CN114301098B - 一种具备谐波环流抑制的辅助逆变器并联控制方法及系统 - Google Patents

Abstract

本发明公开一种具备谐波环流抑制的辅助逆变器并联控制方法及系统，在不增加额外限流电抗器的基础上，采用虚拟阻抗补偿技术，有效抑制了因外部线路阻抗不同、逆变器软、硬件差异等原因引起的谐波环流。所述控制方法采用二阶广义积分器获取输出电压的相位角及以所述相位角为基础下的同步旋转坐标下的输出电压直流分量，与传统利用三相电压传感器进行park变换获得相角度的方法相比获得相角度和电压直流分量更为精确。本发明将功率下垂控制和虚拟阻抗补偿控制方法，引入电压电流双环控制器，且电流内环控制采用PI+PR联合控制策略，提高了辅助逆变器的的动态响应速度，同时提高输出电压的稳定精度，改善输出波形质量。

Description

一种具备谐波环流抑制的辅助逆变器并联控制方法及系统

技术领域

本发明涉及电力电子技术领域，特别涉及一种具备谐波环流抑制的辅助逆变器并联控制方法及系统。

背景技术

有轨电车辅助逆变器作为现代有轨电车的重要组成部分，现有有轨电车车辆常配置两台辅助逆变器，辅助逆变器采用无互联线的并联控制方式，其等效电路图如图1所示，通过图2所示的三相电压传感器采集的电压U_a，U_b，U_c和三相电流传感器采集的电流I_a，I_b，I_c计算出本单元输出功率，采用功率下垂算法实现逆变器输出功率均分。在无互联线并联工作状态下，辅助逆变器依靠并联逆变器之间谐波环流I_AB进行输出功率的动态调整。参考图1谐波环流I_AB与负载Z₀及其电流I_#A，I_#B无关，而受辅助逆变器输出电压U_#A，U_#B的幅值、相位和外部线路阻抗Z₁，Z₂等诸多因素影响。

受限于车辆安装尺寸，有轨电车辅助逆变器内部组成器件结构紧凑且功率密度大。目前有轨电车辅助逆变器大多采用高频隔离拓扑，如图2所示。相比于工频变压器隔离拓扑，采用高频变压器隔离在功率密度上具有一定优势，但是工频隔离辅助逆变器在并联工况下产生的谐波环流经过工频变压器隔离，不易对前级直流供电端造成影响，而高频隔离辅助逆变器在并联工况下产生的谐波环流未经变压器隔离，会对中间DC/DC环节造成冲击，即图2中的支撑电容器C1，影响系统的稳定运行。同时过大的谐波环流，会增加三相输出电容C2温升，降低电容使用寿命。而且输出端配置的三相电压采集装置体积大、成本高，不仅影响逆变器内部结构布局，而且增加了整机成本。

由于辅助逆变器在不同列车上的安装位置不同，外部线路阻抗是影响逆变器谐波环流最不可控因素。通常线路阻抗的大小与谐波环流呈负相关关系，即线路阻抗越大，并联逆变器之间的谐波环流越小。有轨电车车长一般在30m左右，两台辅助逆变器间距一般在10m左右，外部线路阻抗很小，其谐波环流较地铁辅助逆变器偏大。通常在输出端串联限流电抗器，用于抑制谐波环流。但是限流电抗器不仅增加了变流器的体积和重量，而且会引起额外的发热损耗，降低了辅助逆变器的功率密度，不利于辅助逆变器的正常运行。

发明内容

为解决现有技术中辅助逆变器无互联线并联控制的环流抑制效果差、控制复杂及成本高的技术问题，本发明提供了一种具备谐波环流抑制的辅助逆变器并联控制方法及系统。

本发明提供一种具备谐波环流抑制的辅助逆变器并联控制方法，包括如下步骤：

步骤S1：采集辅助逆变器的输出电压U_b、U_c，并将其输入数字控制器得到两相静止坐标下的β分量U_β，将所述U_β输入二阶广义积分器得到α分量U_α，U_α、U_β经过锁相环确定相位角θ，得到d-q坐标下输出电压直流分量U_d、U_q；

步骤S2：采集辅助逆变器的三相电流I_a、I_b、I_c进行abc/dq变换以得到D轴直流电流分量I_d和Q轴直流电流分量I_q,根据所述I_d、I_q计算以相位角θ为基础的同步旋转坐标下负载输出侧电流的直流分量I_od、I_oq；

步骤S3：根据电压直流分量U_d、U_q以及负载输出侧电流的直流分量I_od、I_oq计算辅助逆变器输出的有功功率P_o、无功功率Q_o，并将其经过下垂控制得到功率下垂标定后的电压基准值U_ref和频率f₀；

步骤S4：设置补偿虚拟阻抗Z_c，结合负载输出侧电流的直流分量I_od、I_oq计算得出虚拟阻抗Z_c在以相位角θ为基础的同步旋转坐标下的D轴电压补偿量U_DV、Q轴电压补偿量U_QV；

