CN114188929B - 反激dc/dc变换器的恒压输出过压保护电路、方法及开关电源 - Google Patents

反激dc/dc变换器的恒压输出过压保护电路、方法及开关电源 Download PDF

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    • H02H9/00—Emergency protective circuit arrangements for limiting excess current or voltage without disconnection
    • H02H9/04—Emergency protective circuit arrangements for limiting excess current or voltage without disconnection responsive to excess voltage
    • H02H9/042—Emergency protective circuit arrangements for limiting excess current or voltage without disconnection responsive to excess voltage comprising means to limit the absorbed power or indicate damaged over-voltage protection device

Abstract

本发明公开一种反激DC/DC变换器的恒压输出过压保护电路、方法及开关电源，该电路包括感应绕组、整流二极管、感应电压滤波电容、电阻R1、电阻R2、运算放大器、反向二极管、电阻R3以及采样积分电容；感应绕组与整流二极管的阳极端连接；电阻R1与电阻R2串联设置；感应电压滤波电容与整流二极管的阴极端连接；运算放大器的反相端连接于电阻R1与电阻R2之间；运算放大器的同相端接PWM的基准端；运算放大器的输出端与反向二极管的阴极端连接，反向二极管的阳极端与PWM的COMP端连接；电阻R3与采样积分电容C5串联设置。通过控制PWM占空比大小，让输出电压恒定在设定的输出值，既保证负载芯片无烧毁风险，同时芯片可正常工作，提高电源和整个电子系统的可靠性。

Description

反激DC/DC变换器的恒压输出过压保护电路、方法及开关电源
技术领域
本发明属于开关电源领域，涉及一种反激DC/DC变换器的恒压输出过压保护电路、方法及开关电源。
背景技术
开关电源是电子系统中核心供电单元，其可靠性直接决定电子系统的可靠性，当开关电源模块反馈环路出现断开、异常或输出管腿接错时，开关电源可能存在输出电压漂高，导致后级芯片等负载烧毁的现象。此时需关断或降低输出电压来保护电子系统的其他组成部分，目前常用的过压路保护线路及实现方法有两种，一种是直接切断输出电压型，另一种是通过电源使能端关断输出型。
1.切断输出电压实现方式及典型线路
如图1所示，切断输出电压方式实现方法为采样输出电压，与设定基准电压进行比较，当输出电压超过设定过压点时，比较器输出状态翻转，通过继电器或MOS管直接切断输出，实现过压保护。典型线路如图所示，输出电压经电阻R1、R2分压后，与基准电压Z1进行比较，通过R1、R2比例可设定输出过压点，当输出过压时，比较器U1输出状态翻转，输出高电压，VDMOS管M1关断，输出关断。
切断输出电压过压保护方式可以有效保护输出负载，输出直接切断后，负载不能正常工作，电子系统中断工作，在军事、通信、医疗等不允许中断工作的特殊应用领域存在应用限制。同时在输出功率回路串联VDMOS管，由于VMOS管存在导通压降，影响电源转化效率，特别是低压大电流输出情况，电源转换效率降低较多，还要考虑VDMOS管的散热设计，占用体积较大，不利于小型化集成。采用继电器不存在导通压降，但同样存在体积大问题。
2.电源使能端关断输出类型
