CN114123881B - 一种电机位置估计方法、电机控制方法和设备 - Google Patents
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Abstract
本发明实施例提供一种电机位置估计方法、电机控制方法和设备，该方法包括：获取所述电机的三相电流ia、ib、ic；基于所述三相电流ia、ib、ic获取两相静止坐标系下的电流iα、电流iβ、电压uα和电压uβ；基于所述电流iα、所述电流iβ、所述电压uα和所述电压uβ利用有限时间扩张状态观测器估计出所述电机的反电动势eα和反电动势eβ；基于所述反电动势eα和所述反电动势eβ获取电机转子的位置。本发明通过有限时间扩张状态观测器对反电动势进行计算，能减小位置观测的延迟，提升系统的动态性能，并提高电机的位置估计精度。
Description
技术领域
本发明实施例涉及电机控制技术领域，特别涉及一种电机位置估计方法、电机控制方法和设备。
背景技术
永磁同步电机是一种常用的三相同步交流电机，具有高效率、高功率密度等特点。传统的永磁同步电机调速控制需要使用编码器进行位置和转速计算。但是，一些场合由于编码器的存在会降低整个电机控制系统的可靠性。因此，基于无编码器的开环位置估计方法得以在永磁同步电机控制系统中使用。
然而，现有技术中在使用观测器估算转子位置时，位置估计精度较低。
发明内容
本发明实施例的目的是提供一种电机位置估计方法、电机控制方法和设备，能提高电机的位置估计精度。
第一方面，本发明实施方式采用的一个技术方案是提供一种电机位置估计方法，包括：获取所述电机的三相电流ia、ib、ic；基于所述三相电流ia、ib、ic获取两相静止坐标系下的电流iα、电流iβ、电压uα和电压uβ；基于所述电流iα、所述电流iβ、所述电压uα和所述电压uβ利用有限时间扩张状态观测器估计出所述电机的反电动势eα和反电动势eβ；基于所述反电动势eα和所述反电动势eβ获取电机转子的位置。
在一些实施例中，所述有限时间扩张状态观测器中非线性函数的表达式如下：
其中，k1是调节系数，e1是所述有限时间扩张状态观测器的观测误差。
在一些实施例中，所述方法还包括：基于所述电机转子的位置获得当前控制周期的电机转速。
在一些实施例中，所述基于所述三相电流ia、ib、ic获取两相静止坐标系下的电流iα、电流iβ、电压uα和电压uβ，包括：对所述三相电流ia、ib、ic进行Clark变换，获得所述电流iα和所述电流iβ；对所述电流iα和所述电流iβ进行Park变换，获得电流id和电流iq；基于所述电流id和d轴电流指令利用PI控制器进行闭环调节，获得电压ud；基于所述电流iq和q轴电流指令利用PI控制器进行闭环调节，获得电压uq；对所述电压ud和所述电压uq分别进行反Park变换，获得所述电压uα和所述电压uβ。
在一些实施例中，所述方法还包括：基于电机转速指令和上一控制周期的电机转速、利用PI控制器进行闭环调节，获得所述q轴电流指令。
第二方面，本发明实施例还提供一种电机控制方法，包括：获取所述电机的三相电流ia、ib、ic；基于所述三相电流ia、ib、ic获取两相静止坐标系下的电流iα、电流iβ、电压uα和电压uβ；基于所述电压uα和所述电压uβ获得脉宽调制控制信号，并基于所述脉宽调制控制信号控制逆变器，以使所述逆变器控制所述电机的三相电流；基于所述电流iα、所述电流iβ、所述电压uα和所述电压uβ利用有限时间扩张状态观测器估计出所述电机的反电动势eα和反电动势eβ；基于所述反电动势eα和所述反电动势eβ获取电机转子的位置；基于所述电机转子的位置获得当前控制周期的电机转速。
在一些实施例中，所述有限时间扩张状态观测器中非线性函数的表达式如下：
其中，k1是调节系数，e1是所述有限时间扩张状态观测器的观测误差。
