CN114270702A - 放大器电路 - Google Patents

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Abstract

本申请涉及用于监测放大器不稳定性的电路。放大器(100)具有介于放大器输入端(INN)与放大器输出端(VOUT)之间的第一信号路径以及始于所述输出端以与第一信号路径的至少一部分形成反馈环路的反馈路径。比较器(212)具有：第一输入端，其被配置为接收从作为所述反馈环路的一部分的第一放大器节点导出的第一信号(INN)；和第二输入端，其被配置为接收从第二放大器节点导出的第二信号(INp)，第二放大器节点随放大器输入端处的信号而变化，但不形成所述反馈环路的一部分。比较器被配置为将第一信号与第二信号进行比较以及生成比较信号(COMP)，其中在放大器不稳定的情况下，比较信号包括指示放大器不稳定性的特性。

Description

放大器电路
本公开的代表性实施方案的领域涉及与放大器电路有关或相关的方法、设备和/或实现方式，并且具体地涉及用于监测和检测放大器不稳定性的设备和方法。
许多电子装置有能力向音频输出换能器(例如，扬声器)提供音频驱动信号。在一些情况下，电子装置可能够向附件或外围设备(例如，一组耳机或耳塞等)提供音频驱动信号，这些附件或外围设备在使用中可经由某种有线连接可移除地连接到电子装置。例如，许多电子装置可能具有用于接收附件设备的对应配合插头的插口或插座，例如3.5mm插孔插座(jack-socket)。电子装置的音频驱动电路(例如，音频编解码器)可操作为在连接时提供模拟音频驱动信号以驱动附件设备的扬声器。
存在广泛多种不同的音频附件设备，它们在使用中可连接到此类电子装置并且至少一些音频附件设备可代表相对高的阻抗负载。例如，某些耳机附件可能具有数百欧姆数量级的DC负载阻抗。考虑到附件的多样性，以及附件连接的各种方式，在某些情况下，连接的负载可能具有显著的不需要的电容和/或电感。
出于性能原因，例如为了提供良好的电源抑制比(PSRR)和总谐波失真(THD)质量，此类音频驱动电路(例如，耳机放大器)通常被布置成具有相对高的开环增益和高的带宽。此类放大器被设计成在预期负载条件下保持稳定。然而，在某些操作条件下，放大器可能会变得不稳定。
放大器不稳定性可能会导致各种负面影响，诸如在静音周期期间或者甚至在重放期间的可听噪声。放大器不稳定性也可能会导致放大器汲取相对大量的电流。在便携式装置的情况下，这可能是特别不希望的，因为便携式装置从有限的电源(诸如电池)汲取电力。
本公开的实施方案涉及用于监测和检测放大器不稳定性的方法、设备和系统。
根据本公开的一个方面，提供了用于监测放大器不稳定性的电路，该电路包括：
放大器，其包括：
第一信号路径，其介于放大器输入端与放大器输出端之间；以及
反馈路径，其始于放大器输出端以与第一信号路径的至少一部分形成反馈环路；以及
比较器，其包括：
第一输入端，其被配置为接收从作为所述反馈环路的一部分的第一放大器节点导出的第一信号；以及
第二输入端，其被配置为接收从第二放大器节点导出的第二信号，该第二放大器节点随放大器输入端处的信号而变化但不形成所述反馈环路的一部分；
其中比较器被配置为将第一信号与第二信号进行比较以及生成比较信号，并且其中在放大器不稳定的情况下，该比较信号包括指示放大器不稳定性的特性。
指示放大器不稳定性的特性可包括特性频率。该电路可进一步包括处理模块，该处理模块被配置为接收比较信号以及处理比较信号以检测特性频率。
在一些示例中，该特性频率可包括所定义频率范围内的频率。该所定义频率范围包括对应于放大器的单位增益带宽的频率。
在一些实现方式中，该特性频率可包括超过所定义阈值的频率。在某些情况下，该所定义阈值可基于最大输入信号频率值和比例因子。该处理模块可被配置为使得最大输入信号频率值和比例因子中的至少一者是可配置的。
在一些示例中，该处理模块可包括被配置为接收时钟信号的计数器，并且该处理模块可被配置为将比较信号的循环周期确定为指示比较信号的频率的值。在一些示例中，该处理模块可包括被配置为接收时钟信号的计数器，并且该处理模块可被配置为确定比较信号在由时钟信号定义的计数周期中的循环数的计数值。
