CN114221453B - 一种电动汽车动态抗偏移无线电能传输系统及控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种电动汽车动态抗偏移无线电能传输系统及控制方法，属于无线电能传输技术领域。针对在无线电能传输过程中，耦合线圈间的偏移问题导致输出功率波动较大，功率不稳定问题，发明了一种电动汽车动态抗偏移无线电能传输系统。包括：高频逆变器与直流电源相连接，LC串联谐振型滤波器与高频逆变器连接，逆变器的输出端经补偿网络及初级线圈与次级线圈耦合连接，次级线圈经补偿网络与整流滤波单元连接，DC/DC变换器的输出端与负载连接。检测单元由霍尔传感器采集电压及电流信号，采集后的信号通过DSP控制单元计算得出所需的PWM信号，驱动电路根据所得PWM信号控制DC/DC变换器中开关器件的导通和关断。本发明适用于较大偏移程度场合，控制简单。

Description

一种电动汽车动态抗偏移无线电能传输系统及控制方法
技术领域
本发明涉及无线电能传输技术领域，尤其涉及一种电动汽车动态抗偏移无线电能传输系统及控制方法，适用于电动汽车动态无线电能传输应用场合。
背景技术
无线电能传输(Wireless Power Transmission，WPT)技术，是通过采用非接触松耦合变压器，利用高频交变磁场实现电能的无线传输。其与传统接触式供电方式相比，具有操作方便、无火花及触电危险、维护简单、灵活稳定等优点，具有良好的适应性，因此应用前景非常广泛。
近年来，随着无线电能传输技术的迅速发展，越来越多的无线充电产品相继问世，例如手机、笔记本、心脏起搏器等。随着传输功率和效率的不断提升，无线充电技术的应用也从小功率产品向大功率产品转变，尤其在近年来迅速发展的电动汽车领域。目前，市场上的电动汽车主要采用的还是传统的接触式供电方式，其充点过程电流较大、安全隐患高，随着无线电能传输技术的应用，已经很好的克服了上述弊端，实现了在指定区域内向电动汽车进行能量传输的静态无线电能传输技术，传输功率高达几十千瓦，传输效率高达95％。然而，由于电池技术发展的制约，静态无线电能传输技术无法解决单次充电时间长、续航能力差、充电困难等问题。为了解决此类问题，动态无线电能传输技术被提出。该技术是指在汽车行驶道路上铺设能量传输装置，当电动汽车行驶时通过高频磁场耦合不断向车辆进行能量的实时传输，以此实现续航里程的延续及减轻车载电池的数量。但是，跟静态系统不同，动态系统中电动汽车处于高速移动状态，车载接收装置与发射装置的相对位置不断发生变化，从而导致耦合线圈间互感不断变化，因此在传输过程中输出功率波动较大，很难保持恒定功率输出，而且由于电动汽车行驶速度较快，线圈耦合时间较短，对发射装置和车载接收装置间实现无线通信信号反馈具有较高的实时性要求。同时，在系统运行过程中，为了使车载电池或电机等负载处于最优工作状态并降低运行成本，动态无线电能传输系统应时刻处于额定功率状态运行。由于在运行过程中，耦合线圈间的偏移是不可避免的，因此要求动态系统具有较好的抗偏移性能，保证在一定偏移范围内传输功率保持稳定。
目前，为了提高系统抗偏移性能，保持系统输出稳定，通常采用的方法如下：一、采用具有较好性能的高阶复合型补偿网络或对网络参数进行优化设计，通过不同补偿网络的组合实现恒压或恒流输出，保证在一定偏移范围内输出功率的稳定，但这种方法只能在较小的偏移范围内实现恒功率输出，随着偏移距离的不断增大，传输功率迅速下降。二、选用适当的控制方法，在系统中增加闭环控制。例如在发射端或接受端加入DC/DC变换器调整输入或输出电压，或者对逆变器进行控制，从而对输出高频交流电进行控制，但是其增加了系统电路的复杂性及控制要求。三、通过对磁耦合机构进行设计，采用适当的线圈结构及磁芯结构，在系统发生偏移时保证耦合机构间互感的稳定，从而提高传输稳定性。
