CN116325490A - 放大器 - Google Patents

Abstract

本申请涉及一种可选择性地在第一模式或第二模式下操作的放大器。所述第一模式是BTL模式，其中第一输出驱动器和第二输出驱动器(103p、103n)两者活动以生成随着输入信号变化的相应的驱动信号。所述第二模式是SE模式，在所述SE模式下，所述第一输出驱动器(103p)活动以生成驱动信号，并且所述第二驱动器(103n)的所述输出保持恒定。控制器(201)基于输出信号振幅的指示选择性地控制所述模式。在所述第一模式下，两个驱动信号的大小的比率随着输出信号振幅的所述指示而变化，即所述两个驱动信号的所述大小可变化以便不相等。

Description

放大器

本公开的代表性实施方案的领域涉及关于放大器特别是用于驱动诸如换能器的负载的放大器或者与放大器相关的方法、装置和/或实现方式。

许多电子设备包括用于生成用于驱动换能器(例如用于将音频信号驱动到诸如扩音器的音频输出换能器中)的驱动信号的放大器电路。

在一些应用中，放大器电路可被配置为以桥接负载(BTL)配置驱动换能器。在BTL配置中，负载的两侧由彼此互补的相应的驱动信号驱动，以便在负载上施加相关的驱动电压。

图1示出用于以BTL配置驱动换能器101(在此示例中为扬声器)的放大器电路100的一个示例。图1示出放大器电路具有放大器级102，在此示例中，所述放大器级包括相应的正驱动器103p和负驱动器103n，所述正驱动器和负驱动器用于基于输入信号Sin用互补的驱动信号Vp和Vn驱动耦合到换能器101的相反侧的相应的正输出端104p和负输出端104n，以便在负载101上施加输出信号Vout。

在图1的示例中，放大器级102接收差分输入Sinp和Sinn，并且放大这些差分输入以提供差分驱动信号Vp和Vn。在一些实现方式中，放大器电路100可接收输入信号Sin并且从中导出差分信号Sinp和Sinn，例如如图1所示，通过使用输入信号Sin作为正信号分量并且提供反相器105以反转输入信号Sin以提供负信号分量Sinn。然而，应当理解，其他布置是可能的或者放大器电路100可接收差分输入。

正驱动器103p和负驱动器103n中的每一者可以是接收供电电压VH和VL的放大器，所述供电电压例如可以是供电电压和接地，或者正供电电压和负供电电压。在一些应用中，驱动器103p和103n可实现为D类放大器，如本领域技术人员所理解的，所述D类放大器可基于相应的输入Sinp或Sinn以占空比在两个供电电压之间切换。

因此，放大器电路100的BTL布置利用随输入信号Sin变化的驱动电压来驱动负载(例如，换能器101)的两侧。与替代的单端配置相比，这可在最大电源输出方面提供优势，在替代的单端配置中，可变驱动电压仅施加到负载换能器的一侧，并且换能器的另一侧连接到基准电压，对于音频换能器等，基准电压是中点电压。

在BTL配置中，负载的一侧可被驱动到接近VH(不适当的余量)，同时负载的另一侧可被驱动到接近VL。因此，输出电压的最大量值可能接近供电电压的量值，即VH-VL。在单端配置中，负载的一侧保持在中点电压，并且因此输出电压的最大量值等于供电电压的量值的一半(较少余量)。

在至少一些应用中，可能期望放大器电路可操作来以相对高的功率驱动电压驱动换能器，并且因此可实现BTL配置。

然而，在至少一些应用中，功率效率也是期望的，特别是对于便携式设备和/或电池供电的设备，其中功率消耗是使用寿命的重要考虑因素。

本公开的实施方案涉及改进的放大器布置和放大方法。具体地，实施方案可涉及一种可在BTL配置中操作但可提供功率效率优势的放大器布置。

根据本公开的一个方面，提供了一种用于基于所接收的输入信号在第一输出节点与第二输出节点之间生成输出信号的放大器电路，所述放大器电路包括：

第一输出驱动器和第二输出驱动器；以及

控制器，所述控制器用于基于输出信号振幅的指示，在第一模式或第二模式下选择性地控制所述放大器电路；其中：

在所述第一模式下，所述第一输出驱动器和所述第二输出驱动器两者活动以生成相应的第一驱动信号和第二驱动信号，所述第一驱动信号和所述第二驱动信号各自随着所述第一输出节点和所述第二输出节点处的输入信号而变化；并且

在所述第二模式下，所述第一输出驱动器活动以在所述第一输出节点处生成随着所述输入信号而变化的第一驱动信号，并且所述第二输出节点保持在恒定电压；

并且其中在所述第一模式下，所述第二驱动信号的量值与所述第一驱动信号的量值的比率随着输出信号振幅的所述指示而变化。

在一些示例中，所述控制器被配置成使得当在所述第一模式下操作时，所述第二驱动信号的量值与所述第一驱动信号的量值的所述比率在从零到一的范围内变化并且随着输出信号振幅的增加指示而增加。所述控制器可被配置为在所述第一模式下最小化所述第二驱动信号的量值与所述第一驱动信号的所述量值的所述比率。

在一些示例中，所述第一输出驱动器位于第一信号路径中，并且所述第二输出驱动器位于第二信号路径中，并且所述控制器被配置为通过控制在所述第一信号路径和所述第二信号路径中施加的增益来控制所述第二驱动信号的量值与所述第一驱动信号的量值的所述比率。