如图2所示，电源使能端关断输出型过压保护方式一般通过在输出级采样输出电压与设定基准电压进行比较，当输出电压超过设定过压点时，比较器输出状态翻转，通过光电耦合器拉低禁止端，实现过压保护。典型线路如图2所示，输出电压经电阻R1、R2分压后，与基准电压Z1进行比较，通过R1、R2比例可设定输出过压点，当输出过压时，比较器U1输出状态翻转，输出高电压，光电耦合器工作于饱和状态，拉低禁止端，PWM控制器停止工作，输出电压关断。
电源使能端关断输出型过压保护方式同样可以有效保护输出负载，但同样存在输出关断后，负载不能正常工作，电子系统中断工作，在不允许中断工作的特殊应用领域存在应用限制。另一方面通过光电耦合器进行隔离信号传递，由于光电耦合器的辐照敏感特性，在空间、核电站等存在辐照环境间应用时存在可靠性风险。
发明内容
针对现有技术中存在的问题，本发明提供一种反激DC/DC变换器的恒压输出过压保护电路、方法及开关电源，从而当DC/DC变换器控制环路开环、内部元器件异常等引起输出电压漂高时，负载芯片既无烧毁风险，同时芯片可正常工作，提高电源和整个电子系统的可靠性。
本发明是通过以下技术方案来实现：
一种反激DC/DC变换器的恒压输出过压保护电路，包括感应绕组T1-5/T1-6、整流二极管D2、感应电压滤波电容C3、电阻R1、电阻R2、运算放大器U1、反向二极管D3、电阻R3以及采样积分电容C5；
所述感应绕组T1-5/T1-6的一端接地，另一端与所述整流二极管D2的阳极端连接，所述感应绕组T1-5/T1-6与所述反激DC/DC变换器的输出绕组并绕设置；
所述电阻R1与所述电阻R2串联设置，所述电阻R1的自由端与所述整流二极管D2的阴极端连接，所述电阻R2的自由端接地；
所述感应电压滤波电容C3的一端与所述整流二极管D2的阴极端连接，所述感应电压滤波电容C3的另一端接地；
所述运算放大器U1的反相端连接于所述电阻R1与电阻R2之间；所述运算放大器U1的同相端接集成PWM控制器U2的基准端；所述运算放大器U1的电源端接集成PWM控制器U2的VCC端；所述运算放大器U1的输出端与所述反向二极管D3的阴极端连接，所述反向二极管D3的阳极端与集成PWM控制器U2的误差信号输出补偿端连接；
所述电阻R3与所述采样积分电容C5串联设置，所述电阻R3的自由端与所述运算放大器U1的输出端连接，所述采样积分电容C5的自由端与所述运算放大器U1的反相端连接。
优选的，所述电路还包括基准滤波电容C4，所述基准滤波电容C4的一端接所述运算放大器的同相端，所述基准滤波电容C4的另一端接地。
优选的，所述基准滤波电容C4的容值范围为0.1μF～1μF。
优选的，所述整流二极管D2与所述反激DC/DC变换器的输出整流管D1均为肖特基二极管。
优选的，采用上述的保护电路进行过压保护，具体为：设定所述反激DC/DC变换器在过压保护状态下的恒压输出值；
当所述反激DC/DC变换器的输出电压正常时，所述运算放大器U1反相端的输入电压小于所述运算放大器U1同相端的输入电压，所述运算放大器U1的输出端为高电平，集成PWM控制器U2内部的误差放大器正常工作，集成PWM控制器U2的误差信号输出补偿端不受影响，电路正常工作；
当所述反激DC/DC变换器的输出电压过高时，所述运算放大器U1反相端的输入电压不小于所述运算放大器U1同相端的输入电压，所述运算放大器U1的输出端为低电平，集成PWM控制器U2内部的误差放大器处于钳位状态，所述运算放大器U1与集成PWM控制器U2的误差信号输出补偿端导通，所述感应绕组T1-5/T1-6，误差放大器U1以及集成PWM控制器U2内部的脉宽调制电路组成闭环控制回路，所述反激DC/DC变换器以所述恒压输出值恒压输出。
优选的，所述恒压输出值的设置过程如下：
S1：计算所述感应绕组的感应电压：
Figure BDA0003483409250000041
式中，VA为感应绕组T1-5/T1-6的感应电压；NA为感应绕组T1-5/T1-6的匝数，Ns为反激DC/DC变换器的输出绕组的匝数；Vo为反激DC/DC变换器的输出电压；
S2：计算所述运算放大器U1反相端的输入电压：
Figure BDA0003483409250000042
式中，VB为运算放大器U1反相端的输入电压，R1为电阻R1的阻值，R2为电阻R2的阻值；
S2：计算所述恒压输出值：
当VB＞Vref时：
Figure BDA0003483409250000043