发明内容
针对现有技术存在的缺陷，本发明提出一种电动汽车动态抗偏移无线电能传输系统。
一种电动汽车动态抗偏移无线电能传输系统，包括铺设于汽车行驶道路下的初级发射部分和车载次级接收部分；
所述初级发射部分由直流电源E、高频逆变器H、LC滤波器B、初级谐振补偿网络CN1、初级发射线圈L1构成；
初级谐振补偿网络CN1由补偿电感Lf、补偿电容C1及C2组成，采用T型结构连接；高频逆变器采用单相全桥逆变器，分为单相全桥逆变电路、功率管缓冲吸收电路、功率器件驱动电路及光耦隔离电路；
直流电源E与高频逆变器H的输入端相连，高频逆变器H的输出端与LC滤波器B输入端相连，LC滤波器B输出端与初级谐振补偿网络CN1输入端相连，初级谐振补偿网络CN1输出端与初级发射线圈L1输入端相连；
所述车载次级接收部分包括次级接收线圈L2、次级谐振补偿网络CN2、整流滤波单元D、电阻负载RL、DC/DC变换器、电压检测单元、电流检测单元、DSP控制单元；
次级接收线圈L2输出端与次级谐振补偿网络CN2输入端相连，次级谐振补偿网络CN2输出端与整流滤波单元D输入端相连，整流滤波单元D输出端与电压检测单元输入端相连，电压检测单元输出端与DC/DC变换器输入端相连，DC/DC变换器输出端与电阻负载RL输入端相连，电阻负载RL输出端与电流检测单元输入端相连，电流检测单元输出端与DSP控制单元输入端相连，DSP控制单元输出端与驱动电路输入端相连，驱动电路输出端与DC/DC变换器相连；
本发明还提供了一种电动汽车动态抗偏移无线电能传输控制方法，通过一种电动汽车动态抗偏移无线电能传输系统实现；
步骤1：对负载端输出电流IL及整流滤波单元输出电压Ud进行实时采样，并将采集的输出电流IL与设定的系统输出电流参考值IE进行比较得到电流差e；
步骤2：将电流差e其与负载端输出电流IL、整流滤波单元输出电压Ud以及系统输出电流参考值IE作为神经网络控制器的输入变量，采用基于神经网络的补偿控制算法，对功率开关管占空比进行实时补偿计算，得出功率开关管占空比变化量Δd；
步骤3：得到占空比d驱动功率开关管工作，直到电流差值e小于所设定的最小误差值，从而实现对输出功率的平稳控制。
本发明的有益效果：
1.充分考虑系统传输效率、传输功率、偏移程度等要求，采用复合型谐振补偿网络，很大程度上提高了系统的抗偏移性能，保证传输过程的稳定，同时具有软开关特性及较高的传输效率，适用于较大程度偏移的场合。
2.通过设计合适的耦合机构及磁芯结构，不但增强了耦合线圈间的互感，提高了传输效率，同时进一步提高了抗偏移性能。
3.系统运行过程中，不需要进行双边实时通信控制，只需要对次级接收端进行控制，通过采集输出电压电流等信号，实时对输出功率进行平稳控制，控制方法简单。
4.系统采用的控制方法对检测及控制硬件系统要求较低，降低了整体系统的复杂程度。
5.系统运行过程中，无论是横向偏移还是纵向偏移，在一定范围内，均能保持输出功率的稳定。
附图说明
图1为本发明实施例系统电路结构示意图；
图2为本发明实施例系统谐补偿振网络简化模型；
图3为本发明实施例系统单相全桥逆变主电路图；
图4为本发明实施例系统功率器件驱动电路图；
图5为本发明实施例系统光耦隔离电路图；
图6为本发明实施例系统电流检测电路；
图7为本发明实施例系统初级发射线圈及次级接收线圈示意图；
图8为本发明实施例基于神经网络的补偿控制系统框图；
图9为本发明实施例系统输出电流随时间的变化曲线；
具体实施方式
为了更清楚地说明本发明的目的及优点，下面结合附图对本发明的技术方案进行具体说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