步骤S5：所述D轴电压补偿量U_DV，Q轴电压补偿量U_QV，D轴直流电流分量I_d，Q轴直流电流分量I_q，输出电压直流分量U_d、U_q以及功率下垂标定后的电压基准值U_ref和频率f₀组成电压电流双环控制器，通过电压电流双环控制器输出电压控制信号，再经由SPWM调制得到所述辅助逆变器的驱动脉冲。

本技术方案在不增加额外限流电抗器的基础上，采用虚拟阻抗补偿技术，用于抑制因外部线路阻抗不同、变流器软、硬件差异等原因引起的谐波环流，该方法不仅对谐波环流具有良好的抑制效果，同时降低了系统的复杂程度和成本，更利于工程化推广。

在其中一些实施例中，所述步骤S4中的D轴电压补偿量U_DV、Q轴电压补偿量U_QV经过滤波器进行数字滤波处理，其处理形式由并联工况下辅助逆变器的线路阻抗特性决定。

本技术方案通过对D轴电压补偿量U_DV、Q轴电压补偿量U_QV经过滤波器进行数字滤波处理，且根据线路阻抗特性的不同，对电压补偿量采用不同形式的输出滤波处理，提高补偿的准确性和可靠性。

在其中一些实施例中，所述步骤S1中U_β、U_α由下式得到：

所述锁相环由PI控制器和积分器构成，所述输出电压直流分量U_d、U_q由下式得到；

其中，k₀为环路带宽增益，ω₀为二阶广义积分器的谐振角频率，s为拉普拉斯算子。

本技术方案采用二阶广义积分器获取输出电压的旋转角度即相位角θ以及以该旋转角度基础上的同步旋转坐标下的输出电压直流分量，相比传统的利用三相电压传感器进行park变换获得锁相角度的方法，该方法不受零序电压分量的影响，获得锁相角度和DQ轴输出电压直流分量更为精确，同时硬件上只需要两组电压采集装置，降低产品设计成本。

在其中一些实施例中，所述步骤S2中同步旋转坐标系下负载输出侧电流的直流分量I_od、I_oq由下式得到：

其中，C为输出滤波电容C₂的容值，ω＝2πf，f为额定输出频率。

本技术方案仅利用逆变器PU侧三相电流采集模块，经过数学变换，获取相位角θ为基础的同步旋转坐标下负载输出侧电流的直流分量，便于后续获得负载端的输出功率。

在其中一些实施例中，所述步骤S3中有功功率P_o、无功功率Q_o由下式计算可得：

有功功率P_o、无功功率Q_o的下垂控制方式如下：

其中，U_set为辅助逆变器设定输出电压，f_set为辅助逆变器设定输出频率，m、n、m_k、n_k均为下垂调节系数，ΔP₀和ΔQ₀分别为有功功率P_o和无功功率Q_o的微分数值。

本技术方案利用输出的有功功率P_o下垂标定频率，无功功率Q_o下垂标定幅值，从而实现无互联线辅助逆变器输出功率均分。

在其中一些实施例中，所述虚拟阻抗Z_c由公式Z_c＝R_c+X_c表示，所述步骤S4中D轴电压补偿量U_DV、Q轴电压补偿量U_QV由下式计算得出：

其中，R_c为虚拟电阻值，X_c为虚拟电抗值，X_c＝sL_c，L_c为虚拟电感值，s为拉普拉斯算子，ω＝2πf，f为额定输出频率。

在其中一些实施例中，所述电压电流双环控制器含D轴和Q轴两个控制维度，电压外环控制器的输入为D轴电压补偿量U_DV、Q轴电压补偿量U_QV以及功率下垂标定后的电压基准值U_ref，所述U_ref和0分别与U_DV和U_QV相减后经过PI控制器输出D轴电流参考值以及Q轴电流参考值；电流内环控制器的输入为D轴电流参考值、Q轴电流参考值以及D轴直流电流分量I_d、Q轴直流电流分量I_q，所述D轴电流参考值和Q轴电流参考值分别与I_d和I_q相减经PI和PR控制器得到D轴电压调制波、Q轴电压调制波，并将其作为旋转坐标系θ₀＝ω₀t下的D轴直流电压分量和Q轴直流电压分量，经dq/abc变换和SVPWM调制，输出辅助逆变器的驱动脉冲。

本技术方案将功率下垂控制和虚拟阻抗补偿控制方法，引入电压电流双环控制器，针对传统电流内环控制器PI控制器对零序分量在旋转坐标变换中产生的基频交流分量跟踪性能差的缺点，本技术方案采用PI+PR联合控制策略，利用PI控制器对系统工频分量变换而来的直流分量进行条件，利用PR控制器对系统直流分量变换而来的交流分量进行调节，以抑制直流分量，从而提高辅助逆变器的动态响应速度，进而提高输出电压的稳定精度，改善输出波形质量。