在一些实施例中，所述基于所述三相电流ia、ib、ic获取两相静止坐标系下的电流iα、电流iβ、电压uα和电压uβ，包括：对所述三相电流ia、ib、ic进行Clark变换，获得所述电流iα和所述电流iα；对所述电流iα和所述电流iβ进行Park变换，获得电流id和电流iq；基于电机转速指令和上一控制周期的电机转速、利用PI控制器进行闭环调节，获得q轴电流指令；基于所述电流id和d轴电流指令利用PI控制器进行闭环调节，获得电压ud；基于所述电流iq和所述q轴电流指令利用PI控制器进行闭环调节，获得电压uq；对所述电压ud和所述电压uq分别进行反Park变换，获得所述电压uα和所述电压uβ。
第三方面，本发明实施例还提供一种电机控制设备，包括：至少一个处理器；以及，与所述至少一个处理器通信连接的存储器；其中，所述存储器存储有可被所述至少一个处理器执行的指令，所述指令被所述至少一个处理器执行，以使所述至少一个处理器能够执行如第一方面或第二方面所述的方法。
第四方面，本发明实施例还提供一种计算机可读存储介质，所述计算机可读存储介质存储有计算机可执行指令，所述计算机可执行指令用于使计算机执行如第一方面或第二方面所述的方法。
第五方面，本发明实施例还提供了一种计算机程序产品，所述计算机程序产品包括存储在计算机可读存储介质上的计算机程序，所述计算机程序包括程序指令，当所述程序指令被计算机执行时，使所述计算机执行如第一方面或第二方面所述的方法。
与现有技术相比，本发明的有益效果是：区别于现有技术的情况，本发明实施例提供一种电机位置估计方法、电机控制方法和设备，该方法包括：获取所述电机的三相电流ia、ib、ic；基于所述三相电流ia、ib、ic获取两相静止坐标系下的电流iα、电流iβ、电压uα和电压uβ；基于所述电流iα、所述电流iβ、所述电压uα和所述电压uβ利用有限时间扩张状态观测器估计出所述电机的反电动势eα和反电动势eβ；基于所述反电动势eα和所述反电动势eβ获取电机转子的位置。本发明通过有限时间扩张状态观测器对反电动势进行计算，能减小位置观测的延迟，提升系统的动态性能，并提高电机的位置估计精度。
附图说明
一个或多个实施例中通过与之对应的附图中的图片进行示例性说明，这些示例性说明并不构成对实施例的限定，附图中具有相同参考数字标号的元件/模块和步骤表示为类似的元件/模块和步骤，除非有特别申明，附图中的图不构成比例限制。
图1是是本发明实施例提供的一种电机控制系统的结构框图示意图；
图2是本发明实施例提供的一种电机位置估计方法的流程图；
图3是图2中步骤S20的一种流程图；
图4是本发明实施例提供的一种电机控制系统框图；
图5是本发明实施例提供的一种非线性函数的结构框图；
图6是本发明实施例提供的一种电机控制模型示意图；
图7是本发明实施例提供的另一种电机位置估计方法的流程图；
图8是图3中步骤S24的一种流程图；
图9是本发明实施例提供的一种电机控制方法的流程图；
图10是图9中步骤S200的一种流程图；
图11是本发明实施例提供的一种电机控制设备的结构框图。
具体实施方式
下面结合具体实施例对本发明进行详细说明。以下实施例将有助于本领域的技术人员进一步理解本发明，但不以任何形式限制本发明。应当指出的是，对本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变形和改进。这些都属于本发明的保护范围。
为了便于理解本申请，下面结合附图和具体实施例，对本申请进行更详细的说明。除非另有定义，本说明书所使用的所有的技术和科学术语与属于本申请的技术领域的技术人员通常理解的含义相同。在本申请的说明书中所使用的术语只是为了描述具体的实施例的目的，不是用于限制本申请。本说明书所使用的术语“和/或”包括一个或多个相关的所列项目的任意的和所有的组合。
需要说明的是，如果不冲突，本发明实施例中的各个特征可以相互结合，均在本申请的保护范围之内。另外，虽然在装置示意图中进行了功能模块划分，但是在某些情况下，可以以不同于装置中的模块划分。此外，本文所采用的“第一”、“第二”等字样并不对数据和执行次序进行限定，仅是对功能和作用基本相同的相同项或相似项进行区分。