在一些示例中，输出信号振幅的所述指示包括增益设置，所述增益设置指示将由所述放大器电路施加的增益。

另外或替代地，在一些示例中，输出信号振幅的所述指示包括所述输入信号的振幅的指示。在这种情况下，所述控制器可包括包络检测器，所述包络检测器被配置为接收所述输入信号的版本并且确定所述输入信号的所述振幅。所述放大器电路可包括具有传播延迟的至少一个元件，所述至少一个元件位于所述第一输出驱动器和所述第二输出驱动器中的至少一者的信号路径上游，并且所述包络检测器可从所述延迟元件的上游接收所述输入信号的所述版本。

在一些示例中，所述控制器可被进一步被配置为基于所述输出信号的所述振幅的所述指示来选择性地控制施加到至少所述第一输出驱动器的偏置。所述控制器可被配置成使得与所述第一模式相比，在所述第二模式下向所述第一输出驱动器施加更低的偏置电流。所述控制器可被配置成使得在所述第一模式下施加到所述第一输出驱动器的偏置电流随着增加的输出信号振幅而增加。

在一些示例中，所述放大器电路可包括电压调节器，所述电压调节器在所述第二模式下启动以调节所述第二输出节点处的所述电压。所述电压调节器可包括以下中的至少一者：DC-DC转换器和电荷泵。

在一些示例中，所述控制器可被配置为当在所述第二模式下操作时禁用所述第二输出驱动器。

在一些示例中，所述第一输出驱动器和所述第二输出驱动器各自包括相应的D类放大器。

在使用中，所述放大器电路还可包括负载换能器，所述负载换能器耦合在所述第一输出节点与所述第二输出节点之间。在一些示例中，所述负载换能器可包括扩音器。

各方面还涉及一种电子设备，所述电子设备包括本文所述的实施方案中的任一项的放大器电路。

在另一方面，提供了一种用于基于所接收的输入信号在第一输出节点与第二输出节点之间生成输出信号的放大器电路，所述放大器电路包括：

第一输出驱动器和第二输出驱动器；

所述放大器电路可在第一模式下操作，在所述第一模式下，所述第一输出驱动器和所述第二输出驱动器两者活动以生成相应的第一驱动信号和第二驱动信号，所述第一驱动信号和所述第二驱动信号各自随着所述第一输出节点和所述第二输出节点处的所述输入信号而变化；并且其中在所述第一模式下，所述第二驱动信号的量值与所述第一驱动信号的量值的比率随着输出信号振幅的指示而变化。

在另一方面，提供了一种放大器电路，其包括：

第一信号路径，所述第一信号路径包括第一放大器；

第二信号路径，所述第二信号路径包括第二放大器；以及

控制器，所述控制器用于按以下选择性地操作所述电路：

第一模式，其中所述第一放大器和所述第二放大器两者活动以利用相应的第一驱动信号和第二驱动信号来驱动第一输出节点和第二输出节点，所述第一驱动信号和所述第二驱动信号各自随着所述输入信号而变化；以及

第二模式，其中所述第一放大器活动以利用所述第一驱动信号来驱动所述第一输出节点，所述第一驱动信号随着所述输入信号而变化，并且所述第二输出节点保持在恒定电压；

其中当输出信号振幅的指示在第一范围内时，所述控制器在所述第一模式下操作，并且其中所述控制器控制所述第二路径的增益以随着输出信号振幅在所述第一范围内的减小指示而减小，同时保持或增加所述第一路径的增益。

在另一方面，提供了一种放大器电路，其包括：

第一信号路径，所述第一信号路径包括第一放大器；

第二信号路径，所述第二信号路径包括第二放大器；以及

控制器，所述控制器用于按以下选择性地操作所述电路：

第一模式，其中所述第一放大器和所述第二放大器两者活动以利用相应的第一驱动信号和第二驱动信号来驱动第一输出节点和第二输出节点，所述第一驱动信号和所述第二驱动信号各自随着所述输入信号而变化；以及

第二模式，其中所述第一放大器活动以利用所述第一驱动信号来驱动所述第一输出节点，所述第一驱动信号随着所述输入信号而变化，并且所述第二输出节点保持在恒定电压；并且

其中在所述第一模式下，所述第一信号路径的增益被控制为恒定在第一值，并且所述第二信号路径的增益基于增益控制信号在高达所述第一值的增益值范围内选择性地可变；并且

在所述第二模式下，所述第一信号路径的所述增益基于增益控制信号在高达所述第一值的增益值范围内选择性地可变。

除非有相反的明确指示，否则本文所讨论的各种实现方式的各种特征中的任一个可以任何和所有合适的组合与其他描述的特征中的任何一个或多个一起实现。

为了更好地理解本公开的示例，并且更清楚地示出可对这些示例进行实施的方式，现在将仅通过举例对附图进行参考，在附图中：

图1示出用于以桥接负载配置驱动负载的放大器电路的一个示例；

图2示出根据一个实施方案的放大器电路的一个示例；

图3示出根据一个实施方案的放大器电路的另一个示例；

图4示出如何控制放大器电路的正路径和负路径的增益的一个示例；

图5示出如何控制放大器电路的正路径和负路径的增益的另一个示例；并且

图6示出合适的电压调节器的一个示例。

以下的描述阐述了根据本公开的示例性实施方案。进一步的示例性实施方案和实现方式对于本领域普通技术人员是明显的。此外，本领域技术人员将认识到，可代替以下论述的实施方案或与它们结合地应用各种等效技术，并且所有此类等效形式应视为由本公开涵盖。