式中，Vref为所述集成PWM控制器U2基准端的基准电压，经所述感应绕组T1-5/T1-6，所述误差放大器U1以及集成PWM控制器U2内部的脉宽调制电路组成闭环控制回路的调整后，所述VB＝Vref，
则：
Figure BDA0003483409250000044
当触发过压保护后，所述反激DC/DC变换器的恒压输出值为
Figure BDA0003483409250000051
优选的，当所述反激DC/DC变换器的输出电压过高，触发过压保护后，所述恒压输出值小于所述反激DC/DC变换器额定电压的1.15倍。
一种开关电源，包含权利要求上述的过压保护电路。
与现有技术相比，本发明具有以下有益的技术效果：
一种反激DC/DC变换器的恒压输出过压保护电路，通过设置感应绕组T1-5/T1-6，并将感应绕组T1-5/T1-6与反激DC/DC变换器输出绕组进行并绕，对反激DC/DC变换器的输出电压进行感应，采用整流二极管D2以及感应电压滤波电容C3将方波电压转换为直流电压，采用电阻R1以及电阻R2对感应绕组T1-5/T1-6的感应电压进行分压，分压后输入至运算放大器U1的反相端，并与输入至运算放大器U1同相端的基准电压进行比较，根据比较结果，控制集成PWM控制器U2的连接运行。
进一步的，基准滤波电容C4可以使基准电流更加稳定，使电路的控制更加稳定。
本发明公开一种反激DC/DC变换器的恒压输出过压保护方法，采用反激变压器磁能感应法，利用感应绕组T1-5/T1-6采样输出电压，与集成PWM控制器U2的基准电压进行比较，产生过压误差电压信号，控制PWM控制器U2占空比大小，让输出电压恒定在设定的输出值。应用时可根据负载情况，设置合理的过压保护点，既保证负载芯片无烧毁风险，同时芯片可正常工作，提高电源和整个电子系统的可靠性。有效解决了常用过压保护电路需关断电源输出电压，输出电压关断后负载芯片不能正常工作，导致系统整体停止工作的问题。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，应当理解，以下附图仅示出了本发明的某些实施例，因此不应被看作是对范围的限定，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他相关的附图。
图1为现有技术中切断输出电压方式的电路；
图2为现有技术中电源使能端关断输出类型的电路；
图3为本发明中的恒压输出过压保护电路；
图4为电流型PWM控制器原理框图；
图5为本发明中的恒压输出过压保护电路在开关电源中的应用电路图；
图6为本发明实施例2中电路内部关键点测试波形图。
具体实施方式
为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。通常在此处附图中描述和示出的本发明实施例的组件可以以各种不同的配置来布置和设计。
因此，以下对在附图中提供的本发明的实施例的详细描述并非旨在限制要求保护的本发明的范围，而是仅仅表示本发明的选定实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
应注意到：相似的标号和字母在下面的附图中表示类似项，因此，一旦某一项在一个附图中被定义，则在随后的附图中不需要对其进行进一步定义和解释。
在本发明实施例的描述中，需要说明的是，若出现术语“上”、“下”、“水平”、“内”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，或者是该发明产品使用时惯常摆放的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明的限制。此外，术语“第一”、“第二”等仅用于区分描述，而不能理解为指示或暗示相对重要性。
在本发明实施例的描述中，还需要说明的是，除非另有明确的规定和限定，若出现术语“设置”、“安装”、“相连”、“连接”应做广义理解，例如，可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或一体地连接；可以是机械连接，也可以是电连接；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，可以是两个元件内部的连通。对于本领域的普通技术人员而言，可以根据具体情况理解上述术语在本发明中的具体含义。