如图1所示为本发明所设计的系统电路结构，一种电动汽车动态抗偏移无线电能传输系统，包括铺设于汽车行驶道路下的初级发射部分和车载次级接收部分；
所述初级发射部分由直流电源E、高频逆变器H、LC滤波器B、初级谐振补偿网络CN1、初级发射线圈L1构成；
初级谐振补偿网络CN1由补偿电感Lf、补偿电容C1及C2组成，采用T型结构连接；高频逆变器采用单相全桥逆变器，分为单相全桥逆变电路、功率管缓冲吸收电路、功率器件驱动电路及光耦隔离电路；
初级谐振补偿网络的三个补偿元件为补偿电感Lf、补偿电容C1及C2，补偿电感Lf一端与LC滤波器连接，另一端与补偿电容C2串联；补偿电容C2另一端与发射线圈连接；补偿电容C1一端与补偿电感Lf与补偿电容C2的串联结点连接，另一端与发射线圈连接，即按T型结构连接；初级谐振补偿网络对发射功率进行调节，降低偏移对系统的影响；系统谐补偿振网络简化模型如图2所示；
直流电源E与高频逆变器H的输入端相连，高频逆变器H的输出端与LC滤波器B输入端相连，LC滤波器B输出端与初级谐振补偿网络CN1输入端相连，初级谐振补偿网络CN1输出端与初级发射线圈L1输入端相连；
图3为单相全桥逆变主电路图，其主要分为单相全桥逆变电路及功率管缓冲吸收电路。单相全桥逆变电路由4个功率器件及4个续流二极管构成，通过功率器件和续流二极管配合不同的开关作用，使输入直流电转变为高频交流电输出。为了更好地保护功率器件在开通与关断时消除尖峰电压脉冲冲击，设计采用充放电型RCD吸收电路，其特别适合在大功率场合应用。当功率器件关断时，其两端电压快速上升，为避免电压上升速率过快，消减尖峰电压脉冲，此时并联在功率器件两端的Cs、D1串联电路给电容Cs充电，减小了上升电压和下降电流的重叠，从而降低了功率器件的关断损耗。当功率器件开通时两端电压下降，电路中Rs、Cs向功率器件放电，使其快速导通电流上升速率增加，减小导通时间，从而减小开关损耗。
电容Cs值由初级逆变器输出有功功率确定：
其中，Ic为最大集电极电流，Vce为集电极与发射极电压，tr、tf分别为集电极最大上升时间、最大下降时间。
当功率器件开通时电容Cs需要通过RC回路进行放电，为防止烧坏器件，要求最大放电电流和工作电流之和小于开关管的额定电流。放电时间只要满足下一个周期器件关断时刻来临之前完成放电即可，即不影响下一周期电容充电，可以根据开关周期时间来确定。假设经过3倍电容放电常数时放电完成，即满足3RSCS＝ton，ton可以根据开关频率确定。
图4为功率器件驱动电路图，设计采用IR公司生产的IR2110驱动芯片，该芯片是一种双通道高压、高速电压型开关器件栅极驱动电路，其具有自举悬浮电源，驱动电路比较简单。其最大的特点是可以分时驱动一个桥臂上的分别处于高压端和低压端的两个功率器件。其高端工作电压可达500V，工作频率可达500KHz，开通及关断延迟小。IR2110驱动一个桥臂上的两只开关管，图中C2、D2分别为自举电容和自举二极管，C3为VCC的滤波电容。假设在Q1关断期间C2已充电完成(VC2≈VCC)。当HIN为高电平时VC2加到Q1的栅极和发射极之间，使Q1导通，此时VC2可等效为电压源。当HIN为低电平时，Q1栅极短接发射极，Q1关断。经短暂的死区时间后，LIN为高电平，Q2导通，VCC经VD2，导通的Q2给C2充电，如此循环反复。当Q1导通，Q2关断时，上通道通过内部高电平转换电路悬浮在高压侧。其中引脚10及12为PWM信号输入端。