如上面参考图1所讨论的，桥接负载(BTL)配置可在一些应用中用于驱动负载，诸如换能器。在BTL配置中，负载换能器的两侧由驱动信号驱动。因此，在两个驱动器103p和103n接收供电电压VH和VL的情况下，换能器的一侧可被驱动到接近VH，而换能器的另一侧驱动到接近VL(较小的放大器余量)，从而在负载换能器上施加几乎全电压量值|VH-VL|作为输出信号Vout。对于单端驱动配置，换能器的一侧保持在中点电压Vmid(等于(VH-VL)/2)，并且因此可施加的输出信号的最大电压接近供电电压之间的差的全电压量值的一半(同样较小的余量)。因此，对于给定的电压供应，BTL配置对于以比单端配置高的功率驱动信号来驱动负载是有利的。

然而，虽然BTL配置可能有利于提供振幅占供电电压显著比例的输出驱动信号，但在较低的输出信号电平下，BTL配置在功率效率方面可能相对低效。一般来讲，如本领域技术人员将理解的，线性放大器的效率可表征为与Vsig/Vdd成比例，其中Vsig是放大器输出的振幅并且Vdd是供电电压的量值(即VH-VL)。因此，一般来讲，输出振幅显著低于供电电压的任何放大器都低效地操作，但对于BTL配置，因为每个输出驱动器103p和103n生成驱动信号Vp或Vp，其振幅为总驱动信号的一半。

另外，BTL放大器电路也可针对驱动器103p和103n用D类放大器来实现。D类放大器操作以在供电电压之间切换，占空比基于输入信号进行控制。切换损耗意味着D类放大器在低功率信号电平下相对低效。

本公开的实施方案涉及放大器电路及其操作方法，其中放大器电路包括输出级，所述输出级可以BTL配置操作以驱动负载，但也可在单端操作模式下操作，并且被配置为在使用中在操作模式之间动态地转变。可基于输出信号振幅的指示来控制操作模式。

如果输出信号振幅的指示指示所需的输出信号振幅相对低，并且在驱动器中的仅一个的输出范围内，则放大器电路可在单端模式下操作。在这种模式下，输出级的驱动器中的一个提供驱动信号，所述信号相对于定义的静态电压电平(通常为中点电压Vmid)为所需输出信号提供全电压偏移。然后，可禁用另一个驱动器并且相关输出处的电压可保持在中点电压。因此，禁用驱动器中的一个并且使用另一个提供全电压偏移提高了放大器电路的效率，并且在驱动器为D类放大器的情况下，避免与驱动器中的一个相关联的切换损耗。

然而，如果输出信号振幅的指示指示所需的输出信号可能超过驱动器中的仅一个的输出范围，则放大器电路可以BTL配置操作，并且基于输入信号将时变驱动信号施加到负载的两侧。

图2示出根据一个实施方案的放大器电路200的示例，其中使用相同的附图标号来识别与参考图1所讨论的那些类似的部件。

图2的放大器电路200包括放大器级202。放大器级202具有输出端104p和104n，所述输出端用于在使用中连接到负载101的两侧，所述负载例如可以是诸如扩音器的音频输出换能器。放大器级202包括驱动器103p和103n，所述驱动器可操作以在相应的输出节点104p和104n处生成相应的驱动信号Vp和Vn。驱动器103p和103n可各自包括D类放大器或驱动器。

根据一个实施方案的放大器电路200还包括用于控制例如放大器级202的电路的操作模式的控制器201。控制器201可操作以在第一模式下选择性地控制电路200，所述第一模式可称为BTL(桥接负载)模式。在第一模式下，驱动器103p和103n两者可操作以基于输入信号Sin生成相应的驱动信号。因此，在第一或BTL操作模式下，两个输出节点104p和104n处的电压Vp和Vn可随输入信号Sin而变化。电压Vp和Vn可相对于中点电压彼此相反地变化，但是如下文将描述的，可不对称地或不相等地变化。

控制器201还可操作以在第二模式下选择性地控制电路，所述第二模式可被称为SE(单端)模式。在第二模式下，基于输入信号Sin的驱动信号仅在输出节点中的一个处生成，并且另一个输出节点保持基本上恒定，一般来讲处于对应于驱动信号的静态电平的电压，例如中点电压Vmid。

在图2的示例中，驱动器103n可在第二(SE)操作模式下停用或禁用，并且输出节点104n处的电压例如通过启动电压调节器203保持在中点电压Vmid，这将在下面更详细地讨论。在这种模式下，输出节点104p处的电压Vp可因此随输入信号Vin而变化，但输出节点104n处的电压Vn可保持基本上恒定。

控制器201可生成一个或多个控制信号Scn，所述一个或多个控制信号用于控制驱动器103n是否被启用以及电压调节器202是否活动。当在BTL模式下活动时，一个或多个控制信号Scn还可控制放大器级102的负信号路径的一个或多个参数，特别是施加在负信号路径中的增益。控制器还可生成至少一个控制信号Scp，以控制正信号路径的一个或多个参数，特别是施加在正信号路径中的增益。在一些实施方案中，控制器201还可控制至少施加到驱动器103p的偏置电平。

控制器201被配置为基于输出信号Vout的振幅的指示来选择性地控制操作模式，即BTL或SE模式。如果输出信号Vout的振幅的指示指示可仅使用驱动器103p生成输出信号Vout所需的电压偏移，则控制器201可被配置为在SE模式下操作。