下面结合附图对本发明做进一步详细描述：
实施例1
如图3所示，一种反激DC/DC变换器的恒压输出过压保护电路，包括感应绕组T1-5/T1-6、整流二极管D2、感应电压滤波电容C3、电阻R1、电阻R2、运算放大器U1、反向二极管D3、电阻R3以及采样积分电容C5。
感应绕组T1-5/T1-6的一端接地，另一端与整流二极管D2的阳极端连接；其中感应绕组T1-5/T1-6与反激DC/DC变换器的输出绕组并绕设置，根据变压器磁能感应原理，感应绕组T1-5/T1-6整流后电压与反激DC/DC变换器输出电压相同，感应绕组T1-5/T1-6电压完全反映DC/DC变换器输出电压。
电阻R1与电阻R2串联设置，电阻R1的自由端与整流二极管D2的阴极端连接，电阻R2的自由端接地；电阻R1与电阻R2用于对反激DC/DC变换器的输出电压Vo进行分压，并将比较电压VB输入至运算放大器U1的反相端。
感应电压滤波电容C3的一端与整流二极管D2的阴极端连接，感应电压滤波电容C3的另一端接地；感应绕组T1-5/T1-6的感应电压经过D2、C3整流滤波为直流电压。
运算放大器U1的同相端，即端口01，接集成PWM控制器U2的基准端，该基准端的电压为基准电压，即参考电压，表示为Vref。该参考电压Vref传入运算放大器U1之前，经过基准滤波电容C4的滤波处理。该基准滤波电容C4的容值范围为0.1μF～1μF。运算放大器U1的电源端，即端口02，接集成PWM控制器U2的VCC端，和集成PWM控制器U2共用输入级内部供电。运算放大器U1的输出端，即端口03，与反向二极管D3的阴极端连接，反向二极管D3的阳极端与集成PWM控制器U2的误差信号输出补偿端，即COMP端，连接；
电阻R3与采样积分电容C5串联设置，电阻R3的自由端与运算放大器U1的输出端连接，采样积分电容C5的自由端与运算放大器U1的反相端连接。整流二极管D2与反激DC/DC变换器的输出整流管D1均为肖特基二极管。
该过压保护电路的工作过程为：
设定反激DC/DC变换器在过压保护状态下的恒压输出值；
上述恒压输出值的设定过程如下：
S1：计算所述感应绕组的感应电压：
Figure BDA0003483409250000081
式中，VA为感应绕组T1-5/T1-6的感应电压，即A点电压；NA为感应绕组T1-5/T1-6的匝数，Ns为反激DC/DC变换器的输出绕组的匝数；Vo为反激DC/DC变换器的输出电压；
S2：计算所述运算放大器U1反相端的输入电压，即比较电压：
Figure BDA0003483409250000082
式中，VB为运算放大器U1反相端的输入电压，即B点电压，R1为电阻R1的阻值，R2为电阻R2的阻值；
S2：计算过压保护状态下的恒压输出值：
当VB＞Vref时，触发过压保护，即：
Figure BDA0003483409250000083
式中，Vref为所述集成PWM控制器U2基准端的基准电压，经所述感应绕组T1-5/T1-6，所述误差放大器U1以及所述集成PWM控制器U2内部的脉宽调制电路组成闭环控制回路的调整后，所述VB＝Vref，
则：
Figure BDA0003483409250000091
当触发过压保护后，反激DC/DC变换器的输出电压可钳位至
Figure BDA0003483409250000092
当反激DC/DC变换器的输出电压正常时，运算放大器U1反相端的输入电压，即比较电压VB小于运算放大器U1同相端的输入电压，即参考电压Vref，此时运算放大器U1输出高电平，集成PWM控制器U2内部的误差放大器正常工作，集成PWM控制器U2的误差信号输出补偿端不受影响，电路正常工作；