由于PWM驱动信号由DSP单片机产生，为了防止低压控制电路与外部高压电路之间的干扰，保证电路的稳定运行，在IR2110驱动芯片PWM信号输入端前增加光耦隔离电路，如图5所示。设计采用6N137光耦合器，其为单通道高速光耦合器，具有温度、电流和电压补偿功能，输入输出隔离电压高，LSTTL/TTL兼容，高速(典型为10MBd)，5mA的极小输入电流等特点。PWM信号由引脚3输入，引脚6输出，其中C6为去耦电容，应选择高频特性好的陶瓷电容或钽电容。
DC/DC变换器主要功能为通过控制变换器开关器件的工作状态对整流滤波单元输出直流电压进行调节，从而实现对负载输出功率的调节。该电路可以选择降压斩波电路(Buck)、升压斩波电路(Boost)或升-降压斩波电路(BuckBoost)等电力电子转换电路，本发明采用Buck降压斩波电路。
所述车载次级接收部分包括次级接收线圈L2、次级谐振补偿网络CN2、整流滤波单元D、电阻负载RL、DC/DC变换器、电压检测单元、电流检测单元、DSP控制单元；次级谐振补偿网络采用串联型补偿结构，次级补偿元件为电容C3系统谐补偿振网络简化模型如图2所示；
电流检测单元如附图6的电流检测电路，其主要包括霍尔传感器、光耦隔离电路及信号调理电路。为了满足控制系统对电流检测高速及高精度的要求，系统中采用霍尔电流传感器HCS-LTS6-NP来检测负载端输出电流。当有电流通过时，其内部元器件会自动感应产生电压信号，由OUT引脚输出。HCS-LTS6-NP为有源器件，图中3引脚VCC接电源，4引脚接地，5引脚直接输出电压信号，1、2引脚为电流输入、输出。其工作电压为+5V，频率带宽为0-200kHz。
霍尔传感器采集得到的电压信号要经过信号调理电路处理，将其调整到0-3.3V之间以满足DSP的AD接口输入标准，再将其送入到DSP的AD转换模块中。同理，为了防止低压控制电路与外部高压电路之间的干扰，需要在检测电路中增加光耦隔离电路，设计采用HCNR201光电耦合器进行隔离。其具有良好的稳定性、线性度高、带宽高达1MHz及灵活度高等特点。电压检测原理和电流检测原理相同，电压传感器采用莱姆公司生产的LV28-P霍尔电压传感器，其测量范围为10-500V,原边额定电流为10mA。
次级接收线圈L2输出端与次级谐振补偿网络CN2输入端相连，次级谐振补偿网络CN2输出端与整流滤波单元D输入端相连，整流滤波单元D输出端与电压检测单元输入端相连，电压检测单元输出端与DC/DC变换器输入端相连，DC/DC变换器输出端与电阻负载RL输入端相连，电阻负载RL输出端与电流检测单元输入端相连，电流检测单元输出端与DSP控制单元输入端相连，DSP控制单元输出端与驱动电路输入端相连，驱动电路输出端与DC/DC变换器相连；
图7所示为初级发射线圈及次级接收线圈示意图，图中线圈均为多股漆包利兹线绕制而成的多层平面螺旋不对称正交矩形结构。初级线圈采用单矩形结构，并在线圈下方放置回子型铁氧体磁芯；次级接收线圈采用双矩形并联结构，并在线圈上方横向铺设条形铁氧体磁芯，从而增强耦合线圈之间的互感值，提高抗偏移性能。
一种电动汽车动态抗偏移无线电能传输系统具体工作流程为：
所述高频逆变器与直流电流相连接，用于将直流输入电压转变为周期性变化的高频交流方波电压；所述LC串联谐振型带通滤波器与高频逆变器相连，用于将高频交流方波电压中的3次及5次等谐波成分滤除；所述方波电压通过初级谐振补偿网络在初级发射线圈上产生高频交流电，高频交流电在空间产生高频交变磁场与次级接收线圈耦合，实现能量的发射；
所述次级线圈通过磁场耦合感应产生高频交流电，实现能量接收；所述整流滤波单元将接收到的高频交流电整流为直流电；所述DC/DC变换器对整流输出直流电进行调节，最后供给负载，实现能量的无线传输过程；