在其中一些实施例中，所述D轴直流电压分量与Q轴直流电压分量，经dq/abc变换得到三相调制波u_a，u_b，u_c，通过三相电流采集模块采集三相电流I_a，I_b，I_c进行电流极性判断，并引入动态死区补偿。

本技术方案驱动脉冲产生环节根据辅助逆变器的功率模块电流极性采用动态死区补偿策略，有效地削弱了死区效应带来的不利影响，后通过传统的七段式SVPWM，得到辅助逆变器的驱动脉冲，调节输出电压频率、相位、幅值，以此降低高频隔离辅助逆变器无互联线并联工况下的谐波环流。

在其中一些实施例中，所述动态死区补偿包括以下步骤：

若三相电流中任一相电流大于0，则保持该相桥臂上管Q1的驱动信号S1不变，下管Q2提前死区时间t_d截止并延迟t_d导通；

若三相电流中任一相电流小于0，则保持该相桥臂下管Q2的驱动信号S2不变，上管Q1延迟死区时间t_d导通并提前t_d截止。

本发明还提供一种实现具备谐波环流抑制的辅助逆变器并联控制方法的系统，包括辅助逆变器和控制系统，所述辅助逆变器包括逆变器模块和LC滤波模块，所述控制系统包括采样单元和控制单元；

所述采样单元包括：

三相电流采集模块，与逆变器模块的输出端连接，用于采集三相电流I_a，I_b，I_c；

两相电压采集模块，与LC滤波模块的输出端连接，用于采集两相输出电压U_b、U_c；

所述控制单元包括：

输出电压直流分量生成模块，获取两相电压采集模块的数据，计算生成输出电压直流分量U_d、U_q；

abc/dq转换模块，获取三相电流采集模块的数据，进行同步旋转坐标下的分解，生成D、Q轴直流电流分量；

计算模块，根据所述abc/dq转换模块生成D、Q轴直流电流分量以及电压直流分量U_d、U_q，计算生成负载输出侧电流的直流分量；

虚拟阻抗添加模块，获取所述计算模块输出的负载输出侧电流的直流分量计算添加的虚拟阻抗在同步旋转坐标下的D、Q轴电压补偿量；

下垂控制模块，获取输出电压直流分量、负载输出侧电流的直流分量进行功率计算以及下垂控制，生成功率下垂标定后的电压基准值U_ref和频率f₀；

电压电流双环控制器，获取所述下垂控制模块输出的U_ref与f₀、虚拟阻抗添加模块输出的电压补偿量、输出电压直流分量生成模块输出电压直流分量以及D、Q轴直流电流分量进行PID控制；

SVPWM调制模块，获取电压电流双环控制器的输出数据，进行SVPWM调制，获得辅助逆变器的驱动脉冲并输出至逆变器模块。

本技术方案提供的系统结构简单、紧凑，输出电压直流分量生成模块仅需要获取两相输出电压即可获得三相输出电压旋转相位角和d-q坐标下输出电压直流分量，适用于电压不平衡和网压畸变等恶略工况，同时优化了系统空间和降低了设计成本,提高了系统的可维护性，使辅助逆变器具有简洁、高效的运行特点。

附图说明

通过阅读下文优选实施方式的详细描述，各种其他的优点和益处对于本领域普通技术人员将变得清楚明了。附图仅用于示出优选实施方式的目的，而并不认为是对本发明的限制。

图1是本发明实施例提供的辅助逆变器并联控制方法的流程图；

图2是本发明实施例两台并联辅助逆变器等效电路图；

图3是本发明实施例辅助逆变器主电路图；

图4是本发明实施例输出电压直流分量U_d、U_q计算框图；

图5是本发明实施例负载输出侧电流的直流分量I_od，I_oq计算框图；

图6是本发明实施例下垂控制示意图；

图7是本发明实施例电压补偿量U_DV、U_QV计算框图；

图8是本发明实施例控制方法的控制原理图；

图9是本发明实施例死区补偿策略示意图；

图10是本发明实施例未采用虚拟阻抗补偿算法的空载谐波环流波形图；

图11是本发明实施例未采用虚拟阻抗补偿算法的带载输出电压波形图；

图12是本发明实施例采用虚拟阻抗补偿算法的空载谐波环流波形图；

图13是本发明实施例采用虚拟阻抗补偿算法的带载输出电压波形图；

图14是本发明实施例辅助逆变器并联控制系统的结构示意图。

具体实施方式

为了使本技术领域人员更好的理解本发明的技术方案，下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步的详细说明。虽然附图中公开了本发明的实施方式，然而应当理解，以任何形式实现本发明而不应被阐述的实施方式所限制。