该处理模块可被配置为如果特性频率持续预定时间周期，则确定比较信号包括指示放大器不稳定性的特性。该预定时间周期可以是可配置的。
该电路可进一步包括控制器，其中响应于处理模块检测到指示放大器不稳定性的特性，该处理模块可被配置为向控制器输出检测信号。响应于接收到检测信号，该控制器可被配置为输出控制信号。该控制信号可将放大器控制为关闭或调整放大器的至少一个操作参数。
在一些实现方式中，第一放大器节点包括放大器的第一差分输入并且第二放大器节点包括放大器的第二差分输入。
在一些示例中，该放大器包括输入增益级，并且还包括一个或多个后续增益级，并且第一放大器节点包括到一个后续增益级的输入并且第二信号路径包括针对所述后续增益级的参考。
该电路可被实现为集成电路。
该电路可形成音频编解码器的至少一部分。
一个方面还涉及一种电子装置，该电子装置包括如本文的任何变体中所述的电路。该电子装置还可包括用于在使用中与附件设备进行可移除配合连接的连接器，其中所述电路被配置为向所述连接器的电触点输出至少一个音频驱动信号。该电子装置可为以下至少一项：便携式装置、电池供电装置、通信装置；移动或蜂窝电话装置或智能手机；计算装置；平板计算机、笔记本计算机、膝上型计算机或台式计算机；可穿戴装置；智能手表；语音激活或语音控制装置。
在另一方面，提供了用于检测放大器不稳定性的电路，该电路包括：放大器；以及处理模块，其被配置为接收来自放大器的第一信号并处理第一信号以检测指示放大器的不稳定性的特性频率。
在另一方面，提供了用于检测放大器的不稳定性的电路，该电路包括：
第一输入端，其被配置为接收从放大器导出的第一输入信号；
第二输入端，其被配置为接收从放大器导出的第二输入信号；以及
比较模块，其被配置为将第一输入信号与第二输入信号进行比较以及基于该比较检测指示放大器的不稳定性的特性。
应当注意的是，除非本文中明确指出相反的内容或以其他方式明确表示兼容，否则本文中描述的任何特征都可与任一个或多个其他描述的特征结合来实现。
为了更好地理解本公开的示例，并且为了更清楚地展示如何实施这些示例，现在将仅以示例的方式参考以下附图，附图中：
图1示出了放大器的一个示例；
图2示出了根据一个实施方案的用于监测放大器不稳定性的电路的一个示例；
图3示出了在放大器不稳定性的情况下图2的电路所表现出的波形的示例；
图4a至图4c示出了进一步的示例波形；
图5示出了根据一个实施方案的用于监测放大器不稳定性的电路的另一个示例；并且
图6示出了在放大器不稳定性的情况下图5的电路所表现出的波形的示例。
下面的描述阐述了根据本公开的示例实施方案。对于本领域的普通技术人员来说，进一步的示例实施方案和实现方式将是显而易见的。此外，本领域的普通技术人员将认识到，可应用各种等效技术来代替或结合下文讨论的实施方案，并且所有此类等效技术都应被视为包含在本公开中。
如上文所讨论的，主机装置可包括用于向音频换能器输出音频驱动信号的音频驱动器电路，诸如音频编解码器等。音频驱动器电路可能够将音频驱动信号输出到在使用中可移除地连接到主机装置的附件设备，并且音频驱动器电路因此可包括耳机放大器电路。
图1示出了差分输入、单端输出放大器100的示例。在图1的示例中，差分电压信号VINN和VINP被供应到输入电阻R1，以分别提供第一信号INN和第二信号INP作为对放大器的输入，但应当理解，其他布置也是可能的。例如，如本领域技术人员将理解的，可实现多种不同放大器拓扑中的任一种，例如嵌套密勒(nested-miller)、Gm-c、嵌套Gm-c(NGCC)、多路径嵌套密勒或带电容反馈补偿的跨导(TCFC)布置。本文描述的不稳定性监测的原理可针对任何此类放大器拓扑来实现。
差分放大器100提供输出信号VOUT，以在使用中驱动由负载电阻RLOAD表示的音频负载。图1还示出负载将具有某个负载电容CL。
放大器100将被设计成对于一组预期操作条件和一组预期负载参数(例如，负载电阻和/或负载电容)保持稳定。放大器100通常可被配置成具有高的开环增益和高的带宽，以提供低失真和高PSRR。