次级接收线圈与次级谐振补偿网络相连，通过磁场耦合实现能量的接收；整流滤波单元与次级谐振补偿网络相连，将接收的高频交流电整流为直流电；DC/DC变换器将整流后的直流电进行直-直变换，给负载供电；电流检测单元包括霍尔传感器、光耦隔离电路单元、信号调理电路单元及放大电路单元组成。其中电压检测单元与整流滤波输出端连接，采集输出电压Ud，电流检测单元与负载输出端连接，采集负载端输出电流IL；运行过程中，检测单元由霍尔传感器采集电压及电流信号，采集后的信号通过信号调理电路、放大送入DSP控制单元中DSP的AD端口，DSP经过控制算法计算得出所需的PWM信号，驱动电路根据所得PWM信号控制DC/DC变换器中开关器件的导通和关断，以实现调整输出功率的过程；
一种电动汽车动态抗偏移无线电能传输系统的电路参数和影响系统的效率功率的参数分析如下：
谐振补偿元件均要求选择线圈品质因数Q值高，频率高及损耗低的器件；其补偿电感值及补偿电容值为：
其中，X＝ωGvM，M为耦合线圈互感，为输入直流电压到输出直流电压的总增益；ω＝2πf为系统谐振角频率；α为初级谐振补偿比例，β为补偿比例；Lf为初级补偿网络里的补偿电感；
在逆变器输出端及初级谐振补偿网络间增加由高Q值的电感Lb及电容Cb组成的LC滤波器B，谐振频率fb与逆变器逆变频率f相同，如下：
得到阻抗近似为零的LC滤波器；
次级谐振补偿网络采用串联型补偿拓扑结构，次级补偿元件为电容C3，其电容值为：
其中，L2为次级接收线圈电感，ω＝2πf为系统谐振角频率；
次级谐振补偿网络的自由谐振频率f0与高频逆变器逆变频率f相同；其中，C3为次级谐振补偿电容值；
动态无线电能传输系统谐振网络简化模型如图2所示。由基尔霍夫电压定律KVL可得动态无线电能传输系统谐振网络简化模型的等效电路方程为：
式中，为初级高频逆变器产生的高频交流电压；j表示复数；/>为各回路电流；Z1、Z2及Z3分别为各回路阻抗值：/> 当系统发生谐振时，/>得到Z3＝RL；Lr为初级侧等效电感；
由式(4)可得各回路电流分别为：
由次级映射到初级的映射阻抗为：
则由发射线圈传递到接收线圈的传输功率为：
其中，A＝(ωC1)2[(ωM)2+Z2Z3]；
同时，初级逆变器输出有功功率为：
得到系统传输效率为：
从式(7)和式(9)可以看出，一旦确定系统补偿网络参数及负载参数，影响系统传输功率及效率的影响因素只有耦合线圈间的互感值；当互感发生变化时，会导致次级到初级的映射阻抗及发射线圈电流发生变化，最终对系统传输性能造成影响；
本发明还提供了一种电动汽车动态抗偏移无线电能传输控制方法，通过一种电动汽车动态抗偏移无线电能传输系统实现；其通过采集整流滤波单元输出电压及负载端输出电流，采用基于神经网络的补偿控制算法，实时对输出功率进行调节，从而实现输出功率的稳定。具体为：
步骤1：对负载端输出电流IL及整流滤波单元输出电压Ud进行实时采样，并将采集的输出电流IL与设定的系统输出电流参考值IE进行比较得到电流差e；
步骤2：将电流差e其与负载端输出电流IL、整流滤波单元输出电压Ud以及系统输出电流参考值IE作为神经网络控制器的输入变量，采用基于神经网络的补偿控制算法，对功率开关管占空比进行实时补偿计算，得出功率开关管占空比变化量Δd；
步骤3：得到占空比d驱动功率开关管工作，直到电流差值e小于所设定的最小误差值，从而实现对输出功率的平稳控制。
能量传递到次级接收线圈后，经过一系列处理，通常直接向车载储能电池或直流电机等负载进行能量供给，因此系统输出负载端电压近似恒定。当负载端电压为恒定值时，可将负载端输出电流IL作为传输功率增减的判断条件。如图8所示为基于神经网络的补偿控制系统框图。
为了进一步说明本发明，设计本系统中电气参数为：系统工作频率f＝50kHz，初级发射线圈电感L1＝230μH，次级接收线圈电感L2＝230μH，谐振补偿电感Lr＝30μH，谐振补偿电容C1＝265nF、C2＝43nF及C3＝43nF。