例如，考虑到驱动器103p和103n中的每一者可操作以在0V至+1.0V的输出范围内生成驱动信号Vp或Vn。当然应当理解，选择此输出范围仅作为例示性示例。在BTL操作模式下，输出信号Vout可在+1.0V(其中Vp＝+1.0V，Vn＝0V)与-1.0V(Vp＝0V，Vn＝+1.0V)之间变化。静态信号电平Vout＝0V，在此示例中对应于Vp＝Vn＝Vmid＝0.5V。

在SE模式下，电压Vn将保持在Vmid＝0.5V。在这种模式下，输出信号Vout可在+0.5V(Vp＝+1.0V)与-0.5V(Vp＝0V)之间变化。

因此，如果输出信号振幅的指示指示，对于此示例，输出信号的振幅将低于0.5V，则控制器可被配置为在SE操作模式下控制电路，其中输出节点104n处的电压Vn例如通过调节器203保持基本上恒定。这可允许被禁用或暂停驱动器103n。

然而，如果输出信号振幅的指示指示输出信号振幅高于或可高于0.5V，则电路可在BTL操作模式下操作并且驱动器103n可被启用，使得输出节点104n处的电压Vn也随着输入信号Sin而变化以提供所需的输出信号Vout。

在一些示例中，输出信号振幅的指示可以是将由放大器电路施加在输入信号Sin与输出信号Sout之间的总增益(例如系统或用户控制的音量设置VOL等)的指示。

音量设置可定义满量程输入信号的输出信号Vout的最大电压偏移，即最大振幅。例如，考虑到放大器电路200具有0到1范围内的可控音量，所述可控音量定义输入信号(在可用输入信号范围内归一化)与输出信号(在可用输出信号范围内归一化)之间的比率。如果音量设置设置为1，则满量程输入信号可产生满量程输出信号，这需要BTL操作。然而，在低于0.5的音量设置下，即使是满量程输入信号也可使用不到可用输出范围的一半。这种音量设置因此可用于控制操作模式，并且如图2所示，控制器可接收指示音量设置的音量信号VOL。请注意，在这种情况下，对于满量程输入信号，音量设置被有效地用作输出信号振幅的指示。

然而，在一些示例中，输出信号的振幅的指示可以是输入信号的振幅的指示。在一些示例中，控制器可从输入信号确定这种振幅的指示。输出信号Vout是基于输入信号Sin生成，并且因此输入信号的电平连同放大器电路的总增益定义输出信号的电平。

控制器201因此可被配置为接收输入信号Sin的版本并且可确定输入信号的振幅或包络值。

图3示出根据一个实施方案的放大器电路300的示例，其示出控制器201接收输入信号Sin的版本。在此示例中，控制器201包括包络检测器301，所述包络检测器生成输入信号Sin的包络或振幅的指示。

在一些示例中，包络检测器301可包括峰值检测器，所述峰值检测器确定输入信号在一些定义的时间帧内变化时的峰值绝对量值值。峰值绝对量值的指示可直接用作信号振幅或包络的指示，但是在一些实现方式中，包络检测器301可包括被配置为跟踪输入信号的包络或振幅值的包络跟踪器。包络跟踪器可具有快速出动时间常数，以便迅速响应信号振幅的任何增加，但可具有较慢的衰减时间常数以便避免包络电平的迅速变化。

应当理解，包络跟踪器等在其他应用中用于确定输入信号振幅，例如用于控制G类放大器中的供电电压，或者用于ADC和DAC的动态范围扩展的增益控制。用于此类其他应用的信号监测技术或装置中的任一者可在本公开的实施方案中用以监测输入信号及其振幅。

输入信号Sin的振幅的指示可供应给控制器201的处理器302，所述处理器被配置为基于振幅电平来确定放大器电路的操作模式。例如，如果输入信号的振幅低于阈值，这意味着输出信号在驱动器103p的输出范围内，则处理器302可在SE模式下操作电路，其中驱动器103n被禁用并且调节器203被启动以将输出节点处的电压Vn保持在中点电压。然而，如果输入信号的振幅增加到高于这种阈值，则处理器302可在BTL模式下操作电路并且启动驱动器103n并停用电压调节器203。

在一些实施方案中，如果在监测输入信号Sin的位置的下游施加任何可变增益，例如一些用户或系统控制的音量VOL，则处理器302可在确定操作模式时考虑这种增益或音量。

为了允许控制器201有时间确定输入信号的振幅电平和所需的操作模式，并且有足够的时间在从SE操作模式切换到BTL操作模式时启动驱动器103n，或者在从BTL模式切换到SE模式时启动调节器203，控制器201可实现为前瞻布置的一部分。控制器201因此可被配置为监测具有信号路径传播延迟或延时的下游信号路径中的一些元件之前的输入信号Sin，使得控制器201在信号振幅的任何变化已传播到驱动器103p和103n之前有时间对信号振幅的变化做出反应。图3示出放大器级202包括至少一个DAC(数模转换器)，并且在图3的示例中，在放大器级202的正信号路径和负信号路径的每一者中存在相应的DAC 303p和303n，以便为驱动器103p和103n提供相应的模拟输入信号。将存在一些与DAC 303p和303n相关联的处理延迟或延时，例如由于内插、采样率转换等。通过监测DAC 303p和303n之前的输入信号，控制器201可利用主信号路径中的一些固有延迟来提供前瞻的至少一部分，以及允许控制器201在数字域中监测输入信号Sin。然而，DAC仅是具有信号路径传播延时的元件的一个示例，并且在信号路径中可能存在另外的和/或替代的延迟元件，所述延迟元件可包括至少一个专用延迟元件304，所述专用延迟元件存在仅用于提供合适的传播延迟。