然而，如上所述，在某些操作条件下，放大器可能会变得不稳定。对于耳机放大器电路来说尤其如此，在耳机放大器电路中，在使用中，可将各种不同的设备以各种方式连接到放大器输出端，并且负载参数可变化。例如，当用户控制连接到放大器100的输出端的负载时，可将高电容负载连接到放大器100。
放大器100具有从输出端VOUT到这些输入端中的一个输入端(在该示例中为输入端INN)的反馈。因此，存在介于该输入端与放大器输出端之间的第一信号路径以及始于放大器输出端以与第一信号路径的至少一部分形成反馈环路的反馈路径。如本领域技术人员将理解的，为使具有AOL的开环增益和反馈因子β的放大器保持稳定，当|AOL*β|>1时，环路增益的相移应小于180度。
如下文将更详细描述的，放大器100可包括多个增益级。此类放大器系统将具有一定的单位增益带宽(UGB)，该UGB可例如由输入级的参数以及从输出端到输入端的反馈来定义。该系统还可表现出例如因其他增益级而产生的一个或多个其他重要极点，并且此类极点通常可被设计成离UGB相对较远。如果高电容负载连接到放大器100的输出端，则这可能会导致一个此类极点移动得更接近放大器的单位增益带宽(UGB)并且可能会在AOL跨越0dB点之前导致180度或更多的相位反转。这导致放大器变得不稳定，如上文所讨论，这可能会导致各种负面影响，诸如噪声或音频伪影和/或可能较大的冲击电流。
本公开的实施方案涉及放大器电路，并且具体地涉及能够监测和检测放大器不稳定性的放大器电路。
图2示出了能够监测和检测放大器不稳定性的放大器电路200的一个示例。电路200包括放大器100，该放大器可以与关于图1所讨论的基本相同的方式操作。因此，再次存在介于放大器输入端(INN)与放大器输出端(VOUT)之间的第一信号路径以及始于放大器输出端以与第一信号路径的至少一部分形成反馈环路的反馈路径。电路200进一步包括比较模块210，该比较模块包括比较器212。比较器212被配置为比较从放大器100的第一节点导出的第一信号以及比较从放大器100的第二节点导出的第二信号。第一节点是放大器的在反馈环路内并且因此表现出不稳定性影响的节点。第二节点是放大器的不在该反馈环路内但可有效地用作参考的节点。优选地，第二节点是随放大器输入信号变化的节点。
在所示实施方案中，比较器212可方便地被配置为比较第一差分输入信号INN和第二差分输入信号INP。然而，如下文将更详细描述的，比较器212可比较来自放大器100的信号路径的任何合适节点的第一信号和第二信号。比较器212比较第一输入信号INN和第二输入信号INP以生成比较信号COMP。
如上文所讨论的，在一些操作条件下，例如，如果具有大电容的负载连接到放大器100的输出级，则放大器100可能表现出不稳定性。如果负载电容导致放大器输出与输入之间的相位反转，则这可能会导致放大器振荡。
由这种放大器不稳定性导致的振荡将处于接近放大器100的UGB的频率。由于UGB是放大器100的已知因子，并且通常显著高于音频放大器的任何信号内容的最大频率，因此可利用UGB来检测放大器100何时变得不稳定。
图3示出了放大器100不稳定期间的第一输入信号INN、第二输入信号INP和比较信号COMP的波形。在放大器100变得不稳定的情况下，放大器将开始振荡，其频率为约UGB。因此，放大器的输出将包括该频率下的振荡信号分量。由于UGB是放大器100的已知特性，因此围绕该频率的振荡将成为放大器100变得不稳定的特性。如果放大器100变得不稳定并振荡，则输出端处的振荡信号分量将被反馈到放大器100的反相输入端并且将调制第二输入信号INN，如图3所示。
将第二输入信号INP作为输入供应到比较器212并与第一输入信号INN进行比较。在图2所示的放大器中，第二输入信号INP可被视为对比较器212的参考，该比较器设置输入共模电压。在正常、稳定的操作中，第一输入信号和第二输入信号彼此跟踪。然而，如果第一输入信号INN由于放大器不稳定性而开始振荡，则这将导致第一输入信号INN相对于第二输入信号INP发生变化。第一输入信号INN将在第二输入信号INP的值附近振荡，并且来自比较器212的比较信号COMP将在INN相对于INP的交叉点处在其不同的输出状态(例如，高状态和低状态)之间切换。因此，比较信号COMP将在两种状态之间循环，其频率fosc(等于循环周期Tosc的倒数)取决于第一输入信号INN的振荡频率。
