X-dB定向耦合器，具有双端口的互易性，任意端口都可作为输入端口，输出端口位于输入端口相反的一侧，而隔离端位于输入端一侧剩下的端口；输入的功率非对等地分配给两个输出端口，两个输出端口之间有90度的相移，没有功率耦合到隔离端。
所述负载调制信号产生电路中的功率放大器(载波功放电路)为AB类功率放大器。所述非平衡类功率放大器(峰值功放电路)中的两个功率放大器均为C类功率放大器，但一个偏置于浅C类状态，另一个偏置于深C类状态。
所述功率放大器采用晶体管实现，对于载波功放电路和峰值功放电路是不同的，峰值功放电路的晶体管的输出功率能力大于载波功放电路的。
所述隔离电阻为50欧。
用于设计权利要求1所述的负载调制多模融合功率放大器的方法，
具体步骤如下：
步骤一、设计一个非平衡类功放即峰值功放：
根据选用的晶体管，设置漏极偏置电压，功率放大器BA1、BA2的栅极偏置电压，使得功率放大器BA1、BA2都处于C类模式状态，但BA1处于浅C类状态，BA2处于深C类状态；在此直流偏置的基础上对晶体管进行输入输出匹配电路设计；将晶体管的输入输出阻抗皆匹配到标准的负载阻抗50欧姆，完成功率放大电路BA1、BA2的设计；
步骤二、根据所期望的回退范围，选取合适的X-dB耦合器参数，X-dB正交耦合器是由4段微带传输线构成的耦合器结构；传输线TL1、TL3的阻抗分别为Z0，电长度为90度；TL2、TL4传输线的阻抗分别为Z0/3，电长度为90度；根据此参数调试使得正交耦合器的输出端的功率比输入端的功率小X-dB时，且输出端口的相位相差90度；即完成了一个X-dB的正交耦合器；调试完成两个X-dB正交耦合器；将正交耦合器A一侧作为输入端，端口2接隔离电阻，端口4接相位延迟线的端口2，另一侧作为输出端，端口1、3与完成的功率放大电路BA1、BA2的输入端相连；将正交耦合器B一侧作为输入端，端口2和端口4接入功率放大电路的输出端，另一侧作为输出端，其中端口1输出信号给负载，另外的端口3作为负载调制端接入负载调制信号产生电路；
步骤三、设计并调试完成载波功放即负载调制信号产生电路：
设置栅极偏置电压，使得功放处于AB类功放的状态；根据回退范围，选取合适的漏极偏压，在此直流偏置的基础上对晶体管进行输入输出匹配电路设计；将晶体管的输入输出阻抗皆匹配到标准的负载阻抗50欧姆，完成功率放大电路CA的设计；
步骤四、为了实现自输入控制的功率放大器，还需要设计并调试完成一个功分器，实现输入信号等功率地输出到功率放大电路和负载调制信号产生电路；
步骤五、将负载调制信号产生电路接入到正交耦合器B的端口3，得到负载调制多模融合功率放大器。
相对于现有技术，本发明通过使用不同耦合系数的正交耦合器构成非平衡类功率放大器并引入负载调制信号来实现可重构的负载调制类功率放大器，提高了负载调制类功放的功率回退范围。此外，创造性地将负载调制信号产生电路作为载波功放，非平衡式放大器中的两路功率放大电路分别作为峰值功放1和峰值功放2，从而构成了类似于三路Doherty式的负载调制特征，使得所提出的功率放大器架构同时具备多路Doherty和非平衡负载调制的多重负载调制融合的特性，进一步地拓展了功率回退的范围。
附图说明
图1为本发明功率放大器的整体结构示意图；
图2(a)为低功率阶段的等效原理图；
图2(b)为类似于Doherty负载调制阶段的等效原理图；
图2(c)为饱和的非平衡负载调制阶段的等效原理图；
图3为图1中X-dB正交耦合器具体原理图；
图4不同相位对应的负载阻抗轨迹扫描曲线；
图5是本发明中功放与其他类似功放的性能对比图。
具体实施方式
以下结合附图对本发明进行进一步的阐述。