在本发明的描述中，需要理解的是，术语“内”、“外”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明的限制。文中使用术语“第一”、“第二”、“第三”等来描述多个元件、部件、区域、层和/或部段，仅用来将一个元件、部件、区域、层或部段与另一元件、部件、区域、层或部段区分开。除非上下文明确地指出，否则诸如“第一”、“第二”、“第三”之类的术语以及其它数字术语在文中使用时并不暗示顺序或者次序。

在本发明的描述中，需要说明的是，除非另有明确的规定和限定，术语“相连接”应做广义理解，例如，可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或一体地连接；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，可以是两个元件内部的连通。对于本领域的普通技术人员而言，可以具体情况理解上述术语在本发明中的具体含义。

下面结合具体实施例及说明书附图，对本发明的技术方案作详细说明。

参考图1，本实施例涉及一种具备谐波环流抑制的辅助逆变器并联控制方法，包括如下步骤：

步骤S1：采集辅助逆变器的输出电压U_b、U_c，并将其输入数字控制器得到两相静止坐标下的β分量U_β，将所述U_β输入二阶广义积分器得到α分量U_α，U_α、U_β经过锁相环确定相位角θ，得到d-q坐标下输出电压直流分量U_d、U_q；

步骤S2：采集辅助逆变器的三相电流I_a、I_b、I_c进行abc/dq变换以得到D轴直流电流分量I_d和Q轴直流电流分量I_q,根据所述I_d、I_q计算以相位角θ为基础的同步旋转坐标下负载输出侧电流的直流分量I_od、I_oq；

步骤S3：根据电压直流分量U_d、U_q以及负载输出侧电流的直流分量I_od、I_oq计算辅助逆变器输出的有功功率P_o、无功功率Q_o，并将其经过下垂控制得到功率下垂标定后的电压基准值U_ref和频率f₀；

步骤S4：设置补偿虚拟阻抗Z_c，结合负载输出侧电流的直流分量I_od、I_oq计算得出虚拟阻抗Z_c在以相位角θ为基础的同步旋转坐标下的D轴电压补偿量U_DV、Q轴电压补偿量U_QV；

步骤S5：所述D轴电压补偿量U_DV，Q轴电压补偿量U_QV，D轴直流电流分量I_d，Q轴直流电流分量I_q，输出电压直流分量U_d、U_q以及功率下垂标定后的电压基准值U_ref和频率f₀组成电压电流双环控制器，通过电压电流双环控制器输出电压控制信号，再经由SPWM调制得到所述辅助逆变器的驱动脉冲。

本实施例在不增加额外限流电抗器的基础上，采用虚拟阻抗补偿技术，用于抑制因外部线路阻抗不同、变流器软、硬件差异等原因引起的谐波环流，该方法不仅对谐波环流具有良好的抑制效果，同时降低了系统的复杂程度和成本，更利于工程化推广。

进一步的，参考图4，步骤S1中U_β、U_α由下式得到：

其中，锁相环由PI控制器和积分器构成，输出电压直流分量U_d、U_q由下式得到；

其中，k₀为环路带宽增益，ω₀为二阶广义积分器的谐振角频率，s为拉普拉斯算子。

具体地说，该数学变换可由图4所示的数字控制器直接执行。继续参考图4，二阶广义积分器包括第一比例环节、减法电路、第一谐振环节，第一积分环节、第二谐振环节，第二积分环节、负反馈回路。第一比例环节的的输入端为U_β，第一谐振环节，第一积分环节、第二谐振环节，第二积分环节、依次串联，减法电路连接在第一比例环节的输出端与第二积分环节的输出端，负反馈回路的一端连接于第一比例环节的输入端，其另一端连接于第一积分环节和第二谐振环节之间。因此，U_α由下式可得，

该式中，k₀为环路带宽增益，一般取值范围为0.8～1，ω₀为二阶广义积分器的谐振角频率，其为辅助逆变器输出电压额定角频率取值为100π，s为拉普拉斯算子。将上述连续状态传递函数/>采用双线性变换/>进行离散化处理。其中，该式中T_s为数字控制器采样周期，z为离散z变换算子，离散化处理后得到如下关系式：

定义cofE＝2T_s-8ω₀，/>则/>进一步变为U_α＝(cofA×U_β+cofB×U_k1+cofC×U_k2-cofE×Y_k1-cofF×Y_k2)/cofD，其中，Y_k2＝Y_k1，Y_k1＝U_α，U_k2＝U_k1，U_k1＝U_β，经过锁相环确定相位角θ，得到d-q坐标下输出电压直流分量U_d、U_q。继续参考图4，锁相环由PI控制器和积分器构成，因此求解/>得到输出电压直流分量U_d、U_q。

本实施例采用二阶广义积分器获取输出电压的旋转角度即相位角θ以及以该旋转角度基础上的同步旋转坐标下的输出电压直流分量，相比传统的利用三相电压传感器进行park变换获得锁相角度的方法，该方法不受零序电压分量的影响，获得锁相角度和DQ轴输出电压直流分量更为精确，同时硬件上只需要两组电压采集装置，降低产品设计成本。