因此，比较器输出端的振荡频率可用作放大器100已变得不稳定的指示。在放大器不稳定的情况下，放大器将以单位增益带宽(UGB)附近的频率振荡，UGB是放大器的已知特性。因此，可基于已知的UGB，为任何放大器预先确定指示放大器不稳定性的特性频率。因此，可针对指示不稳定性的特性来监测比较信号COMP。在一些示例中，特性可以是，比较信号COMP的频率对应于所定义的特性频率，例如处于参考放大器的UGB定义的特性频率或在基于UGB的所定义频率范围内。在某些情况下，放大器的UGB可能显著高于最大预期信号内容。因此，不稳定性的特性可能仅仅是确定比较信号COMP的频率高于所定义阈值。
再次参考图2，在一个实施方案中，电路200可包括被配置为接收比较信号COMP的处理模块214。处理模块214可被配置为处理比较信号COMP以及检测比较信号COMP何时包括指示放大器100的不稳定性的特性。在一个实施方案中，该特性可包括如上文所讨论的特性频率。
如上所述，在稳定操作期间，第一输入信号和第二输入信号预期会彼此跟踪，因此比较信号预期不会显著切换。因此，处理模块214可被配置为检测指示放大器不稳定性的特定特性频率。在一个实施方案中，处理模块214可包括数字信号处理器(DSP)和/或状态机并且可被配置为确定比较信号COMP的频率，以及基于所确定的频率，确定比较信号COMP是否表现出不稳定性的特性。
在一些实现方式中，处理模块214可例如通过对时钟信号CLK的时钟循环数进行计数来确定比较信号COMP中的连续上升边缘或下降边缘之间的周期(即，循环周期)。因此，处理模块214可包括接收时钟信号CLK的计数器216。在一个示例中，电路200可包括生成时钟信号CLK的时钟发生器。在另一示例中，时钟信号可从“片外”生成的时钟提供。在一些实现方式中，由于其他原因，放大器电路可使用合适的时钟信号。比较信号的所确定的循环周期是指示比较信号的频率的值。该循环周期可例如经由合适的查找表等转换为对应的频率。替代地，可将所确定的循环周期与对应于放大器的UGB处的频率的预定周期或循环周期范围进行比较。
为了降低特性频率的任何误报检测的可能性，处理模块214可被配置为在预定时间周期内检测对应于特性频率的信号分量。该预定时间周期可由时钟信号CLK规定。在不稳定的情况下，可相对连续地维持放大器的振荡。噪声或因放大器操作引起的瞬变可能会导致比较信号COMP以表现为特性频率的频率切换，但不会以持续的方式切换。因此，检测到特性频率处的信号分量持续了预定时间周期可将放大器不稳定性与瞬态或随机噪声区分开来。
在一个示例中，处理模块214可被配置为在对应于例如UGB的特性频率的所定义最小循环数的周期内检测特性频率，以确定放大器100已变得不稳定。例如，处理模块214可被配置为在对应于至少10个循环的周期内检测特性频率。在一个示例中，放大器的UGB可为约1MHz。因此，处理模块214可被配置为如果特性频率持续至少10ms(对应于该频率下10个循环的持续时间)，则确定放大器100表现出不稳定性。然而，本领域技术人员将理解，预定时间周期对于给定应用可以是任何合适的长度并且可以是可配置的。
在一些实现方式中，计数器216不是对相对快的时钟信号在由比较信号COMP定义的循环周期中的循环数进行计数，而是相反可对比较信号COMP在由时钟信号CLK定义的计数周期中的循环数进行计数。该计数周期可对应于预定时间周期(例如，对应于特性频率下的所定义循环数的周期)。如果计数器在计数周期期间达到对应于所定义循环数的计数值，则这可被视为比较信号COMP的频率处于特性频率的指示。