如图1所示，一种负载调制多模融合功率放大器，包括两个X-dB正交耦合器、三个功率放大电路、功率分配器、相位延迟线和隔离电阻R1，其中，两个X-dB正交耦合器、两个功率放大电路构成了非平衡类功率放大器，即峰值功放电路。第三路功率放大电路构成负载调制信号产生电路，即载波功放电路。功率分配器用于将输入信号均分给非平衡类功率放大电路和负载调制信号产生电路，相位延迟线用于调节载波功率放大电路支路与非平衡类功率放大电路支路之间的相位差。第一个正交耦合器用于将功率分配器输出给功率放大电路的信号转化成两路正交信号输出。隔离电阻接在第一正交耦合器隔离端使输入输出信号达到良好的隔离。经第一正交耦合器输出的信号通过两路功率放大电路进行功率放大。两路功率放大电路输出的信号再接入第二正交耦合器的输入端，随后输出给负载。在第二正交耦合器的隔离端接入所需的负载调制信号达到非平衡负载调制的目的。
功率放大电路包括依次串接的输入匹配电路、功率晶体管、输出匹配电路；
正交耦合器为X-dB定向耦合器，具有双端口的互易性，任意端口都可作为输入端口，输出端口位于输入端口相反的一侧，而隔离端位于输入端一侧剩下的端口；输入的功率非对等地分配给两个输出端口，两个输出端口之间有90度的相移，没有功率耦合到隔离端；
负载调制信号产生电路中的功率放大器(载波功放电路)为AB类功率放大器。所述非平衡类功率放大器(峰值功放电路)中的两个功率放大器均为C类功率放大器，但一个偏置于浅C类状态，一个偏置于深C类状态；
功率放大器采用晶体管实现，对于载波功放电路和峰值功放电路是不同的(峰值功放电路晶体管的输出功率能力大于载波功放电路的)；
隔离电阻为50欧；
X-dB定向耦合器根据所期望达到的功率回退范围来选取。
本发明的负载调制多模融合功率放大器其主要技术原理阐述如下:
如图3所示的X-dB正交耦合器具体原理图，其由4段微带传输线构成(微带传输线TL1、TL3的阻抗分别为bZ0，微带传输线TL2、TL4的阻抗分别为Z0/a，电长度均为90度)。I1、V1为从耦合器端口1看进去的等效电流和电压，其等效Z矩阵可以表示为：
其中，Z0是从端口1看进去的等效阻抗。V1、V2、V3和V4分别表示耦合器端口1、2、3和4的电压。I1、I2、I3和I4分别表示流入耦合器端口1、2、3和4的电流。a、b是耦合器的参数。
如图1所示，第二正交耦合器的端口2、3、4分别与功率放大器BA2、CA、BA1的输出端相连，从而I2＝-jIBA2表示来自功率放大器BA2的电流,I3＝jICAejφ表示来自负载调制信号产生电路的电流,I4＝IBA1表示来自功率放大器BA1的电流。
于是第一功率放大器BA1、第二功率放大器BA2和第三功率放大器CA在第二正交耦合器处的等效负载阻抗分别为ZBA1、ZBA2和ZCA：
其中,ICA、φ分别代表负载调制信号的幅度和相位；IBA1、IBA2分别表示功率放大电路BA1、BA2的电流；进一步，通过设置负载调制信号产生电路为载波放大器，非平衡类功率放大器为峰值放大器(功率放大电路BA1、BA2分别为第一、第二峰值功率放大器)，构成了类似于三路Doherty式的负载调制特性来增大功率回退的范围。其工作阶段可以分为三大负载调制阶段。
在低功率阶段，如图2(a)所示，功率放大器BA1和功率放大器BA2构成的非平衡类功率放大器完全关闭，IBA1＝IBA2＝0。整个功放的输出功率完全由负载调制信号产生电路(载波功放)提供。可以推导出此时的载波功放的负载阻抗ZCA,LP为：
ZCA,LP＝b2Z0；
功率放大器BA1和功率放大器BA2构成的非平衡类功率放大器的负载阻抗ZBA1,LP、ZBA2,LP为：
ZBA1,LP＝ZBA2,LP＝∞；