请参阅图1，本发明实施例提供一种无传感器的电机控制系统，系统100包括永磁同步电机10、电机控制设备20、逆变器30，其中，电机控制设备20分别连接永磁同步电机10和逆变器30的控制端，逆变器30的输入端连接交流电源200，逆变器30的输出端三相连接永磁同步电机10，电机控制设备20用于控制永磁同步电机10和逆变器20运行。
具体的，永磁同步电机10是一种常用的三相同步交流电机，由永磁体作为转子产生同步旋转磁场,三相定子绕组在旋转磁场作用下通过电枢反应，感应三相对称电流。其中，永磁同步电机根据结构可分为表贴式永磁同步电机和内置式永磁同步电机。在本发明实施例中，永磁同步电机10包括但不限于是表贴式永磁同步电机或内置式永磁同步电机中的一种。在其他实施例中，永磁同步电机10还可以是其他能完成无感控制的电机，均在本发明实施例的保护范围。
无感永磁同步电机在调速控制时，常常使用基于无速度传感器的开环永磁同步电机位置估计算法对电子转子的位置进行估计，然后在得到电机转子位置后，再对电机转速进行控制，实现电机的转速、电流双闭环的控制。
本发明实施例还提供一种电机位置估计方法，能够提高电机位置的估计精度，请参阅图2，该方法包括：
步骤S10：获取所述电机的三相电流ia、ib、ic；
具体的，在一些实施例中，逆变器与电机之间设置有电流采集单元，该电流采集单元可用于自动采样电机在运行时的三相定子电流ia、ib、ic，例如，可使用电流传感器进行采集三相定子电流并将三相定子电流发送至电机控制设备。或者，在另一些实施例中，逆变器可用于根据U相、V相及W相的电压信号得到控制电机的定子三相对称绕组的实际驱动电流ia、ib、ic。实际应用中，相电流ic还可以通过基尔霍夫原理计算获得。
步骤S20：基于所述三相电流ia、ib、ic获取两相静止坐标系下的电流iα、电流iβ、电压uα和电压uβ；
通过对三相电流进行坐标变换后，可得到电流iα、电流iβ、电压uα和电压uβ。
具体的，在其中一些实施例中，请参阅图3，所述步骤S20包括：
步骤S21：对所述三相电流ia、ib、ic进行Clark变换，获得所述电流iα和所述电流iβ；
步骤S22：对所述电流iα和所述电流iβ进行Park变换，获得电流id和电流iq；
步骤S23：基于所述电流id和d轴电流指令利用PI控制器进行闭环调节，获得电压ud；
步骤S24：基于所述电流iq和q轴电流指令利用PI控制器进行闭环调节，获得电压uq；
步骤S25：对所述电压ud和所述电压uq分别进行反Park变换，获得所述电压uα和所述电压uβ。
其中，PI控制器可对闭环控制中的误差信号进行响应，并对控制量进行调节，以获得期望的系统响应。所述PI控制环包括减法器及积分分离PI调节器。被控参数可以是任意可测系统量，例如转速、转矩或磁通。具体的，请参阅图4，先根据以下公式对三相电流ia、ib、ic进行Clark变换，得到α相电流iα和β相电流iβ：
其中，k表示坐标变换系数常量。
然后，请继续参阅图4，对电流iα和电流iβ进行Park变换后，可得两相旋转坐标系下的电流id和电流iq；接着，将电流id和电流iq输出至双闭环模块；在该双闭环模块中，电流id和d轴电流指令idref做差后输入至一个PI控制器中，然后PI控制器可计算得到d轴电压ud；同时，电流iq和q轴电流指令iqref做差后输入至另一个PI控制器，该PI控制器可计算得到q轴电压uq；最后，可通过以下公式对电压ud和电压uq进行反Park变换，得到α相电压uα和β相电压uβ：
其中，θ为当前周期的转子位置。在另一些实施例中，θ可以为上一周期的转子位置。实际应用中，d轴电流指令idref可以设置为0。
步骤S30：基于所述电流iα、所述电流iβ、所述电压uα和所述电压uβ利用有限时间扩张状态观测器估计出所述电机的反电动势eα和反电动势eβ；
具体的，有限时间扩张状态观测器将系统中的未知量等效为一个状态变量，然后通过有限时间扩张状态观测器获取等效的状态变量。示例性的，将反电动势以及其他系统的未知扰动作为等效的状态变量，从而可利用有限时间扩张状态观测器得到电机的反电动势势eα和反电动势eβ，并且在估计反电动势时进行快速收敛。