进一步的，参考图5，步骤S2中同步旋转坐标系θ＝ωt下负载输出侧电流的直流分量I_od、I_oq由下式得到：

其中，C为图3所示的输出滤波电容C₂的容值，ω＝2πf，f为额定输出频率。

参考图2，本实施例通过采集逆变器模块侧的三相电流I_a，I_b，I_c，并进行abc/dq变换为D轴直流电流分量I_d和Q轴直流电流分量I_q，进而结合输出电压直流分量U_d、U_q获取相位角θ为基础的同步旋转坐标下负载输出侧电流的直流分量，便于后续获得负载端的输出功率。

进一步的，利用步骤1和步骤2的U_d，U_q，I_od，I_oq计算辅助逆变器输出功率，包括有功功率P_o、无功功率Q_o，且其由下式计算可得：

本实施例通过功率的下垂控制实现无互联线辅助逆变器输出功率均分。具体的，利用输出的有功功率P_o下垂标定频率，无功功率Q_o下垂标定幅值，参考图6，其下垂控制方式如下：

其中，U_set为辅助逆变器设定输出电压，f_set为辅助逆变器设定输出频率，m、n、m_k、n_k均为下垂调节系数，ΔP₀和ΔQ₀分别为有功功率P_o和无功功率Q_o的微分数值。

本实施例提供控制方法还包括虚拟阻抗补偿控制，设置补偿虚拟阻抗Z_c＝R_c+X_c表示，其中，R_c为虚拟电阻值，且R_c可取2～5倍的R_l，R_l为图1所示辅助逆变器连接线线路Z₁中的等效阻抗；X_c为虚拟电抗值，且X_c＝sL_c，L_c为虚拟电感值可取8～10倍的L_l，L_l为辅助逆变器连接线线路Z₁中的等效电感，s为拉普拉斯算子。参考图7，D轴电压补偿量U_DV、Q轴电压补偿量U_QV由下式计算得出：

其中，ω＝2πf，f为额定输出频率。

进一步的，为了提高电压补偿的准确性和可靠性，本实施例对上式求得的U_DV、U_QV进行数字滤波处理，其处理形式由并联工况下辅助逆变器的线路阻抗特性决定，参考图7对其进行具体说明：

a.如果线路阻抗的虚拟电阻值R_c大于其虚拟电抗值X_c，即R_c>kX_c(k>10)，需要采用低通滤波器LPF滤除U_DV和U_QV中的高频分量，使补偿回路呈现低电阻特性，滤波频率一般设定为50Hz。

b.如果线路阻抗的虚拟电抗值X_c大于其虚拟电阻值R_c，即X_c>kR_c(k>10)，需要采用高通滤波器HPF滤除U_DV和U_QV中的低频分量，使补偿回路呈现高感抗特性，滤波频率一般设定为逆变器载波频率。

c.除上述两种工况外，如果线路阻抗的虚拟电阻值R_c与其虚拟电抗值X_c大小相当，可以采用带通滤波器BPF，同时保留虚拟阻抗的阻性补偿信息和感性补偿信息，滤除低频和高频的干扰信号，下限截止频率一般设定在50Hz，上限截止频率一般设定为辅助逆变器载波频率。

d.上述的线路阻抗特性，可通过测试仪实地标定。根据实测结果，选择合理的滤波方式，得到最终补偿电压U_DZ和U_QZ。

在其中一些实施例中将功率下垂控制和虚拟阻抗补偿控制，引入电压电流双环控制器中。具体地说，参考图8，电压电流双环控制器含D轴和Q轴两个控制维度，电压外环控制器的输入为D轴电压补偿量U_DV、Q轴电压补偿量U_QV以及功率下垂标定后的电压基准值U_ref，U_ref和0分别与U_DV和U_QV相减后经过PI控制器输出D轴电流参考值以及Q轴电流参考值；电流内环控制器的输入为D轴电流参考值、Q轴电流参考值以及D轴直流电流分量I_d、Q轴直流电流分量I_q，D轴电流参考值和Q轴电流参考值分别与I_d和I_q相减经PI和PR控制器得到D轴电压调制波、Q轴电压调制波，并将其作为旋转坐标系θ₀＝ω₀t下的D轴直流电压分量和Q轴直流电压分量，经dq/abc变换和SVPWM调制，输出辅助逆变器的驱动脉冲。本实施例中，θ₀＝ω₀t中，ω₀＝2πf₀，f₀为下垂标定后的频率。