在类似于Doherty负载调制阶段，如图2(b)所示，随着输入功率超过第一功率回退点，载波功放进入电压饱和状态，其电压VCA＝VDD,CA，而峰值功放1即非平衡类功放中的功率放大器BA1开始工作,同时功率放大器BA2由于偏置在更深的C类状态，其依然关闭。从而，在该阶段，载波功放和峰值功放的负载阻抗ZCA,Doher0y、ZBA1,Doher0y、ZBA2,Doher0y分别被推导为：
从这个阶段载波功放和峰值功放的负载阻抗状态可以看出，在这个阶段，载波功放依然处于电压饱和状态，同时到第二回退点时电流也将达到峰值状态。载波功放(即功率放大器CA)与峰值功放1(即功率放大器BA1)构成了类似于Doherty的负载调制特性。从而在整个回退范围内，功放都维持较高的效率。
饱和的非平衡负载调制阶段，如图2(c)所示，随着输入功率的继续增大，峰值功放2即非平衡类功放中的功率放大电路BA2开始工作，峰值功放1逐渐达到饱和状态。同时载波功放依然维持着电压饱和状态，而其电流由于存在的负载调制效果开始从峰值处小幅度的下降。此时，载波功放和峰值功放的负载阻抗ZCA,ALMBA、ZBA1,ALMBA、ZBA1,ALMBA被推导为：
在这个阶段，整个功放达到了又一个效率的峰值点。
综合以上三个阶段，本发明提出的功率放大器架构融合了三路Doherty、非平衡负载调制的负载调制特性，从而极大地拓展了功率回退范围。其功率回退范围OBO表示为：
其中PBA1,SAT、PBA2,SAT、PCA,SAT2分别表示整体功放架构饱和时的功率放大器BA1、BA2、CA的饱和输出功率。PCA,SAT1分别表示第一回退点时(电压饱和)的功率放大器CA的输出功率。
从功率回退范围OBO的表达式中可以看出，功率回退范围与耦合器的参数a、载波功放的漏极直流偏置电压大小，功率放大器BA1的电流大小有关，可以通过选取合适的参数值，来获得期望的功率回退范围OBO。
此外，关于负载调制信号产生电路相位φ的设置，本申请从-90°到90°进行扫描，其负载阻抗轨迹随相位的变换如图4所示，发现当φ为0°时，峰值功放的负载可以沿着Smith原图的实轴变换。这种纯实数的阻抗可以获得最大的效率。因此，本申请的功放在行为特性分析中，设置φ为0°以实现在整个功率回退范围内都能够获得最大化的效率。
本申请的负载调制多模融合功率放大器具有以下核心创新点及其优点：
第一，创造性地将负载调制信号产生电路作为载波功放，非平衡类功放中的两条功率放大支路作为相应的两条峰值功放支路(其中非平衡类功放的两功放支路偏置在不同的C类状态，从而不同时打开，以此实现更大的功率回退范围)，利用载波功放和峰值功放之间的负载阻抗调制特性构成类似于Doherty的负载调制特性，以此来显著地拓展功率回退范围，。
第二，引入X-dB耦合器以构成非平衡类功率放大器作为峰值功放，通过恰当地选取耦合器的参数可以实现期望的功率回退范围。
上述功率放大器，设计过程具体如下：
步骤一、设计一个非平衡类功放即峰值功放，根据本实施例选用的晶体管CGH40010F，设置漏极偏置电压28V，功率放大器BA1、BA2的栅极偏置电压分别设置为-5.0V、-5.8V，使得功率放大器BA1、BA2都处于C类模式状态，但BA1处于浅C类状态，BA2处于深C类状态。在此直流偏置的基础上对晶体管进行输入输出匹配电路设计。将晶体管的输入输出阻抗皆匹配到标准的负载阻抗50欧姆，完成功率放大电路BA1、BA2的设计；