步骤S40：基于所述反电动势eα和所述反电动势eβ获取电机转子的位置。
具体的，两个正交化的反电动势eα、反电动势eβ、电机角速度ω、电机角度θ和电机永磁磁链ψf具有如下关系：
那么，可以通过反正切函数提取电机的角度θ，从而得到电机转子的位置信息。
首先，本发明实施例采用有限时间扩张状态观测器进行电机位置估计，去除了编码器，提高了系统的可靠性，降低了系统成本。另外，在需要频繁调速的场合时，传统的基于扩张状态观测器的进行电机位置估计方法动态性能不佳、且估计值收敛时间太长容易造成系统发散，而本发明实施例通过引入有限时间扩张状态观测器估计电机位置，在估计电机位置时对反电动势进行估计、并且实现快速收敛，不仅可以提高位置估计精度，而且该方法在需要频繁调速的场合加快估计值收敛时间，动态性能较佳，减小位置观测的延迟，提高电机的位置估计精度。最后，本发明实施例的电机位置估计方法中，去除了传统基于扩张状态观测器开环位置估计算法中的滤波器，有效降低了滤波器带来的相位延迟和幅值衰减问题。
在其中一些实施例中，所述有限时间扩张状态观测器中非线性函数的表达式如下：
其中，k1是调节系数，e1是所述有限时间扩张状态观测器的观测误差。
首先，可以根据已知的电机参数建立电机电压方程如下式1所示：
其中，是电流iα的微分；/>是电流iβ的微分；R是定子电阻；L是定子电感；eα、eβ分别是两相静止坐标系下的反电动势；d1、d2分别是两相静止坐标系下的未知扰动。未知扰动可以是噪声引起的电流波动、逆变器的非线性等因素。
然后，对上式1进行替换成下式2：
其中，
然后，根据式2建立的电机电压方程，构造如下的有限时间扩张状态观测器，该有限时间扩张状态观测器表达式如下：
其中，z1，z2分别是观测器设计时所使用的状态量，h1是非线性函数fal1(·)的增益系数，h2是非线性函数fal2(·)的增益系数。在本发明实施例中，z1是电流，z2是反电动势。
然后，请参阅图5，对非线性函数进行如下构建：
其中，k1是调节系数，e1是所述有限时间扩张状态观测器的观测误差。具体的，请继续参阅图5，e1＝iα1-iα，或者，e1＝iβ1-iβ，iα1为估计的电流iα，iβ1为估计的电流iβ。
接着，请参阅图6，要使实际的电机模型1和本发明实施例提供的控制器中的电机模型2的输出相等，即保证x和z1相等，那么有fal1(·)＝0，但由于z2是通过积分获取得到的，即使x和z1相等，本发明实施例提供的控制器中的电机模型2也能输出z2，那么，将为0的非线性部分进行省略，则可以得到两个模型的等效部分为反电动势，也即等效为z2，因此，反电动势为：
则有：
应注意的是，在计算反电动势eα和eβ时，h2包含积分作用。
可见，在本发明实施例中提供的电机位置估计方法中，采用有限时间扩张状态观测器进行位置开环永磁同步电机位置估计，计算反电动势时实现快速收敛，加快反电动势观测，减小位置观测的延迟，提高系统的稳定性，在需要频繁加减速的场合能有效提高系统的动态性能。
在其中一些实施例中，请参阅图7，所述方法还包括：
步骤S50：基于所述电机转子的位置获得当前控制周期的电机转速。
具体的，在得到反电动势eα和反电动势eβ后，通过反正切函数提取电机转子的角度，然后，在根据电机转子的角度得到电机的角速度，从而可以得到当前控制周期的电机位置和电机转速。示例性的，电机转子的角度和角速度可根据以下公式计算得到：
在得到电机转子的角度θ和角速度ω后，即可获得电机转子的位置和速度，后续再将获取的转子位置输出至双闭环模块中继续用于坐标变换，以及将估计的转速进行反馈，从而可以更好地调控电机。
在其中一些实施例中，请参阅图8，所述步骤S24还包括：
步骤S241：基于电机转速指令和上一控制周期的电机转速、利用PI控制器进行闭环调节，获得所述q轴电流指令。
具体的，在该双闭环模块中，请参阅图4，电机转速指令ωref和上一控制周期的电机转速输入至一个PI控制器，该PI控制器可计算输出q轴电流指令iqref。为了提高计算的精度，在另一些实施例中，在双闭环模块中，请继续参阅图4，电机转速指令ωref和当前控制周期的电机转速ω输入至一个PI控制器，该PI控制器可计算输出q轴电流指令iqref。