在一些示例中，处理模块214可基于在高于放大器100在使用中可能预期放大的最大信号频率的频率下检测到振荡，确定放大器100表现出不稳定性。例如，对于至少一些音频应用，放大器100可预期驱动的最大信号频率可为大约96kHz(基于数字音频信号的最大公共采样率)。因此，如果在放大器100的输出端处存在频率远大于最大信号频率的信号分量，则可确定这不是由于信号被放大而产生的，而是放大器不稳定的结果。因此，在一个示例中，处理模块214不是将fosc匹配到接近放大器100的特定特性频率(例如，UGB)，而是处理模块214可确定振荡频率fosc是否高于某个阈值量fTH，该阈值量可相对于最大信号频率来定义。例如，频率阈值fTH可基于最大信号频率fMAX乘以比例因子k来确定，即处理模块214可确定何时fosc>fTH，其中fTH＝k*fMAX。在一些实现方式中，比例因子k可以是可配置的，并且在一个示例中可在5至10的范围内。然而，本领域技术人员将理解，对于给定应用，比例因子k可被设置为任何合适的值。类似地，如上所述，处理模块214可被配置为在振荡频率在时钟信号CLK规定的预定时间周期内保持在阈值以上的情况下检测到放大器不稳定性。
再次参考图2，在一些示例中，放大器电路200可进一步包括控制器218。在处理模块214确定放大器100表现出不稳定性的情况下，处理模块214可被配置为向控制器218输出检测信号DET。控制器218可操作为响应指示放大器不稳定的检测信号DET，以控制放大器的操作的一个或多个方面。响应于接收到检测信号DET，控制器218因此可向放大器100输出控制信号CTL-A。在一个实施方案中，控制信号CTL-A可将放大器100控制为关闭以避免持续不稳定。在一些实施方案中，控制信号CTL-A可调整放大器100的一个或多个参数以减轻不稳定性。例如，控制信号CTL-A可调整放大器100的内部补偿电容的值。在另一示例中，控制信号CTL-A可附加地或替代地增加放大器100的偏置电流或供电电流，以试图稳定放大器。附加地或替代地，控制器216可生成至少控制信号CTL以便传达到可与放大器电路集成或可不与放大器电路集成的某个其他部件，例如，控制信号CTL可传输到主机电子装置的应用程序处理器，以指示放大器应关闭或向装置的用户传达错误消息，例如，指示连接至电子装置的音频负载布置不合适。需注意，在一些实现方式中，控制器216可与放大器电路200集成，即其可为片上控制器，但在一些实现方式中，控制器可为外部控制器或片外控制器，即不与放大器电路200集成。
为了进一步解释本公开的原理，图4a至图4c示出了针对放大器100的不同操作条件的输出信号VOUT、第一电流信号INN、第二电流信号INP和比较信号COMP的电压波形。这些示例波形从以带电容反馈补偿的跨导(TCFC)架构配置的放大器100获得。放大器100被设计成在连接的负载电容高达1nF的情况下保持稳定。在该示例中，放大器的UGB为大约1Mhz。
图4a示出了在放大器100稳定操作期间，当放大具有某些信号内容的音频信号时，输出信号VOUT、第一输入信号INN、第二输入信号INP和比较信号COMP的示例波形。由于放大器100是稳定的，因此输出信号VOUT以一致的方式表现并且第一输入信号INN跟踪第二输入信号INP而没有任何实质性偏差。因此，第一输入信号INN与第二输入信号INP之间无交叉点，并且因此比较信号COMP不会在高状态与低状态之间切换。在这种情况下，比较信号COMP保持在一种状态(在该示例中为低状态)，因此不表现出指示放大器不稳定性的特性。
图4b示出了在放大器100的不稳定周期期间输出信号VOUT、第一输入信号INN、第二输入信号INP和比较信号COMP的示例波形。在图4b的所示示例中，10nF的负载电容CL连接到放大器100的输出端。这种高负载电容的存在会导致放大器不稳定。图4b示出了只有静态输入(即对应于无信号内容或静默周期)的示例。可以看出，输出信号VOUT开始表现出显著的振荡，并且这些振荡导致第一输入信号INN的显著调制。因此，如图4b所示，第一输入信号INN以与输出信号VOUT基本相同的频率表现出显著的振荡。如上所述，第二输入信号INP用作参考，因此不受振荡的显著影响。因此，第一输入信号INN围绕第二输入信号INP振荡，如图所示。
比较器212比较第一输入信号INN和第二输入信号INP，并且所得比较信号COMP因此在高状态与低状态之间切换，如图所示。如上文所讨论的，比较信号COMP切换的频率可指示放大器100表现出不稳定性。在图4b的示例中，比较信号COMP的振荡循环周期(例如，连续上升边缘(或下降边缘)之间的持续时间)被确定为约780ns，表明振荡频率为1.2MHz。该频率明显高于最大可能信号频率(如96kHz)，并且在放大器的UGB附近。因此，处理模块214可基于比较信号COMP确定放大器100已变得不稳定。