步骤二、根据所期望的回退范围，选取合适的X-dB耦合器参数。如，为了实现功率回退范围为15dB，那么耦合器的参数a可以被选择为3。X-dB正交耦合器是由4段微带传输线构成的耦合器结构，其具体构成如图3所示。传输线TL1、TL3的阻抗分别为Z0，电长度为90度。TL2、TL4传输线的阻抗分别为Z0/3，电长度为90度。根据此参数调试使得正交耦合器的输出端(如端口3)的功率比输入端(如端口1)的功率小X-dB时，且输出端口(如端口2、3)的相位相差90度。即完成了一个X-dB的正交耦合器。调试完成两个X-dB正交耦合器；将正交耦合器A一侧作为输入端，端口2接隔离电阻，端口4接相位延迟线的端口2，另一侧作为输出端，端口1、3与完成的功率放大电路BA1、BA2的输入端相连。将正交耦合器B一侧作为输入端，端口2和端口4接入功率放大电路的输出端，另一侧作为输出端，其中端口1输出信号给负载，另外的端口3作为负载调制端接入负载调制信号产生电路；
步骤三、设计并调试完成载波功放即负载调制信号产生电路。设置栅极偏置电压为-2.7V，使得功放处于AB类功放的状态。根据15dB的回退范围，可以选取合适的漏极偏压，本申请选用的是CGH40006P晶体管，漏极偏置电压选为16V。在此直流偏置的基础上对晶体管进行输入输出匹配电路设计。将晶体管的输入输出阻抗皆匹配到标准的负载阻抗50欧姆，完成功率放大电路CA的设计；
步骤四、为了实现自输入控制的功率放大器，还需要设计并调试完成一个功分器。本实施例采用威尔金森功分器。功分器输出端口2接负载调制信号产生电路即载波功放输入端，功分器输出端口3接相位延迟线的端口1，从而实现输入信号等功率地输出到功率放大电路和负载调制信号产生电路；
步骤五、最后将负载调制信号产生电路接入到正交耦合器B的端口3；
按照以上步骤进行，即可完成一个完整的负载调制多模融合功率放大器。
图5是本申请的功放的功率回退范围，和对应的效率与Doherty和其他相关功放的对比图，可以发现本发明提供了更大的功率回退范围和此范围内更高的效率。图5中所示的两个功率回退点，第一回退点是由于本发明采用的负载调制信号产生电路为载波功放，非平衡类功放中的两路功率放大电路为峰值功放，构成的类似于Doherty的负载调制特性形成的，第二回退点是由于本发明采用的X-dB耦合器形成了非平衡负载调制特性形成的。本发明融合Doherty、非平衡负载调制特性形成了功率回退范围的显著拓展。
以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想。应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以对本发明进行若干改进和修饰，这些改进和修饰也落入本发明权利要求的保护范围内。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说是显而易见的，本申请中所定义的一般原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下在其它实施例中实现。因此，本发明将不会被限制于本申请所示的这些实施例，而是要符合与本申请所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。
Claims (7)
1.一种负载调制多模融合功率放大器，其特征在于：包括两个X-dB正交耦合器、三个功率放大电路、功率分配器、相位延迟线和隔离电阻，其中，两个X-dB正交耦合器、两个功率放大电路构成了非平衡类功率放大器，即峰值功放电路；第三路功率放大电路构成负载调制信号产生电路，即载波功放电路；功率分配器用于将输入信号均分给非平衡类功率放大电路和负载调制信号产生电路，相位延迟线用于调节载波功率放大电路支路与非平衡类功率放大电路支路之间的相位差；第一个正交耦合器用于将功率分配器输出给功率放大电路的信号转化成两路正交信号输出；隔离电阻接在正交耦合器隔离端使输入输出信号达到良好的隔离；经第一个正交耦合器输出的信号通过两路功率放大电路进行功率放大；两路功率放大电路输出的信号再接入第二个正交耦合器的输入端，随后输出给负载；在第二个正交耦合器的隔离端接入所需的负载调制信号实现非平衡负载调制；