第二方面，本发明实施例还提供一种电机控制方法，请参阅图9，包括：
步骤S100：获取所述电机的三相电流ia、ib、ic；
具体的，在一些实施例中，逆变器与电机之间设置有电流采集单元，该电流采集单元可用于自动采样电机在运行时的三相定子电流ia、ib、ic，例如，可使用电流传感器进行采集三相定子电流并将三相定子电流发送至电机控制设备。或者，在另一些实施例中，逆变器可用于根据U相、V相及W相的电压信号得到控制电机的定子三相对称绕组的实际驱动电流ia、ib、ic。实际应用中，相电流ic还可以通过基尔霍夫原理计算获得。
步骤S200：基于所述三相电流ia、ib、ic获取两相静止坐标系下的电流iα、电流iβ、电压uα和电压uβ；
通过对三相电流进行坐标变换后，可得到电流iα、电流iβ、电压uα和电压uβ。
具体的，在其中一些实施例中，请参阅图10，所述步骤S200包括：
步骤S210：对所述三相电流ia、ib、ic进行Clark变换，获得所述电流iα和所述电流iα；
步骤S220：对所述电流iα和所述电流iβ进行Park变换，获得电流id和电流iq；
步骤S230：基于电机转速指令和上一控制周期的电机转速、利用PI控制器进行闭环调节，获得q轴电流指令；
步骤S240：基于所述电流id和d轴电流指令利用PI控制器进行闭环调节，获得电压ud；
步骤S250：基于所述电流iq和所述q轴电流指令利用PI控制器进行闭环调节，获得电压uq；
步骤S260：对所述电压ud和所述电压uq分别进行反Park变换，获得所述电压uα和所述电压uβ。
其中，PI控制器可对闭环控制中的误差信号进行响应，并对控制量进行调节，以获得期望的系统响应。所述PI控制环包括减法器及积分分离PI调节器。被控参数可以是任意可测系统量，例如转速、转矩或磁通。
具体的，先根据以下公式对三相电流ia、ib、ic进行Clark变换，得到α相电流iα和β相电流iβ：
其中，k表示坐标变换系数常量。
然后，请参阅图4，对电流iα和电流iβ进行Park变换后，可得两相旋转坐标系下的电流id和电流iq；接着，将电流id输出至双闭环模块；在该双闭环模块中，电机转速指令ωref和上一控制周期的电机转速输入至一个PI控制器，该PI控制器可计算输出q轴电流指令iqref。电流iq和q轴电流指令iqref做差后输入至另一个PI控制器，该PI控制器根据电流iq和q轴电流指令iqref计算得到q轴电压uq，电流id和d轴电流指令idref做差后输入至再一个PI控制器中，该PI控制器根据电流id和d轴电流指令idref计算得到d轴电压ud；最后，可通过以下公式对电压ud和电压uq进行反Park变换，得到α相电压uα和β相电压uβ：
其中，θ为上一周期的转子位置。在另一些实施例中，该θ可以为当前周期的转子位置。实际应用中，d轴电流指令idref可设定为0。
为了提高计算的精度，在另一些实施例中，在双闭环模块中，请继续参阅图4，电机转速指令ωref和当前控制周期的电机转速ω输入至一个PI控制器，该PI控制器可计算输出q轴电流指令iqref。
步骤S300：基于所述电压uα和所述电压uβ获得脉宽调制控制信号，并基于所述脉宽调制控制信号控制逆变器，以使所述逆变器控制所述电机的三相电流；
具体的，请参阅图4，可以采用SVPWM调制器对定子二相静止坐标系下的α相参考电压uα和β相参考电压uβ进行处理，得到SVPWM脉冲宽度，从而生成脉冲信号并输出至逆变器，从而使逆变器根据脉冲信号控制电机的三相电流，从而控制电机的转速。
步骤S400：基于所述电流iα、所述电流iβ、所述电压uα和所述电压uβ利用有限时间扩张状态观测器估计出所述电机的反电动势eα和反电动势eβ；