具体地说，参考图8，U_ref与U_DZ相减作为D轴电压外环控制器的设定值，与U_d共同作用于D轴电压外环控制器，该D轴电压外环控制器的输出结果与I_d共同作用于D轴电流内环控制器。在实际运行过程中，由于不平衡负载的存在，三相电流处于非对称状态即I_a+I_b+I_c≠0，三相电流含有的正序、负序及零序分量经过abc-dq变换分别转换成直流分量、-2ωt旋转的交流分量及ωt旋转的交流分量，在具体应用时负序分量含量较低，可以忽略不计，仅考虑零序分量即可。传统的PID控制器无法实现对交流信号的无静差跟踪。如图8所示，本发明的电流内环控制器采用比例谐振PR控制器与PI控制器联合控制策略，其中，PI控制器的传递函数为式中K_p和K_i分别为比例和积分系数；PR控制器的传递函数为其中K_r为比例谐振系数，ω_c为谐振点角频率，ω₁用于拓展谐振控制器的谐振峰宽度，增加控制器对信号频率偏移的适应能力。其数字化实现方法为将传递函数G₂(s)采用双线性变换/>进行离散化处理，将/>带入G₂(s)得到z域下的传递函数：

定义a1＝4K_rω_cT_s，a2＝4K_rω_cT_s， 则离散化后的表达式为：

y_k＝(a1·u_k-a2·u_k-2-b2·y_k-1-b3·y_k-2)/b1，其中，u_k为PR控制器的输入，y_k为PR控制器的输出，其他各变量关系为u_k-2＝u_k-1，u_k-1＝u_k，y_k-2＝y_k-1，y_k-1＝y_k。

继续参考图8，将0与U_QZ相减作为Q轴电压外环控制器的设定值，与U_q共同作用于Q轴电压外环控制器，该Q轴电压外环控制器的输出结果与I_q共同作用于Q轴电流内环控制器，其采用PI+PR联合控制器，PR控制器的实现方法与上述相同。

本技术方案将功率下垂控制和虚拟阻抗补偿控制方法，引入电压电流双环控制器，针对传统电流内环PI控制器对零序分量在旋转坐标变换中产生的基频交流分量跟踪性能差的缺点，本发明采用PI+PR联合控制策略，利用PI控制器对系统工频分量变换而来的直流分量进行条件，利用PR控制器对系统直流分量变换而来的交流分量进行调节，以抑制直流分量，从而提高辅助逆变器的动态响应速度，进而提高输出电压的稳定精度，改善输出波形质量。

进一步的，D轴直流电压分量与Q轴直流电压分量，经dq/abc变换得到三相调制波u_a，u_b，u_c，通过三相电流采集模块采集三相电流I_a，I_b，I_c进行电流极性判断，并引入动态死区补偿。所述动态死区补偿包括以下步骤：

若三相电流中任一相电流大于0，则保持该相桥臂上管Q1的驱动信号S1不变，下管Q2提前死区时间t_d截止并延迟t_d导通；

若三相电流中任一相电流小于0，则保持该相桥臂下管Q2的驱动信号S2不变，上管Q1延迟死区时间t_d导通并提前t_d截止。

具体地说，参考图9，以逆变器模块的U相为例，当电流I_a>0时，保持上管Q1的驱动信号S1不变，下管Q2提前死区时间t_d关断并延迟t_d导通，当电流I_a<0时，保持下管Q2的驱动信号S2不变，Q1延迟死区时间t_d导通并提前t_d截止，利用该方法可以减小因死区效应带来的波形畸变，，后通过传统的七段式SVPWM，得到辅助逆变器的驱动脉冲，调节输出电压频率、相位、幅值，以此降低高频隔离辅助逆变器无互联线并联工况下的谐波环流。

参考图8，本实施例采用PI+PR联合控制器对电流内环进行整点，削弱因不平衡负载引入的零序电流，并引入虚拟阻抗进行谐波环流抑制，通过动态死区补偿提高输出波形质量。图10所示的未采用虚拟阻抗补偿算法的谐波环流波形中，谐波电流范围-170A～190A；参考图11可知，电压谐波畸变率为4.2％。在引入虚拟阻抗补偿及上述控制算法后，辅助逆变器谐波环流显著减小，参考图12、13其谐波电流范围-23A～22A，电压谐波畸变率为3.0％，其谐波环流得到有效抑制，且波形相比于采用虚拟阻抗补偿算法前质量更好。

本实施例提供的具备谐波环流抑制的辅助逆变器并联控制方法，适用于电压不平衡和网压畸变等恶略工况，在保证辅助逆变器功率密度的基础上，通过虚拟阻抗技术降低谐波环流，不仅减小了对中间DC/DC环节的冲击，而且降低了三相输出滤波电容的电流应力，保证输出电压波形质量。

参考图14，本发明还提供一种实现具备谐波环流抑制的辅助逆变器并联控制方法的系统，包括辅助逆变器和控制系统，所述辅助逆变器包括逆变器模块和LC滤波模块，所述控制系统包括采样单元和控制单元；