图9所示为系统突然发生偏移，即互感变化时，系统输出电流随时间的变化。当系统互感突然发生变化时，系统迅速对输出电流进行补偿控制，使其保持平稳输出状态。从图中可以看出，其控制过程超调量较小，且能迅速回归稳定状态，有效抑制了电流波动，实现了输出功率的平稳控制，具有较好的控制性能。因此本发明所提出和设计的动态无线电能传输系统在偏移距离不断变化时，可以保证输出功率的稳定，适合电动汽车动态无线电能传输场合。

Claims (1)

1.一种电动汽车动态抗偏移无线电能传输系统，其特征在于，该系统包括铺设于汽车行驶道路下的初级发射部分和车载次级接收部分；
所述初级发射部分由直流电源E、高频逆变器H、LC滤波器B、初级谐振补偿网络CN1、初级发射线圈L1构成；
初级谐振补偿网络CN1由补偿电感Lf、补偿电容C1及C2组成，采用T型结构连接；高频逆变器采用单相全桥逆变器，分为单相全桥逆变电路、功率管缓冲吸收电路、功率器件驱动电路及光耦隔离电路；
初级谐振补偿网络的三个补偿元件为补偿电感Lf、补偿电容C1及C2，补偿电感Lf一端与LC滤波器连接，另一端与补偿电容C2串联；补偿电容C2另一端与发射线圈连接；补偿电容C1一端与补偿电感Lf与补偿电容C2的串联结点连接，另一端与发射线圈连接，即按T型结构连接；
直流电源E与高频逆变器H的输入端相连，高频逆变器H的输出端与LC滤波器B输入端相连，LC滤波器B输出端与初级谐振补偿网络CN1输入端相连，初级谐振补偿网络CN1输出端与初级发射线圈L1输入端相连；
单相全桥逆变电路由4个功率器件及4个续流二极管构成，通过功率器件和续流二极管配合不同的开关作用，使输入直流电转变为高频交流电输出；采用充放电型RCD吸收电路，当功率器件关断时，其两端电压快速上升，为避免电压上升速率过快，消减尖峰电压脉冲，此时并联在功率器件两端的Cs、D1串联电路给电容Cs充电，减小了上升电压和下降电流的重叠，从而降低了功率器件的关断损耗；当功率器件开通时两端电压下降，电路中Rs、Cs向功率器件放电，使其快速导通电流上升速率增加，减小导通时间，从而减小开关损耗；
电容Cs值由初级逆变器输出有功功率确定：
其中，Ic为最大集电极电流，Vce为集电极与发射极电压，tr、tf分别为集电极最大上升时间、最大下降时间；
当功率器件开通时电容Cs需要通过RC回路进行放电，为防止烧坏器件，要求最大放电电流和工作电流之和小于开关管的额定电流；放电时间只要满足下一个周期器件关断时刻来临之前完成放电即可，即不影响下一周期电容充电，根据开关周期时间来确定；
功率器件驱动电路图采用IR公司生产的IR2110驱动芯片，其高端工作电压达500V，工作频率达500KHz；
所述车载次级接收部分包括次级接收线圈L2、次级谐振补偿网络CN2、整流滤波单元D、电阻负载RL、DC/DC变换器、电压检测单元、电流检测单元、DSP控制单元；
次级接收线圈L2输出端与次级谐振补偿网络CN2输入端相连，次级谐振补偿网络CN2输出端与整流滤波单元D输入端相连，整流滤波单元D输出端与电压检测单元输入端相连，电压检测单元输出端与DC/DC变换器输入端相连，DC/DC变换器输出端与电阻负载RL输入端相连，电阻负载RL输出端与电流检测单元输入端相连，电流检测单元输出端与DSP控制单元输入端相连，DSP控制单元输出端与功率器件驱动电路输入端相连，功率器件驱动电路输出端与DC/DC变换器相连；
通过上述一种电动汽车动态抗偏移无线电能传输系统实现的控制方法，具体为：
步骤1：对负载端输出电流IL及整流滤波单元输出电压Ud进行实时采样，并将采集的输出电流IL与设定的系统输出电流参考值IE进行比较得到电流差e；