为了改变操作模式，控制器201可启用或禁用驱动器103n，同时还停用或启动调节器203。对于D类放大器，可通过停止D类放大器的输出级的切换来禁用驱动器。在一些示例中，当禁用驱动器103n时，D类放大器的各个部分可断电，尽管D类放大器的一些部分可保持通电以便允许放大器在需要时更快地被启用。

此外，控制器201可控制放大器级202的正信号路径和/或负信号路径的转换增益。有利地，控制器可以是可操作的，使得当在BTL模式下操作时，可根据输出信号振幅的指示在放大器级的正信号路径和负信号路径中施加不同的增益。换句话讲，当在BTL模式下操作时，正驱动信号和负驱动信号的量值可根据信号振幅的指示而彼此不同。这与常规的BTL操作不同，在常规的BTL操作中，正驱动信号和负驱动信号将相等并且彼此相反。改变施加在放大器级202的正信号路径和负信号路径中的增益，并且因此改变电压Vp和Vn的相对量值，以及因此改变它们对输出信号Vout的相对贡献，在操作模式之间的转变中可能是有利的。

考虑放大器电路300在BTL模式下操作并且输入信号Sin具有特定信号电平，比如S1。在BTL模式下，电压Vp取决于输入信号Sin，因此驱动电压Vp等于Gp*S1，其中Gp为正信号路径的增益。同样地，在BTL模式下，电压Vn取决于输入信号Sin，因此驱动电压Vn等于-Gn*S1，其中Gn是负信号路径的增益。输出信号Vout等于Vp-Vn＝(Gp+Gn)*S1。

常规地，在BTL操作中，正驱动电压和负驱动电压相等并且相反，即Vp＝Vn，并且因此正信号路径和负信号路径彼此具有相同的增益，即Gp＝Gn。

然而，在SE模式下，输出节点104n处的电压Vn恒定保持在Vmid。因此，负路径的增益Gn实际上为零。在这种模式下，驱动器103p必须生成驱动信号Vp以提供输出信号Vout的所有所需电压偏移，而不是常规BTL操作中的电压偏移的仅一半。如果控制器要在SE操作模式(其中驱动信号Vp提供所有所需电压偏移)与常规的BTL模式(其中驱动信号Vp和Vn相等并且相反)之间交换，这将需要在模式改变时正信号路径和负信号路径两者中增益的阶跃变化，这可能导致不希望的假象等。

在本公开的实施方案中，控制器201可在BTL模式下控制放大器级202，使得对于输出信号振幅的至少一些指示，来自正信号路径和负信号路径的对输出信号的贡献不相等。具体地，控制器201可在BTL模式下操作以针对输出信号的较低振幅，减小输出节点104n处的电压Vn(即，在SE模式下将保持恒定的电压)对输出信号的相对贡献。本质上，随着输出信号的振幅的指示减小，与电压Vp相比，来自电压Vn的对输出信号的相对贡献可减小。这意味着随着输出信号振幅的指示减小，Vn围绕Vmid的电压偏移将减小(可能随之增加Vp的电压偏移以保持期望的输出信号Vout)。如果输出振幅的指示然后减小到放大器电路可在SE模式下操作的电平，则电压Vn对输出信号Vout的贡献将因此已经为小并且输出信号的大部分将归因于Vp。

因此，放大器电路可针对输出信号振幅的第一范围在SE模式下操作并且针对信号振幅的第二、更高范围在BTL模式下操作。控制器201可控制来自正信号路径和负信号路径的贡献，使得当输出信号振幅的指示接近第二范围的底部时，来自信号路径中的一个的贡献接近零。这可有助于模式之间的转变。

因此，控制器201可被配置为当在BTL模式下操作时，控制电路使得负驱动信号的量值与正驱动信号的量值的比率随着输出信号振幅的指示而变化。也就是说，比率|Vn-Vmid|/|Vp-Vmid|随着信号振幅的指示而变化。

图4示出如何控制来自正信号路径和负信号路径的贡献的一个示例，例如基于音量设置，以实现期望的整体有效增益。图4的上图示出如何基于音量设置控制正信号路径和负信号路径的增益Gp和Gn，并且下图示出放大器电路的有效增益。图4示出归一化值，即增益Gp和Gn在0到1的范围内归一化，其中增益1对应于导致来自相关驱动器103p或103n的满量程驱动信号的满量程输入信号。放大器电路的有效增益等于Gp+Gn，因此被示出在0到2的范围内。振幅的指示也在0到1的范围内归一化，其中1对应于最大值。

如果音量设置在最大值1处，则满量程输入信号可能导致满量程输出信号。因此，在这种情况下，增益Gp和Gn两者处于最大值。在此操作状态下，电路在常规BTL模式下操作，并且电压Vp和Vn从中点电压的变化将相反且相等，即比率|Vn-Vmid|/|Vp-Vmid|将等于1。

然而，如果降低音量设置，则增益Gn会减小，同时尽可能将增益Gp保持在最大值。因此，随着音量设置减小，在1到0.5的范围内，增益Gn相应地减小。电压Vn对输出信号Vout的贡献因此也减小。因此|Vn-Vmid|/|Vp-Vmid|的比率下降到低于1。

在音量设置为0.5时，增益Gn减小到零。此时，由满量程输入信号引起的输出变化可由驱动器103p单独提供。电路因此可切换到禁用驱动器103n的SE操作模式。应当注意，此时驱动器103p已为输出信号Vout提供整个电压变化，并且因此不需要改变正信号路径的增益。