所述采样单元包括：三相电流采集模块、两相电压采集模块。三相电流采集模块与逆变器模块的输出端连接，用于采集三相电流I_a，I_b，I_c；两相电压采集模块与LC滤波模块的输出端连接，用于采集两相输出电压U_b、U_c。本实施例中，三相电流采集模块采用三相电流传感器，两相电压采集模块采用两相电压传感器。

所述控制单元包括输出电压直流分量生成模块、abc/dq转换模块、计算模块、虚拟阻抗添加模块、下垂控制模块、电压电流双环控制器和SVPWM调制模块。具体地说，参考图X，输出电压直流分量生成模块获取两相电压采集模块的U_b、U_c，计算生成输出电压直流分量U_d、U_q；abc/dq转换模块获取三相电流采集模块采集三相电流I_a，I_b，I_c，进行同步旋转坐标下的分解，生成D、Q轴直流电流分量I_d，I_q；计算模块获取abc/dq转换模块生成I_d，I_q，计算生成负载输出侧电流的直流分量I_od，I_oq；虚拟阻抗添加模块获取计算模块输出的I_od，I_oq计算添加的虚拟阻抗在同步旋转坐标下的D、Q轴电压补偿量U_DV、U_QV；下垂控制模块获取输出电压直流分量、负载输出侧电流的直流分量进行功率计算以及下垂控制，生成功率下垂标定后的电压基准值U_ref和频率f₀；电压电流双环控制器，获取所述下垂控制模块输出的U_ref、虚拟阻抗添加模块输出的U_DV、U_QV、输出电压直流分量生成模块输出的U_d、U_q以及I_od，I_oq进行PID控制；SVPWM调制模块获取电压电流双环控制器的输出数据，进行SVPWM调制，获得辅助逆变器的驱动脉冲并输出至逆变器模块，实现对辅助逆变器输出电压的频率、相位及幅值进行控制，以此达到谐波环流抑制的目的。

本技术方案提供的一种实现具备谐波环流抑制的辅助逆变器并联控制方法的系统，其输出电压直流分量生成模块仅需要获取两相输出电压即可获得三相输出电压旋转相位角和d-q坐标下输出电压直流分量，适用于电压不平衡和网压畸变等恶略工况，同时优化了系统空间和降低了设计成本，使得系统结构简单、紧凑，提高了系统的可维护性，使辅助逆变器具有简洁、高效的运行特点。

以上所述仅为本申请的优选实施例而已，并不用于限制本申请，对于本领域的技术人员来说，本申请可以有各种更改和变化。凡在本申请的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本申请的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种具备谐波环流抑制的辅助逆变器并联控制方法，其特征在于，包括如下步骤：

步骤S1：采集辅助逆变器的输出电压U_b、U_c，并将其输入数字控制器得到两相静止坐标下的β分量U_β，将所述U_β输入二阶广义积分器得到α分量U_α，所述U_α、U_β经过锁相环获得相位角θ，得到d-q坐标下输出电压直流分量U_d、U_q；

步骤S2：采集辅助逆变器的三相电流I_a、I_b、I_c进行abc/dq变换以得到D轴直流电流分量I_d和Q轴直流电流分量I_q,根据所述I_d、I_q计算以相位角θ为基础的同步旋转坐标下负载输出侧电流的直流分量I_od、I_oq；

步骤S3：根据电压直流分量U_d、U_q以及负载输出侧电流的直流分量I_od、I_oq计算辅助逆变器输出的有功功率P_o、无功功率Q_o，并将其经过下垂控制得到功率下垂标定后的电压基准值U_ref和频率f₀；

步骤S4：设置补偿虚拟阻抗Z_c，结合负载输出侧电流的直流分量I_od、I_oq计算得出虚拟阻抗Z_c在以相位角θ为基础的同步旋转坐标下的D轴电压补偿量U_DV、Q轴电压补偿量U_QV；

步骤S5：所述D轴电压补偿量U_DV，Q轴电压补偿量U_QV，D轴直流电流分量I_d，Q轴直流电流分量I_q，输出电压直流分量U_d、U_q以及功率下垂标定后的电压基准值U_ref和频率f₀组成电压电流双环控制器，通过电压电流双环控制器输出电压控制信号，再经由SPWM调制得到所述辅助逆变器的驱动脉冲。

2.根据权利要求1所述的具备谐波环流抑制的辅助逆变器并联控制方法，其特征在于，所述步骤S4中的D轴电压补偿量U_DV、Q轴电压补偿量U_QV经过滤波器进行数字滤波处理，其处理形式由并联工况下辅助逆变器的线路阻抗特性决定。

3.根据权利要求1或2所述的具备谐波环流抑制的辅助逆变器并联控制方法，其特征在于，所述步骤S1中U_β、U_α由下式得到：

所述锁相环由PI控制器和积分器构成，所述输出电压直流分量U_d、U_q由下式得到；

其中，k₀为环路带宽增益，ω₀为二阶广义积分器的谐振角频率，s为拉普拉斯算子。

4.根据权利要求1所述的具备谐波环流抑制的辅助逆变器并联控制方法，其特征在于，所述步骤S2中同步旋转坐标系下负载输出侧电流的直流分量I_od、I_oq由下式得到：