具体的，有限时间扩张状态观测器将系统中的未知量等效为一个状态变量，然后通过有限时间扩张状态观测器获取等效的状态变量。示例性的，将反电动势以及其他系统的未知扰动作为等效的状态变量，从而可利用有限时间扩张状态观测器得到电机的反电动势势eα和反电动势eβ，并且在估计反电动势时进行快速收敛。
步骤S500：基于所述反电动势eα和所述反电动势eβ获取电机转子的位置；
具体的，两个正交化的反电动势eα、反电动势eβ、电机角速度ω、电机角度θ和电机永磁磁链ψf具有如下关系：
那么，可以通过反正切函数提取电机的角度θ，从而得到电机转子的位置信息。
步骤S600：基于所述电机转子的位置获得当前控制周期的电机转速。
具体的，在得到反电动势eα和反电动势eβ后，通过反正切函数提取电机转子的角度，然后，在根据电机转子的角度得到电机的角速度，从而可以得到当前控制周期的电机位置和电机转速。示例性的，电机转子的角度和角速度可根据以下公式计算得到：
在得到电机转子的角度θ和角速度ω后，即可获得电机转子的位置和速度，后续再将获取的转子位置输出至双闭环模块中继续用于坐标变换，以及将估计的转速进行反馈，从而可以更好地调控电机。
首先，本发明实施例采用有限时间扩张状态观测器进行永磁同步电机控制，去除了编码器，提高了系统的可靠性，降低了系统成本。另外，在需要频繁调速的场合时，传统的基于扩张状态观测器的永磁同步电机开环控制动态性能不佳、且估计值收敛时间太长容易造成系统发散，而本发明实施例通过引入有限时间扩张状态观测器，在无位置传感器永磁同步电机控制时对反电动势进行估计、并且实现快速收敛，不仅可以提高位置估计精度，而且该方法在需要频繁调速的场合加快估计值收敛时间，动态性能较佳，减小位置观测的延迟，提高电机的位置估计精度。最后，本发明实施例的控制方法中，去除了传统基于扩张状态观测器开环位置估计算法中的滤波器，有效降低了滤波器带来的相位延迟和幅值衰减问题。
在其中一些实施例中，所述有限时间扩张状态观测器中非线性函数的表达式如下：
其中，k1是调节系数，e1是所述有限时间扩张状态观测器的观测误差。
首先，可以根据已知的电机参数建立电机电压方程如下式1所示：
其中，是电流iα的微分；/>是电流iβ的微分；R是定子电阻；L是定子电感；eα、eβ分别是两相静止坐标系下的反电动势；d1、d2分别是两相静止坐标系下的未知扰动。未知扰动可以是噪声引起的电流波动、逆变器的非线性等因素。
然后，对上式1进行替换成下式2：
其中，/>
然后，根据式2建立的电机电压方程，构造如下的有限时间扩张状态观测器，该有限时间扩张状态观测器表达式如下：
其中，z1，z2分别是观测器设计时所使用的状态量，h1是非线性函数fal1(·)的增益系数，h2是非线性函数fal2(·)的增益系数。在本发明实施例中，z1是电流，z2是反电动势。
然后，请参阅图5，对非线性函数进行如下构建：
其中，k1是调节系数，e1是所述有限时间扩张状态观测器的观测误差。具体的，请继续参阅图5，e1＝iα1-iα，或者，e1＝iβ1-iβ，iα1为估计的电流iα，iβ1为估计的电流iβ。
接着，请参阅图6，要使实际的电机模型1和本发明实施例提供的控制器中的电机模型2的输出相等，即保证x和z1相等，那么有fal1(·)＝0，但由于z2是通过积分获取得到的，即使x和z1相等，本发明实施例提供的控制器中的电机模型2也能输出z2，那么，将为0的非线性部分进行省略，则可以得到两个模型的等效部分为反电动势，也即等效为z2，因此，反电动势为：
则有：
应注意的是，在计算反电动势eα和eβ时，h2包含积分作用。
可见，在本发明实施例中提供的电机控制方法中，采用有限时间扩张状态观测器对电机位置和转速进行估计，计算反电动势时实现快速收敛，加快反电动势观测，减小位置观测的延迟，提高系统的稳定性，在需要频繁加减速的场合能有效提高系统的动态性能。
第三方面，本发明实施例还提供了一种电机控制设备，请参见图11，其示出了能够执行上述任意一项实施例所述方法的电机控制设备的硬件结构。所述电机控制设备20可以是图1所示的电机控制设备20。