如果要进一步降低音量设置，则可减小增益Gp以提供所需的音量控制。

图5替代地示出正信号路径和负信号路径的增益如何基于所需的输出信号振幅的指示而变化，以及如何随着所需的信号振幅而变化，以便在信号振幅的范围内保持恒定的有效增益。在这种情况下，振幅可视为输入信号振幅(假设已施加任何音量控制增益)。

如果输入信号振幅小于0.5，则所需的输出信号可单独由正驱动器103p生成，并且电路可在SE模式下操作。因此，负信号路径的增益Gn为0。对于从0到0.5的输入信号振幅的归一化范围，正信号路径的增益可固定在意味着0.5的输入信号振幅对应于来自驱动器103p的满量程输出的电平。为了说明的目的，图5中的增益Gp因此表示为在此范围内为2.0。

如果输入信号振幅大于0.5，则驱动器103p无法自行生成对应的输出信号，并且因此放大电路切换到BTL模式。正信号路径的增益Gp减小，以避免削波，但不是简单地将增益Gp设置为相等，增益Gp仅减小到避免削波所需的程度，并且增益Gn增加对应的量，使得总增益恒定。如果信号振幅进一步增加，则增益Gp进一步减小，随之而来的是增益Gn的增加，直到信号振幅为1.0，增益Gp和Gn相等并且电路在常规BTL模式下操作。

这意味着，在BTL模式下，随着信号振幅减小，与Vp相比，电压Vn对输出信号的相对贡献变得越来越小，直到达到负信号路径没有贡献的点，并且电路可进入SE模式。

因此，例如，考虑上述示例，其中每个驱动器103p和103n的输出范围是从0V到1V。如果要求输出信号具有0.6V的振幅，例如在+0.6V与-0.6V之间变化，那么常规地在BTL操作中，驱动器103p和103n将产生反向驱动信号，每个驱动信号具有0.3V的振幅。然而，在本公开的实施方案中，为了生成0.6V的输出信号量值，可驱动驱动器103p以提供具有0.5V的量值的输出信号，即满量程输出，同时驱动器103n生成与0.1V的量值相反变化的驱动信号。

因此，以这种方式操作允许相对容易地在模式之间切换，就好像信号振幅仅相对逐渐地变化一样，当在BTL操作模式与SE操作模式之间切换时所需的增益变化可能相对低。

存在控制器201可控制正信号路径和负信号路径的增益的多种方式。在一些示例中，控制器可控制驱动器103p和103n的对话增益。另外或替代地，至少一些增益控制可由相应的信号路径中的一个或多个增益元件305p和305n施加。增益元件可便利地定位于相关信号路径的数字部分中。

在SE模式下，驱动器103n可被禁用并且输出信号Vout的整体变化由驱动器103p驱动。这提高了放大器电路的效率并且避免了与驱动器103n相关联的任何功率消耗，例如与D类放大器相关联的切换损耗。

此外，在SE模式下，随着输出信号Vout的整体变化由驱动器103p驱动，整体负载电阻RL由驱动器103p看到。这与BTL模式形成对比，在BTL模式下，驱动器103p和103n两者提供随着输入信号而变化的驱动信号，并且每个驱动器仅看到负载电阻的一部分。

驱动器103p的更高有效负载电阻可能是有益的，因为对于更高负载阻抗可放宽各种性能要求。

因此，对于较低的输出信号振幅，在SE模式下操作可能是有利的，因为这可减轻驱动器103p的一些设计考虑。另外或替代地，驱动器103p的操作参数可在使用中变化。

具体地，在一些实施方案中，供应给驱动器103p的偏置可在使用中变化，例如偏置电流的量值。当在驱动器103p经受全负载电阻的SE模式下操作时，可供应比在BTL模式下操作时低的偏置电流以实现期望的性能。

重新参考图3，控制器201因此也可被配置为控制偏置源306以便控制施加到至少驱动器103p的偏置。具体地，可在SE模式下使用较低的偏置电流，这提供了另外的功率节省。

当在BTL模式下操作时，可能需要增加偏置以实现期望的性能。然而，如上所讨论，来自正信号路径和负信号路径的对输出信号Vout的相对贡献可能不相等，除非在最高输出振幅下操作。

在至少一些应用中，可期望仅相对不频繁地需要相对高的振幅输出信号，并且因此可期望对于正常使用中的大部分时间，所需的输出信号可具有相对低的振幅。因此，本公开的实施方案有效地优化了用于生成此类较低振幅输出信号的放大器电路，同时仍然允许操作以在需要时提供相对高的振幅输出信号。

如上所讨论，在SE模式下，输出节点或端子104p处的电压由调节器203保持在定义的中点电压Vmid。

在一些实现方式中，中点电压可以是地。例如，如果供电电压VH和VL是相同量值的正电压和负电压，则中点电压将接地。在这种情况下，电压调节器203可简单地是用于选择性地将输出节点104n耦合到地的开关，或者可根据需要启动和停用的某一其他类型的接地钳位电路。

然而，在一些情况下，中点电压Vmid可以是除接地之外的电压电平。例如，供电电压VH和VL可分别是电压Vdd和接地电压。在这种情况下，中点电压可能是Vdd/2，并且电压调节器必须保持定义的电压。电压调节器应该有利地相对高功效。