图4c示出了放大器100不稳定期间输出信号VOUT、第一输入信号INN、第二输入信号INP和比较信号COMP的波形的另一示例。图4c还示出了放大器100在高电容负载CL为10nF的情况下的行为。然而，图4c示出了要驱动应用于放大器100的输入信号的情况下的波形的行为，即在存在一些非静态信号内容的情况下。
图4c示出了输出信号VOUT由于要驱动输入信号而在幅度上变化(在该示例中为增加)。图4c示出波形的时间周期为约10μs，因此对应于音频信号相对短的时间周期。
由于图4c的示例中的放大器100也表现出不稳定性，因此VOUT中将出现振荡，其被反馈到第一电流信号INN。可以看出，第一输入信号INN和第二输入信号INP两者都因音频信号被放大而变化，但第一输入信号INN中也存在高频振荡信号分量，这导致第一输入信号INN围绕第二输入信号INP振荡，如图所示。
比较器212可再次比较第一输入信号INN和第二输入信号INP，并且所得比较信号COMP将以指示放大器不稳定性的特性频率在高状态与低状态之间切换。在该示例中，比较信号中连续上升边缘(或下降边缘)之间的周期为约750ns，表明频率为约1.3MHz。因此，处理模块214可处理比较信号COMP，以通过寻找这样的高频率而确定放大器100是否变得不稳定。
因此，在各种实施方案中，通过检测从放大器的信号路径导出的信号中是否存在高频信号分量来检测放大器不稳定性。原则上，可监测在放大器不稳定期间将表现出振荡信号分量的任何信号节点，例如，可从输出信号VOUT中提取监测信号并例如使用FFT等进行频率分析。然而，一般来讲，出于性能原因，可能优选的是避免使用输出信号，并且在至少一些实现方式中，输出驱动信号VOUT可以是相对高的电压信号。此外，实现诸如FFT等的频率分析器可能相对复杂。
监测差分输入信号(即，第一输入信号INN和第二输入信号INP)是有利的，因为这些信号通过任何音频信号内容彼此跟踪并且允许使用简单的比较器来生成可用于检测不稳定性的比较信号。从比较器输出的比较信号将基于其中一个输入信号相对于另一个输入信号的变化而切换，因此在因不稳定性而发生任何振荡的情况下，比较信号将表现出对应于振荡频率的频率。
如所提及的，例如，通过确定比较信号中连续上升边缘或下降边缘之间的时间，例如通过对合适的时钟信号的时钟循环数计数，可容易地确定比较信号的频率。因此，可容易地确定比较信号的循环周期以及因此频率。比较器和计数器可被实现为低功耗和低面积电路，因此不会显著增加放大器电路的功率或面积。
虽然输入信号INN和INP的使用可能是方便的，但也可监测放大器的其他信号节点，并且可使用来自放大器100的任何合适的信号路径的两个信号作为比较器212的输入，以监测放大器不稳定性。
为了说明，图5示意性地示出了以带电容反馈补偿的跨导(TCFC)架构配置的放大器500，上文讨论的放大器100可使用该架构。图5的示例中的放大器500包括一系列三个增益级gm1、gm2和gm3。然而，本领域技术人员将理解，放大器500可包括任何合适数量的增益级。
输入信号VIN由放大器500的第一增益级gm1、第二增益级gm2和第三增益级gm3顺序地驱动，以输出输出信号VOUT。在放大器输出端与第一级gm1的输出端之间提供包括第一密勒电容器Cc1的反馈路径。放大器500还包括跨导增益级gmt，该跨导增益级与第二密勒电容器Cc2串联，该第二密勒电容器在这种情况下在最终增益级gm3周围的反馈路径中。
在该示例中，可附加地或替代地监测第二级gm2以检测放大器不稳定性。具体地，可监测作为第二增益级的输入的第一增益级的输出V1。如果输出信号VOUT中存在振荡，则这些振荡将因此被反馈到第二增益级gm2的输入节点并出现在该电压V1中。因此，第一增益级输出电压V1可作为输入被供应到比较器212，作为第一电流信号INN的替代。
比较器212的第二输入是合适的参考信号，在放大器不稳定的情况下，第一增益级输出电压V1在该参考信号附近振荡。在该示例中，第二增益级gm2接收用于偏置第二增益级gm2的偏置电压VBIAS。该偏置电压VBIAS可作为第二输入被供应到比较器212，以与第一增益级输出电压V1进行比较。