其中，C为输出滤波电容C₂的容值，ω＝2πf，f为额定输出频率。

5.根据权利要求1所述的具备谐波环流抑制的辅助逆变器并联控制方法，其特征在于，所述步骤S3中有功功率P_o、无功功率Q_o由下式计算可得：

有功功率P_o、无功功率Q_o的下垂控制方式如下：

其中，U_set为辅助逆变器设定输出电压，f_set为辅助逆变器设定输出频率，m、n、m_k、n_k均为下垂调节系数，ΔP₀和ΔQ₀分别为有功功率P_o和无功功率Q_o的微分数值。

6.根据权利要求1所述的具备谐波环流抑制的辅助逆变器并联控制方法，其特征在于，所述虚拟阻抗Z_c由公式Z_c＝R_c+X_c表示，所述步骤S4中D轴电压补偿量U_DV、Q轴电压补偿量U_QV由下式计算得出：

其中，R_c为虚拟电阻值，X_c为虚拟电抗值，X_c＝sL_c，L_c为虚拟电感值，s为拉普拉斯算子，ω＝2πf，f为额定输出频率。

7.根据权利要求5所述的具备谐波环流抑制的辅助逆变器并联控制方法，其特征在于，所述电压电流双环控制器含D轴和Q轴两个控制维度，电压外环控制器的输入为D轴电压补偿量U_DV、Q轴电压补偿量U_QV以及功率下垂标定后的电压基准值U_ref，所述U_ref和0分别与U_DV和U_QV相减后经过PI控制器输出D轴电流参考值以及Q轴电流参考值；电流内环控制器的输入为D轴电流参考值、Q轴电流参考值以及D轴直流电流分量I_d、Q轴直流电流分量I_q，所述D轴电流参考值和Q轴电流参考值分别与I_d和I_q相减经PI和PR控制器得到D轴电压调制波、Q轴电压调制波，并将其作为旋转坐标系θ₀＝ω₀t下的D轴直流电压分量和Q轴直流电压分量，经dq/abc变换和SVPWM调制，输出辅助逆变器的驱动脉冲。

8.根据权利要求7所述的具备谐波环流抑制的辅助逆变器并联控制方法，其特征在于，所述D轴直流电压分量与Q轴直流电压分量，经dq/abc变换得到三相调制波u_a，u_b，u_c，通过三相电流采集模块采集三相电流I_a，I_b，I_c进行电流极性判断，并引入动态死区补偿。

9.根据权利要求8所述的具备谐波环流抑制的辅助逆变器并联控制方法，其特征在于，所述动态死区补偿包括以下步骤：

若三相电流中任一相电流大于0，则保持该相桥臂上管Q1的驱动信号S1不变，下管Q2提前死区时间t_d截止并延迟t_d导通；

若三相电流中任一相电流小于0，则保持该相桥臂下管Q2的驱动信号S2不变，上管Q1延迟死区时间t_d导通并提前t_d截止。

10.一种实现具备谐波环流抑制的辅助逆变器并联控制方法的系统，其特征在于，包括辅助逆变器和控制系统，所述辅助逆变器包括逆变器模块和LC滤波模块，所述控制系统包括采样单元和控制单元；

所述采样单元包括：

三相电流采集模块，与逆变器模块的输出端连接，用于采集三相电流I_a，I_b，I_c；

两相电压采集模块，与LC滤波模块的输出端连接，用于采集两相输出电压U_b、U_c；

所述控制单元包括：

输出电压直流分量生成模块，获取两相电压采集模块的数据，计算生成输出电压直流分量U_d、U_q；

abc/dq转换模块，获取三相电流采集模块的数据，进行同步旋转坐标下的分解，生成D、Q轴直流电流分量；

计算模块，根据所述abc/dq转换模块生成D、Q轴直流电流分量以及电压直流分量U_d、U_q，计算生成负载输出侧电流的直流分量；

虚拟阻抗添加模块，获取所述计算模块输出的负载输出侧电流的直流分量计算添加的虚拟阻抗在同步旋转坐标下的D、Q轴电压补偿量；

下垂控制模块，获取输出电压直流分量、负载输出侧电流的直流分量进行功率计算以及下垂控制，生成功率下垂标定后的电压基准值U_ref和频率f₀；

电压电流双环控制器，获取所述下垂控制模块输出的U_ref与f₀、虚拟阻抗添加模块输出的电压补偿量、输出电压直流分量生成模块输出电压直流分量以及D、Q轴直流电流分量进行PID控制；

SVPWM调制模块，获取电压电流双环控制器的输出数据，进行SVPWM调制，获得辅助逆变器的驱动脉冲并输出至逆变器模块。