在一些示例中，电压调节器203可包括诸如电荷泵等的DC-DC转换器。图6示出供电电压为Vdd和地的一个示例。在此示例中，电压调节器包括电荷泵，所述电荷泵接收供电电压Vdd并且可操作以生成Vdd/2的输出电压。如本领域技术人员将理解的，存在各种类型的这种降压电荷泵，其可在需要时有效地生成中点电压。电荷泵可由来自控制器201的控制信号Scn启动和停用。在一些实施方案中，电荷泵的切换频率在使用中也可以是可变的，并且可在输出信号振幅的指示降低时降低，以便节省功率。

因此，本公开的实施方案涉及放大器电路，所述放大器电路可选择性地在BTL模式下操作，以用根据输入信号变化的电压驱动负载的两端，或者在SE操作模式下操作，在所述SE操作模式下，仅负载的一侧以变化的驱动电压驱动，并且负载的另一侧保持在基本上恒定的电压。当可能时，放大电路可在SE模式下操作，并且当需要生成较高的振幅输出信号时，可更换到BTL模式。当在BTL模式下操作时，负载任一侧的驱动电压对于输出信号的至少一些振幅可能是不对称或不相等的。具体地，电路可以是可操作的，使得当在BTL模式下操作时，来自负载的一侧上的驱动电压对输出信号的相对贡献在较低的信号振幅下减小，这对于模式之间的更换可能是有利的。

上面的讨论已经描述了负输出节点104n处的电压在SE模式下保持恒定并且正输出节点104p处的贡献在BTL模式下被最大化。当然应当理解，可实现相反的操作。还应当理解，术语正和负仅用作区分差分信号分量的标签，而不应当被理解为暗示所产生的任何电压的电平或极性的任何内容。

描述还集中于驱动音频输出换能器。这可包括用于生成可听声音的诸如扩音器的换能器，但也可包括超声或其他类似的换能器和/或触觉换能器。实施方案还涉及用于驱动其他类型的换能器的放大器电路。

实施方案可有利地实现为音频处理电路的一部分，例如用于向诸如扩音器的音频输出换能器提供音频驱动信号的音频放大器，这些换能器可以是主机设备的换能器和/或可在使用中可移除地连接到主机设备的附件装置的换能器。

实施方案可被布置为音频处理电路和/或信号处理电路例如可在主机设备中提供的诸如编解码器的音频电路的一部分。根据本发明的实施方案的电路可实现为集成电路。

实施方案可结合到主机电子设备中，所述主机电子设备例如可以是便携式设备和/或可用电池电源操作的设备。主机设备可以是具有作为主机设备的一部分提供的一个或多个扬声器和/或用于与可移除附件装置的扩音器进行有线连接的连接器的设备，所述可移除附件装置在使用中可移除地连接到主机设备。主机设备可包括用于接收输入数据的无线通信模块。主机设备可以是诸如移动电话或智能电话等的通信设备、诸如笔记本、膝上型计算机或平板计算设备的计算设备、诸如智能手表的可穿戴设备。主机设备可替代地是用于与任何这种通信、计算或可穿戴设备一起使用的附件设备。例如，主机设备可以是耳机或耳塞等。

技术人员将认识到，上述装置和方法的一些方面可体现为例如非易失性载体介质(诸如磁盘、CD-ROM或DVD-ROM)、编程存储器(诸如只读存储器(固件))或数据载体(诸如光学或电气信号载体)上的处理器控制代码。对于许多应用，实施方案将在DSP(数字信号处理器)、ASIC(专用集成电路)或FPGA(现场可编程门阵列)上实现。因此,代码可包括常规程序代码或微码，或者例如用于设置或控制ASIC或FPGA的代码。代码还可包括用于动态地配置诸如可再编程逻辑门阵列的可再配置设备的代码。类似地，代码可包括用于硬件描述语言(诸如Verilog^TM或VHDL(超高速集成电路硬件描述语言))的代码。如技术人员应了解，代码可在彼此通信的多个耦接的部件之间分布。在适当的情况下，实施方案还可使用在现场可(再)编程模拟阵列或类似装置上运行以便配置模拟硬件的代码来实施。

应当注意，上述实施方案说明而非限制本发明，并且本领域技术人员将能够在不脱离随附权利要求的范围的情况下设计许多替代实施方案。词语“包括”并不排除存在除权利要求中所列出的那些之外的元件或步骤，“一个”或“一种”并不排除复数，并且单个特征或其他单元可实现权利要求中叙述的若干单元的功能。权利要求中的任何附图标号不应被解释为限制权利要求的范围。

Claims (21)

1.一种放大器电路，所述放大器电路用于基于所接收的输入信号在第一输出节点与第二输出节点之间生成输出信号，所述放大器电路包括：第一输出驱动器和第二输出驱动器；以及

控制器，所述控制器用于基于输出信号振幅的指示，在第一模式或第二模式下选择性地控制所述放大器电路；其中：

在所述第一模式下，所述第一输出驱动器和所述第二输出驱动器两者活动以生成相应的第一驱动信号和第二驱动信号，所述第一驱动信号和所述第二驱动信号各自随着所述第一输出节点和所述第二输出节点处的输入信号而变化；并且

在所述第二模式下，所述第一输出驱动器活动以在所述第一输出节点处生成随着所述输入信号而变化的第一驱动信号，并且所述第二输出节点保持在恒定电压；

并且其中在所述第一模式下，所述第二驱动信号的量值与所述第一驱动信号的量值的比率随着输出信号振幅的所述指示而变化。

2.如权利要求1所述的放大器电路，其中所述控制器被配置成使得当在所述第一模式下操作时，所述第二驱动信号的量值与所述第一驱动信号的量值的比率在从零到一的范围内变化并且随着输出信号振幅的增加指示而增加。