如本领域技术人员将理解的，在TCFC放大器中，从第一级输出的电压V1和偏置电压VBIAS在正常操作中会彼此跟踪，即V1和VBIAS在存在任何音频信号内容的情况下彼此跟踪。因此，以与上文讨论的信号INN和INP类似的方式，如果放大器振荡，则电压V1将在VBIAS附近振荡，即VBIAS将作为V1振荡的共模电压。本领域技术人员将清楚地知道，例如使用带隙电压作为参考，或者例如使用电阻分压器或进入二极管的电流，可如何生成合适的偏置电压VBIAS。
图6示出了放大器500不稳定期间输出信号VOUT、第一增益级输出电压V1、偏置电压VBIAS和比较信号COMP的示例波形。由于不稳定性，输出信号VOUT振荡，如图6所示。图6示出了一个周期，在该周期中，音频信号内容最初处于静态电平，因此输出信号VOUT围绕输出静态电平振荡，然后音频信号内容导致输出信号的整体幅度增加。
输出信号VOUT的振荡将被反馈到第二增益级gm2的输入，并将如上文所讨论的那样调制输出电压V1。因此，第一增益级输出电压V1在放大器不稳定期间也表现出振荡，这导致该电压V1也围绕偏置电压VBIAS振荡。
因此，所得比较信号COMP同样将以与先前讨论的类似方式在高状态与低状态之间切换，其频率对应于放大器不稳定性的特性频率。比较信号COMP可被供应到处理模块214，该处理模块处理比较信号COMP以检测并发信号通知放大器不稳定性。
关于图5和图6的描述已表明，可监测第二增益级gm2的信号路径以检测放大器不稳定性。然而，本领域技术人员将理解，根据本公开，可监测放大器的任何两个合适的信号路径以检测放大器不稳定性。
如上所述，本文描述的原理因此可用于监测和检测一系列不同放大器中的放大器不稳定性。这种监测对于在使用中可以可移除地连接到一系列不同负载(例如，耳机放大器电路等)的音频驱动电路可能特别有用。然而，诸如本文的任何变体中所描述的放大器不稳定性监测电路可有益地用于其他应用，这些应用可以是也可以不是音频应用，并且实施方案涉及可用于任何目的的放大器。
实施方案可被实现为集成电路，该集成电路在一些示例中可为编解码器或类似物。实施方案可结合在电子装置中，该电子装置例如可以是便携式装置和/或可利用电池电源操作的装置。该装置可以是通信装置，诸如移动电话或智能手机或类似物。该装置可以是计算装置，诸如笔记本计算机、膝上型计算机或平板计算装置。该装置可以是可穿戴装置，诸如智能手表。该装置可以是具有语音控制或激活功能的装置。
本领域技术人员将认识到，上述设备和方法的一些方面(例如，开发和配置方法)可体现为例如在非易失性载体介质(诸如盘、CD或DVD-ROM)、编程存储器(诸如只读存储器(固件))或数据载体(诸如光信号载体或电信号载体)上的处理器控制代码。对于许多应用，实施方案将在DSP(数字信号处理器)、ASIC(专用集成电路)或FPGA(现场可编程门阵列)上实现。因此，代码可包括常规程序代码或微代码，或者例如用于设置或控制ASIC或FPGA的代码。代码还可包括用于动态配置可重新配置设备(诸如可重新编程逻辑门阵列)的代码。类似地，代码可包括用于硬件描述语言(诸如VerilogTM)或VHDL(超高速集成电路硬件描述语言)的代码。如本领域技术人员将理解的，代码可分布在彼此通信的多个耦合部件之间。在适当的情况下，还可使用在现场(重新)可编程模拟阵列或类似装置上运行的代码来实现这些实施方案，以便配置模拟硬件。
应当指出的是，上文提及的实施方案示出而不限制本发明，并且本领域技术人员将能够在不脱离所附权利要求的范围的情况下设计许多替代实施方案。“包括”一词不排除权利要求中列出的元素或步骤以外的元素或步骤的存在，“一个”或“一种”不排除多个，并且单个特性或其他单元可实现在权利要求中列举的多个单元的功能。权利要求中的任何参考号或标签不得被解释为限制其范围。

Claims (23)

1.一种用于监测放大器不稳定性的电路，所述电路包括：
放大器，其包括：
第一信号路径，其介于放大器输入端与放大器输出端之间；以及
反馈路径，其始于所述放大器输出端以与所述第一信号路径的至少一部分形成反馈环路；以及
比较器，其包括：