所述电机控制设备20包括：至少一个处理器21；以及，与所述至少一个处理器21通信连接的存储器22，图11中以一个处理器21为例。所述存储器22存储有可被所述至少一个处理器21执行的指令，所述指令被所述至少一个处理器21执行，以使所述至少一个处理器21能够执行上述任意一项实施例所述的方法。所述处理器21和所述存储器22可以通过总线或者其他方式连接，图11中以通过总线连接为例。
存储器22作为一种非易失性计算机可读存储介质，可用于存储非易失性软件程序、非易失性计算机可执行程序以及模块，如本申请实施例中的方法对应的程序指令/模块。处理器21通过运行存储在存储器22中的非易失性软件程序、指令以及模块，从而执行电机控制设备的各种功能应用以及数据处理，即实现上述任一实施例中所述的方法。
存储器22可以包括存储程序区和存储数据区，其中，存储程序区可存储操作系统、至少一个功能所需要的应用程序；存储数据区可存储根据装置的使用所创建的数据等。此外，存储器22可以包括高速随机存取存储器，还可以包括非易失性存储器，例如至少一个磁盘存储器件、闪存器件、或其他非易失性固态存储器件。在一些实施例中，存储器22可选包括相对于处理器21远程设置的存储器，这些远程存储器可以通过网络连接至装置。上述网络的实例包括但不限于互联网、企业内部网、局域网、移动通信网及其组合。
所述一个或者多个模块存储在所述存储器22中，当被所述一个或者多个处理器21执行时，执行上述任意一项实施例所述的方法。
上述产品可执行本申请实施例所提供的方法，具备执行方法相应的功能模块和有益效果。未在本实施例中详尽描述的技术细节，可参见本申请实施例所提供的方法。
第四方面，本申请实施例还提供了一种非易失性计算机可读存储介质，所述计算机可读存储介质存储有计算机可执行指令，该计算机可执行指令被一个或多个处理器执行，例如，执行以上描述的任意一项实施例的方法步骤。
第五方面，本申请实施例还提供了一种计算机程序产品，包括存储在非易失性计算机可读存储介质上的计算程序，所述计算机程序包括程序指令，当所述程序指令被计算机执行时时，使所述计算机执行上述任意方法实施例中的方法，例如，执行以上描述的任意一项实施例的方法步骤。
本发明实施例提供一种电机位置估计方法、电机控制方法和设备，该方法包括：获取所述电机的三相电流ia、ib、ic；基于所述三相电流ia、ib、ic获取两相静止坐标系下的电流iα、电流iβ、电压uα和电压uβ；基于所述电流iα、所述电流iβ、所述电压uα和所述电压uβ利用有限时间扩张状态观测器估计出所述电机的反电动势eα和反电动势eβ；基于所述反电动势eα和所述反电动势eβ获取电机转子的位置。本发明通过有限时间扩张状态观测器对反电动势进行计算，能减小位置观测的延迟，提升系统的动态性能，并提高电机的位置估计精度。
需要说明的是，以上所描述的装置实施例仅仅是示意性的，其中所述作为分离部件说明的单元可以是或者也可以不是物理上分开的，作为单元显示的部件可以是或者也可以不是物理单元，即可以位于一个地方，或者也可以分布到多个网络单元上。可以根据实际的需要选择其中的部分或者全部模块来实现本实施例方案的目的。
通过以上的实施方式的描述，本领域的技术人员可以清楚地了解到各实施方式可借助软件加通用硬件平台的方式来实现，当然也可以通过硬件。基于这样的理解，上述技术方案本质上或者说对相关技术做出贡献的部分可以以软件产品的形式体现出来，该计算机软件产品可以存储在计算机可读存储介质中，如ROM/RAM、磁碟、光盘等，包括若干指令用至少一台计算机设备(可以是个人计算机，服务器，或者网络设备等)执行各个实施例或者实施例的某些部分所述的方法。
最后应说明的是：以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；在本发明的思路下，以上实施例或者不同实施例中的技术特征之间也可以进行组合，步骤可以以任意顺序实现，并存在如上所述的本发明的不同方面的许多其它变化，为了简明，它们没有在细节中提供；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的范围。