3.如权利要求2所述的放大器电路，其中所述控制器被配置为在所述第一模式下最小化所述第二驱动信号的量值与所述第一驱动信号的所述量值的所述比率。

4.如权利要求1至3中任一项所述的放大器电路，其中所述第一输出驱动器位于第一信号路径中，并且所述第二输出驱动器位于第二信号路径中，并且其中所述控制器被配置为通过控制在所述第一信号路径和所述第二信号路径中施加的增益来控制所述第二驱动信号的量值与所述第一驱动信号的量值的所述比率。

5.如权利要求1至4中任一项所述的放大器电路，其中输出信号振幅的所述指示包括增益设置，所述增益设置指示将由所述放大器电路施加的增益。

6.如权利要求1至4中任一项所述的放大器电路，其中输出信号振幅的所述指示包括所述输入信号的振幅的指示。

7.如权利要求6所述的放大器电路，其中所述控制器包括包络检测器，所述包络检测器被配置为接收所述输入信号的版本并且确定所述输入信号的所述振幅。

8.如权利要求7所述的放大器电路，其中所述放大器电路包括具有传播延迟的至少一个元件，所述至少一个元件位于所述第一输出驱动器和所述第二输出驱动器中的至少一个的信号路径上游，并且其中所述包络检测器从所述延迟元件的上游接收所述输入信号的所述版本。

9.如权利要求1至8中任一项所述的放大器电路，其中所述控制器被进一步配置为基于所述输出信号的所述振幅的所述指示来选择性地控制施加到至少所述第一输出驱动器的偏置。

10.如权利要求9所述的放大器电路，其中所述控制器被配置成使得与所述第一模式相比，在所述第二模式下向所述第一输出驱动器施加更低的偏置电流。

11.如权利要求9所述的放大器电路，其中所述控制器被配置成使得在所述第一模式下施加到所述第一输出驱动器的偏置电流随着增加的输出信号振幅而增加。

12.如权利要求1至11中任一项所述的放大器电路，其包括：电压调节器，所述电压调节器在所述第二模式下被启动以调节所述第二输出节点处的电压。

13.如权利要求12所述的放大器电路，其中所述电压调节器包括以下中的至少一者：DC-DC转换器和电荷泵。

14.如权利要求1至13中任一项所述的放大器电路，其中所述控制器被配置为在所述第二模式下操作时禁用所述第二输出驱动器。

15.如权利要求1至14中任一项所述的放大器电路，其中所述第一输出驱动器和所述第二输出驱动器各自包括相应的D类放大器。

16.如权利要求1至15中任一项所述的放大器电路，其还包括：负载换能器，所述负载换能器耦合在所述第一输出节点与所述第二输出节点之间。

17.如权利要求16所述的放大器电路，其中所述负载换能器包括扩音器。

18.一种电子设备，其包括：如权利要求1至16中任一项所述的放大器电路。

19.一种放大器电路，所述放大器电路用于基于所接收的输入信号在第一输出节点与第二输出节点之间生成输出信号，所述放大器电路包括：第一输出驱动器和第二输出驱动器；

所述放大器电路能够在第一模式下操作，在所述第一模式下，所述第一输出驱动器和所述第二输出驱动器两者活动以生成相应的第一驱动信号和第二驱动信号，所述第一驱动信号和所述第二驱动信号各自随着所述第一输出节点和所述第二输出节点处的所述输入信号而变化；并且

其中在所述第一模式下，所述第二驱动信号的量值与所述第一驱动信号的量值的比率随着输出信号振幅的指示而变化。

20.一种放大器电路，其包括：

第一信号路径，所述第一信号路径包括第一放大器；

第二信号路径，所述第二信号路径包括第二放大器；以及

控制器，所述控制器用于按以下选择性地操作所述电路：

第一模式，其中所述第一放大器和所述第二放大器两者活动以利用相应的第一驱动信号和第二驱动信号来驱动第一输出节点和第二输出节点，所述第一驱动信号和所述第二驱动信号各自随着所述输入信号而变化；以及

第二模式，其中所述第一放大器活动以利用所述第一驱动信号来驱动所述第一输出节点，所述第一驱动信号随着所述输入信号而变化，并且所述第二输出节点保持在恒定电压；

其中当输出信号振幅的指示在第一范围内时，所述控制器在所述第一模式下操作，并且其中所述控制器控制所述第二路径的增益以随着输出信号振幅在所述第一范围内的减小指示而减小，同时保持或增加所述第一路径的增益。

21.一种放大器电路，其包括：

第一信号路径，所述第一信号路径包括第一放大器；

第二信号路径，所述第二信号路径包括第二放大器；以及

控制器，所述控制器用于按以下选择性地操作所述电路：

第一模式，其中所述第一放大器和所述第二放大器两者活动以利用相应的第一驱动信号和第二驱动信号来驱动第一输出节点和第二输出节点，所述第一驱动信号和所述第二驱动信号各自随着所述输入信号而变化；以及

第二模式，其中所述第一放大器激活以利用所述第一驱动信号来驱动所述第一输出节点，所述第一驱动信号随着所述输入信号而变化，并且所述第二输出节点保持在恒定电压；并且

其中在所述第一模式下，所述第一信号路径的增益被控制为恒定在第一值，并且所述第二信号路径的增益能够基于增益控制信号在高达所述第一值的增益值范围内选择性地变化；并且

在所述第二模式下，所述第一信号路径的所述增益能够基于增益控制信号在高达所述第一值的增益值范围内选择性地变化。

Images