第一输入端，其被配置为接收从作为所述反馈环路的一部分的第一放大器节点导出的第一信号；以及
第二输入端，其被配置为接收从第二放大器节点导出的第二信号，所述第二放大器节点随所述放大器输入端处的信号而变化但不形成所述反馈环路的一部分；
其中所述比较器被配置为将所述第一信号与所述第二信号进行比较以及生成比较信号，并且其中在放大器不稳定的情况下，所述比较信号包括指示放大器不稳定性的特性。
2.根据权利要求1所述的电路，其中指示放大器不稳定性的所述特性包括特性频率。
3.根据权利要求2所述的电路，其还包括处理模块，所述处理模块被配置为接收所述比较信号以及处理所述比较信号以检测所述特性频率。
4.根据权利要求3所述的电路，其中所述特性频率包括所定义频率范围内的频率。
5.根据权利要求4所述的电路，其中所述所定义频率范围包括对应于所述放大器的单位增益带宽的频率。
6.根据权利要求4所述的电路，其中所述特性频率包括频率超过所定义阈值。
7.根据权利要求6所述的电路，其中所述所定义阈值是基于最大输入信号频率值和比例因子。
8.根据权利要求7所述的电路，其中所述处理模块被配置为使得所述最大输入信号频率值和所述比例因子中的至少一者是可配置的。
9.根据权利要求3至8中任一项所述的电路，其中所述处理模块包括被配置为接收时钟信号的计数器，并且所述处理模块被配置为将所述比较信号的循环周期确定为指示所述比较信号的频率的值。
10.根据权利要求3至8中任一项所述的电路，其中所述处理模块包括被配置为接收时钟信号的计数器，并且所述处理模块被配置为确定所述比较信号在由所述时钟信号定义的计数周期中的循环数的计数值。
11.根据权利要求3至10中任一项所述的电路，其中所述处理模块被配置为如果所述特性频率持续预定时间周期，则确定比较信号包括指示放大器不稳定性的所述特性。
12.根据权利要求11所述的电路，其中所述预定时间周期是可配置的。
13.根据权利要求3至12中任一项所述的电路，其还包括控制器，其中响应于所述处理模块检测到指示放大器不稳定性的所述特性，所述处理模块被配置为向所述控制器输出检测信号。
14.根据权利要求13所述的电路，其中响应于接收到所述检测信号，所述控制器被配置为输出控制信号以将所述放大器控制为关闭。
15.根据权利要求13所述的电路，其中响应于接收到所述检测信号，所述控制器被配置为输出控制信号以调整所述放大器的至少一个操作参数。
16.根据任一前述权利要求所述的电路，其中所述第一放大器节点包括所述放大器的第一差分输入并且所述第二放大器节点包括所述放大器的第二差分输入。
17.根据权利要求1至15中任一项所述的电路，其中所述放大器包括输入增益级和一个或多个后续增益级，并且所述第一放大器节点包括到一个所述后续增益级的输入并且第二信号路径包括针对所述后续增益级的参考。
18.根据任一前述权利要求所述的电路，其实现为集成电路。
19.根据任一前述权利要求所述的电路，其中所述电路形成音频编解码器的至少一部分。
20.一种电子装置，其包括根据任一前述权利要求所述的电路和用于在使用中与附件设备进行可移除配合连接的连接器，其中所述电路被配置为向所述连接器的电触点输出至少一个音频驱动信号。
21.一种电子装置，其包括根据权利要求1至19中任一项所述的电路，其中所述装置为以下至少一项：便携式装置、电池供电装置、通信装置；移动或蜂窝电话装置或智能手机；计算装置；平板计算机、笔记本计算机、膝上型计算机或台式计算机；可穿戴装置；智能手表；语音激活或语音控制装置。
22.一种用于检测放大器不稳定性的电路，所述电路包括：
放大器；以及
处理模块，其被配置为从所述放大器接收第一信号以及处理所述第一信号以检测指示所述放大器的不稳定性的特性频率。
23.一种用于检测放大器的不稳定性的电路，所述电路包括：
第一输入端，其被配置为接收从所述放大器导出的第一输入信号；
第二输入端，其被配置为接收从所述放大器导出的第二输入信号；以及
比较模块，其被配置为将所述第一输入信号与所述第二输入信号进行比较以及基于所述比较检测指示所述放大器的不稳定性的特性。
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