所述的X-dB定向耦合器根据所期望达到的功率回退范围来选取。
2.如权利要求1所述的负载调制多模融合功率放大器，其特征在于：所述功率放大电路包括依次串接的输入匹配电路、功率晶体管、输出匹配电路。
3.如权利要求1所述的负载调制多模融合功率放大器，其特征在于：所述正交耦合器分别为X-dB定向耦合器，具有双端口的互易性，任意端口都可作为输入端口，输出端口位于输入端口相反的一侧，而隔离端位于输入端一侧剩下的端口；输入的功率非对等地分配给两个输出端口，两个输出端口之间有90度的相移，没有功率耦合到隔离端。
4.如权利要求1所述的负载调制多模融合功率放大器，其特征在于：所述负载调制信号产生电路中的功率放大器为AB类功率放大器；所述非平衡类功率放大器中的两个功率放大器均为C类功率放大器，一个偏置于浅C类状态，另一个偏置于深C类状态。
5.如权利要求1所述的负载调制多模融合功率放大器，其特征在于：所述功率放大器采用晶体管实现，峰值功放电路的晶体管的输出功率能力大于载波功放电路的。
6.如权利要求1所述的负载调制多模融合功率放大器，其特征在于：所述隔离电阻为50欧。
7.用于设计权利要求1所述的负载调制多模融合功率放大器的方法，其特征在于：
具体步骤如下：
步骤一、设计一个非平衡类功放即峰值功放：
根据选用的晶体管，设置漏极偏置电压，功率放大器BA1、BA2的栅极偏置电压，使得功率放大器BA1、BA2都处于C类模式状态，但BA1处于浅C类状态，BA2处于深C类状态；在此直流偏置的基础上对晶体管进行输入输出匹配电路设计；将晶体管的输入输出阻抗皆匹配到标准的负载阻抗50欧姆，完成功率放大电路BA1、BA2的设计；
步骤二、根据所期望的回退范围，选取合适的X-dB耦合器参数，X-dB正交耦合器是由4段微带传输线构成的耦合器结构；传输线TL1、TL3的阻抗分别为Z0，电长度为90度；TL2、TL4传输线的阻抗分别为Z0/3，电长度为90度；根据此参数调试使得正交耦合器的输出端的功率比输入端的功率小X-dB时，且输出端口的相位相差90度；即完成了一个X-dB的正交耦合器；调试完成两个X-dB正交耦合器；将正交耦合器A一侧作为输入端，端口2接隔离电阻，端口4接相位延迟线的端口2，另一侧作为输出端，端口1、3与完成的功率放大电路BA1、BA2的输入端相连；将正交耦合器B一侧作为输入端，端口2和端口4接入功率放大电路的输出端，另一侧作为输出端，其中端口1输出信号给负载，另外的端口3作为负载调制端接入负载调制信号产生电路；
步骤三、设计并调试完成载波功放即负载调制信号产生电路：
设置栅极偏置电压，使得功放处于AB类功放的状态；根据回退范围，选取合适的漏极偏压，在此直流偏置的基础上对晶体管进行输入输出匹配电路设计；将晶体管的输入输出阻抗皆匹配到标准的负载阻抗50欧姆，完成功率放大电路CA的设计；
步骤四、为了实现自输入控制的功率放大器，还需要设计并调试完成一个功分器，实现输入信号等功率地输出到功率放大电路和负载调制信号产生电路；
步骤五、将负载调制信号产生电路接入到正交耦合器B的端口3，得到负载调制多模融合功率放大器。
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