当反激DC/DC变换器的输出电压过高时，集成PWM控制器U2内部的误差放大器输出高电平，感应绕组T1-5/T1-6的感应电压升高，输入至运算放大器U1的反相端的电压，即对比电压VB也相应快速升高，运算放大器U1输出电平翻转，反向二极管D3导通，集成PWM控制器U2内部的误差放大器工作于线性放大状态。运算放大器U1与集成PWM控制器U2内部的误差放大器输出端短接，此时运算放大器U1接替集成PWM控制器U2内部的误差放大器工作，形成新的闭环控制回路，稳定感应电压和反激DC/DC变换器的输出电压，经过闭环控制回路调整后，最终输入至运算放大器U1的反相端的电压与集成PWM控制器U2基准端的基准电压基本相同。
如图4所示，为电流型PWM控制器U2原理框图。运算放大器U1通过反向二极管D2将集成PWM控制器U2的误差信号输出补偿端的电平拉低、钳位至固定电平，集成PWM控制器U2输出恒定占空比，反激DC/DC变换器的传输能量恒定，从而使反激DC/DC模块输出电压钳位至设定的恒压输出值，即，
Figure BDA0003483409250000093
保持恒定输出。
通过上述过程，不仅实现了过压保护，且输出电压钳位至设定电平，保持了恒压输出，有效解决了常用过压保护电路需关断电源输出电压，输出电压关断后负载芯片不能正常工作，导致系统整体停止工作的问题。改进了现有过压保护线路关断输出电压、增加损耗、应用领域限制等劣势，可以广泛应用于航空、航天、通信、医疗等高可靠领域。
本发明通过试验进行了效果验证。将其应用于DC/DC变换器中，输入电压28V，输出电压12V，输出电流2.5A，采用过压保护线路，可实现将输出电压钳位至13.5V直流电平，实现过压保护功能，输出电压未超过额定电压的1.15倍，不影响后级负载芯片的正常工作和电子系统稳定工作。应用了本发明后，当DC/DC变换器控制环路开环引起输出过压持续升高时，DC/DC变换器及所带负载芯片得到有效保护，同时负载芯片及电子系统正常工作。
如图5所示，为本发明精确恒压型输出过压保护线路应用到开关电源的线路。在功率变压器绕组中增加一组感应绕组T1-5/T1-6，感应绕组T1-5/T1-6与变压器的输出绕组并绕，感应绕组的感应电压经D2整流器、C3滤波器后得到感应电压VA，D2应选用与输出整流管D1相同类型的肖特基二极管，C3应选用合适的容值和电压保证VA电压平稳，VA电压与DC/DC变换器输出为比例关系。U1为运算放大器，其同相端接基准Vref，VA电压经R1、R2分压后接U1反相端，C4为基准滤波电容，容值范围为0.1μF～1μF。R3、C5为积分、补偿网络，运算放大器U1的输出通过二极管D3接集成PWM控制器的误差信号输出补偿端。
本发明还公开一种开关电源，包含有本发明中的过压保护电路。
实施例2
将该发明线路及方法应用于输入电压20～50V，输出电压12V，输出电流2.5A，输出功率为30W的DC/DC变换器中，具体线路如图5所示。感应绕组T1-5/T1-6，与输出绕组并饶，运算放大器U1采用运算放大器F158，运算放大器U1同相端接集成PWM控制器U2的基准管脚，运算放大器U1电源端集成PWM控制器U2的VCC端，运算放大器U1输出端通过二极管D3接集成PWM控制器U2的COMP端。
当DC/DC变换器控制环路开环故障后，过压保护线路内部关键节点实测波形如图6所示。通道1为DC/DC输出电压波形，通道2为感应绕组整流后A点电压波形，通道3为运算放大器U1输出端波形。正常工作时，感应绕组A点电压输出正常，运算运算放大器U1反相端电压低于同相端电压，误差放大器U1输出端高电平，二极管D3反向截止，对DC/DC变换器工作无影响；DC/DC变换器控制环路开环故障后，感应绕组A点电压升高，运算放大器U1工作于线性放大状态，输出O点电压翻转，由于闭环控制作用，COMP端钳位至2.7V左右，此时PWM控制器U2占空比约为43％，DC/DC输出电压稳定于设定过压保护点13.5V左右，实现了精确恒压保护。
以上仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (8)

1.一种反激DC/DC变换器的恒压输出过压保护电路，其特征在于，包括感应绕组T1-5/T1-6、整流二极管D2、感应电压滤波电容C3、电阻R1、电阻R2、运算放大器U1、反向二极管D3、电阻R3以及采样积分电容C5；
所述感应绕组T1-5/T1-6的一端接地，另一端与所述整流二极管D2的阳极端连接，所述感应绕组T1-5/T1-6与所述反激DC/DC变换器的输出绕组并绕设置；