步骤2：将电流差e其与负载端输出电流IL、整流滤波单元输出电压Ud以及系统输出电流参考值IE作为神经网络控制器的输入变量，采用基于神经网络的补偿控制算法，对功率开关管占空比进行实时补偿计算，得出功率开关管占空比变化量Δd；
步骤3：得到功率开关管占空比d驱动功率开关管工作，直到电流差值e小于所设定的最小误差值，从而实现对输出功率的平稳控制；
电动汽车动态抗偏移无线电能传输系统具体工作流程为：
所述高频逆变器与直流电流相连接，用于将直流输入电压转变为周期性变化的高频交流方波电压；所述LC滤波器与高频逆变器相连，用于将高频交流方波电压中的3次及5次谐波成分滤除；所述方波电压通过初级谐振补偿网络在初级发射线圈上产生高频交流电，高频交流电在空间产生高频交变磁场与次级接收线圈耦合，实现能量的发射；
所述次级接收线圈通过磁场耦合感应产生高频交流电，实现能量接收；所述整流滤波单元将接收到的高频交流电整流为直流电；所述DC/DC变换器对整流输出直流电进行调节，最后供给负载，实现能量的无线传输过程；
次级接收线圈与次级谐振补偿网络相连，通过磁场耦合实现能量的接收；整流滤波单元与次级谐振补偿网络相连，将接收的高频交流电整流为直流电；DC/DC变换器将整流后的直流电进行直-直变换，给负载供电；电流检测单元包括霍尔传感器、光耦隔离电路单元、信号调理电路单元及放大电路单元组成；其中电压检测单元与整流滤波输出端连接，采集输出电压Ud，电流检测单元与负载输出端连接，采集负载端输出电流IL；运行过程中，检测单元由霍尔传感器采集电压及电流信号，采集后的信号通过信号调理电路、放大送入DSP控制单元中DSP的AD端口，DSP经过控制算法计算得出所需的PWM信号，驱动电路根据所得PWM信号控制DC/DC变换器中开关器件的导通和关断，以实现调整输出功率的过程；
电动汽车动态抗偏移无线电能传输系统的电路参数和影响系统的效率功率的参数分析如下：
谐振补偿元件均要求选择线圈品质因数Q值高，频率高及损耗低的器件；其补偿电感值及补偿电容值为：
其中，X＝ωGvM，M为耦合线圈互感，为输入直流电压到输出直流电压的总增益；ω＝2πf为系统谐振角频率；α为初级谐振补偿比例，β为补偿比例；Lf为初级补偿网络里的补偿电感；
在逆变器输出端及初级谐振补偿网络间增加由高Q值的电感Lb及电容Cb组成的LC滤波器B，谐振频率fb与逆变器逆变频率f相同，如下：
得到阻抗近似为零的LC滤波器；
次级谐振补偿网络采用串联型补偿拓扑结构，次级补偿元件为电容C3，其电容值为：
其中，L2为次级接收线圈电感，ω＝2πf为系统谐振角频率；
次级谐振补偿网络的自由谐振频率f0与高频逆变器逆变频率f相同；其中，C3为次级谐振补偿电容值；
动态无线电能传输系统谐振网络由基尔霍夫电压定律KVL得动态无线电能传输系统谐振网络简化模型的等效电路方程为：
式中，为初级高频逆变器产生的高频交流电压；j表示复数；/>为各回路电流；Z1、Z2及Z3分别为各回路阻抗值：/> 当系统发生谐振时，/>得到Z3＝RL；Lr为初级侧等效电感；
由式(4)得各回路电流分别为：
由次级映射到初级的映射阻抗为：
则由发射线圈传递到接收线圈的传输功率为：
其中，A＝(ωC1)2[(ωM)2+Z2Z3]；
同时，初级逆变器输出有功功率为：
得到系统传输效率为：
从式(7)和式(9)看出，一旦确定系统补偿网络参数及负载参数，影响系统传输功率及效率的影响因素只有耦合线圈间的互感值；当互感发生变化时，会导致次级到初级的映射阻抗及发射线圈电流发生变化，最终对系统传输性能造成影响。
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