Claims (8)
1.一种电机位置估计方法，其特征在于，包括：
获取所述电机的三相电流ia、ib、ic；
基于所述三相电流ia、ib、ic获取两相静止坐标系下的电流iα、电流iβ、电压uα和电压uβ；
基于所述电流iα、所述电流iβ、所述电压uα和所述电压uβ利用有限时间扩张状态观测器估计出所述电机的反电动势eα和反电动势eβ；
基于所述反电动势eα和所述反电动势eβ获取电机转子的位置；
其中，所述有限时间扩张状态观测器中非线性函数的表达式如下：
其中，k1是调节系数，e1是所述有限时间扩张状态观测器的观测误差。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述方法还包括：
基于所述电机转子的位置获得当前控制周期的电机转速。
3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述基于所述三相电流ia、ib、ic获取两相静止坐标系下的电流iα、电流iβ、电压uα和电压uβ，包括：
对所述三相电流ia、ib、ic进行Clark变换，获得所述电流iα和所述电流iβ；
对所述电流iα和所述电流iβ进行Park变换，获得电流id和电流iq；
基于所述电流id和d轴电流指令利用PI控制器进行闭环调节，获得电压ud；
基于所述电流iq和q轴电流指令利用PI控制器进行闭环调节，获得电压uq；
对所述电压ud和所述电压uq分别进行反Park变换，获得所述电压uα和所述电压uβ。
4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，所述方法还包括：
基于电机转速指令和上一控制周期的电机转速、利用PI控制器进行闭环调节，获得所述q轴电流指令。
5.一种电机控制方法，其特征在于，包括：
获取所述电机的三相电流ia、ib、ic；
基于所述三相电流ia、ib、ic获取两相静止坐标系下的电流iα、电流iβ、电压uα和电压uβ；
基于所述电压uα和所述电压uβ获得脉宽调制控制信号，并基于所述脉宽调制控制信号控制逆变器，以使所述逆变器控制所述电机的三相电流；
基于所述电流iα、所述电流iβ、所述电压uα和所述电压uβ利用有限时间扩张状态观测器估计出所述电机的反电动势eα和反电动势eβ；
基于所述反电动势eα和所述反电动势eβ获取电机转子的位置；
基于所述电机转子的位置获得当前控制周期的电机转速；
其中，所述有限时间扩张状态观测器中非线性函数的表达式如下：
其中，k1是调节系数，e1是所述有限时间扩张状态观测器的观测误差。
6.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，所述基于所述三相电流ia、ib、ic获取两相静止坐标系下的电流iα、电流iβ、电压uα和电压uβ，包括：
对所述三相电流ia、ib、ic进行Clark变换，获得所述电流iα和所述电流iα；
对所述电流iα和所述电流iβ进行Park变换，获得电流id和电流iq；
基于电机转速指令和上一控制周期的电机转速、利用PI控制器进行闭环调节，获得q轴电流指令；
基于所述电流id和d轴电流指令利用PI控制器进行闭环调节，获得电压ud；
基于所述电流iq和所述q轴电流指令利用PI控制器进行闭环调节，获得电压uq；
对所述电压ud和所述电压uq分别进行反Park变换，获得所述电压uα和所述电压uβ。
7.一种电机控制设备，其特征在于，包括：
至少一个处理器；以及，
与所述至少一个处理器通信连接的存储器；其中，
所述存储器存储有可被所述至少一个处理器执行的指令，所述指令被所述至少一个处理器执行，以使所述至少一个处理器能够执行如权利要求1-6任一项所述的方法。
8.一种计算机可读存储介质，其特征在于，所述计算机可读存储介质存储有计算机可执行指令，所述计算机可执行指令用于使计算机执行如权利要求1-6任一项所述的方法。
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