所述电阻R1与所述电阻R2串联设置，所述电阻R1的自由端与所述整流二极管D2的阴极端连接，所述电阻R2的自由端接地；
所述感应电压滤波电容C3的一端与所述整流二极管D2的阴极端连接，所述感应电压滤波电容C3的另一端接地；
所述运算放大器U1的反相端连接于所述电阻R1与电阻R2之间；所述运算放大器U1的同相端接集成PWM控制器U2的基准端；所述运算放大器U1的电源端接集成PWM控制器U2的VCC端；所述运算放大器U1的输出端与所述反向二极管D3的阴极端连接，所述反向二极管D3的阳极端与集成PWM控制器U2的误差信号输出补偿端连接；
所述电阻R3与所述采样积分电容C5串联设置，所述电阻R3的自由端与所述运算放大器U1的输出端连接，所述采样积分电容C5的自由端与所述运算放大器U1的反相端连接。
2.根据权利要求1所述的一种反激DC/DC变换器的恒压输出过压保护电路，其特征在于，所述电路还包括基准滤波电容C4，所述基准滤波电容C4的一端接所述运算放大器的同相端，所述基准滤波电容C4的另一端接地。
3.根据权利要求2所述的一种反激DC/DC变换器的恒压输出过压保护电路，其特征在于，所述基准滤波电容C4的容值范围为0.1μF～1μF。
4.根据权利要求1所述的一种反激DC/DC变换器的恒压输出过压保护电路，其特征在于，所述整流二极管D2与所述反激DC/DC变换器的输出整流管D1均为肖特基二极管。
5.一种反激DC/DC变换器的恒压输出过压保护方法，其特征在于，采用权利要求1-4任一项所述的保护电路进行过压保护，具体为：设定所述反激DC/DC变换器在过压保护状态下的恒压输出值；
当所述反激DC/DC变换器的输出电压正常时，所述运算放大器U1反相端的输入电压小于所述运算放大器U1同相端的输入电压，所述运算放大器U1的输出端为高电平，集成PWM控制器U2内部的误差放大器正常工作，集成PWM控制器U2的误差信号输出补偿端不受影响，电路正常工作；
当所述反激DC/DC变换器的输出电压过高时，所述运算放大器U1反相端的输入电压不小于所述运算放大器U1同相端的输入电压，所述运算放大器U1的输出端为低电平，集成PWM控制器U2内部的误差放大器处于钳位状态，所述运算放大器U1与集成PWM控制器U2的误差信号输出补偿端导通，所述感应绕组T1-5/T1-6，误差放大器U1以及集成PWM控制器U2内部的脉宽调制电路组成闭环控制回路，所述反激DC/DC变换器以所述恒压输出值恒压输出。
6.根据权利要求5所述的一种反激DC/DC变换器的恒压输出过压保护方法，其特征在于，所述恒压输出值的设置过程如下：
S1：计算所述感应绕组的感应电压：
Figure FDA0003483409240000021
式中，VA为感应绕组T1-5/T1-6的感应电压；NA为感应绕组T1-5/T1-6的匝数，Ns为反激DC/DC变换器的输出绕组的匝数；Vo为反激DC/DC变换器的输出电压；
S2：计算所述运算放大器U1反相端的输入电压：
Figure FDA0003483409240000022
式中，VB为运算放大器U1反相端的输入电压，R1为电阻R1的阻值，R2为电阻R2的阻值；
S2：计算所述恒压输出值：
当VB＞Vref时：
Figure FDA0003483409240000031
式中，Vref为所述集成PWM控制器U2基准端的基准电压，经所述感应绕组T1-5/T1-6，所述误差放大器U1以及集成PWM控制器U2内部的脉宽调制电路组成闭环控制回路的调整后，所述VB＝Vref，
则：
Figure FDA0003483409240000032
当触发过压保护后，所述反激DC/DC变换器的恒压输出值为
Figure FDA0003483409240000033
7.根据权利要求5所述的一种反激DC/DC变换器的恒压输出过压保护方法，其特征在于，当所述反激DC/DC变换器的输出电压过高，触发过压保护后，所述恒压输出值小于所述反激DC/DC变换器额定电压的1.15倍。
8.一种开关电源，其特征在于，包含权利要求1-4中任一项所述的过压保护电路。
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