CN114070046A - 一种电压转换电路及其控制方法、电子设备 - Google Patents

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Abstract

本申请实施例提供一种电压转换电路及其控制方法、电子设备，涉及天线技术领域，用于改善Buck电路小型化设计时，Buck电路的轻载和重载效率降低的问题。电压转换电路中，可变电感的电感值随着负载电流的增大而减小。开关电路在导通状态，将输入电信号传输至可变电感。电流采集器用于获取负载电流。处理器用于存储多个负载电流范围以及与每个负载电流范围一一对应的开关频率。处理器还用于根据负载电流确定负载电流所在的负载电流范围，并获取与负载电流范围对应的开关频率。其中，负载电流越大，开关频率越高。频率控制器用于根据处理器获得的开关频率以及负载电压生成PWM信号，PWM信号的频率与处理器获得的开关频率相同。

Description

一种电压转换电路及其控制方法、电子设备
技术领域
本申请涉及充电技术领域，尤其涉及一种电压转换电路及其控制方法、电子设备。
背景技术
电子产品内部设置有用于实现不同功能的芯片，为了向上述芯片进行供电，该电子产品包括降压(Buck)电路，该Buck电路中设置有开关以及电感。通过控制开关的通断状态，可以使得电感在充放电的过程中，能够将电池提供的电压转换成芯片的工作电压。
目前，在电子产品超薄化设计的趋势下，需要主板上有限的空间内设置布件尺寸较小的Buck电路。基于此，在满足Buck电路输出纹波电流要求的情况下，可以通过提高Buck电路的开关频率，以减小电感的感值，达到Buck电路小型化的设计要求。然而，这样一来增加开关损耗，使得Buck电路的轻载效率降低。此外，在开关频率不变的情况下，可以选取封装尺寸较小的电感。然而，电感的温升电流与饱和电流值会随着其封装尺寸的减小而降低，使得Buck电路的设计不符合电路实际应用需求。同时，电感的直流电阻(direct currentresistance，DCR)会随着其封装尺寸的减小而增大，使得Buck电路的重载效率降低。
发明内容
本申请实施例提供一种电压转换电路及其控制方法、电子设备，用于改善Buck电路小型化设计时，Buck电路的轻载和重载效率降低的问题。
为达到上述目的，本申请采用如下技术方案：
本申请实施例的一方面，提供一种电压转换电路。该电压转换电路用于向负载提供Iout。上述电压转换电路可以包括可变电感、开关电路、电流采集器、处理器以及频率控制器。其中，可变电感的第一端与负载电连接，可变电感的电感值随着负载电流Iout的增大而减小。开关电路与可变电感的第二端电连接。该开关电路用于接收输入电信号，并在脉冲宽度调制PWM信号的控制下处于导通状态，将输入电信号传输至可变电感，以对可变电感充电。此外，开关电路还用于在PWM信号的控制下处于断开状态，以使得的可变电感放电。电流采集器用于获取负载电流Iout。处理器与电流采集器电连接。该处理器用于存储预设对应关系。其中，预设对应关系包括多个负载电流范围以及与每个负载电流范围一一对应的开关频率F。处理器还用于根据负载电流Iout确定负载电流Iout所在的负载电流范围，并获取与负载电流范围对应的开关频率F。其中，负载电流Iout越大，开关频率F越高。此外，频率控制器与负载、处理器以及开关电路电连接，频率控制器用于根据处理器获得的开关频率F以及负载电压生成PWM信号，PWM信号的频率与处理器获得的开关频率F相同。这样一来，一方面，可以根据不同电感效率曲线的最高点，获得上述预设对应关系，并将其存储于处理器中。处理器可以根据电流采集器获取负载电流Iout，从自身存储的预设对应关系中获取与该负载电流所在范围对应的开关频率F，从而使得频率控制器生成的用于控制开关电路导通和断开的PWM信号的频率与上述开关频率F相同。进而使得电压转换电路在轻载和重载状态下均能够获得较高的电压转换效率。另一方面，可以根据不同电感效率曲线的最高点，获得电感值范围与负载电流Iout范围的对应关系，以制作电感值可以根据负载电流Iout所在范围对应变化的，封装尺寸较小的可变电感。从而在实现电压转换电路小型化的同时，在重载状态下，相对于同等封装尺寸的电感而言，该可变电感的电感值更小，因此可以满足温升电流、饱和电流的要求，以最终可以获得小型化、高效率的电压转换电路。
可选的，开关电路包括第一晶体管。第一晶体管的栅极与频率控制器电连接，第一晶体管的第一极用于接收输入电信号。第一晶体管的第二极与可变电感的第二端电连接。电流采集器与第一晶体管的第一极和第二极电连接，电流采集器用于采集第一晶体管的第一极和第二极之间的电压值，将电压值转换成第一电流值I1，并根据电压转换电路的占空比D计算出负载电流Iout。其中，Iout＝I1/D；D＝T1/T；T＝1/F；T1为所述第一晶体管在开关周期T内的导通时长。这样一来，电流采集器通过采集第一晶体管第一极和第二极两端的电压，将其转换成电流信号，并根据PWM信号的占空比获得上述负载电流Iout。
可选的，开关电路包括第一晶体管和第二晶体管。第一晶体管的栅极与频率控制器电连接，第一晶体管的第一极用于接收输入电信号，第一晶体管的第二极与可变电感的第二端电连接。第二晶体管的栅极与频率控制器电连接，频率控制器用于控制第一晶体管和第二晶体管交替导通。第二晶体管的第一极与第一晶体管的第二极电连接，第二晶体管的第二极接地。电流采集器与第二晶体管的第一极和第二极电连接。电流采集器用于采集第二晶体管的第一极和第二极之间的电压值，将电压值转换成第二电流值I2，并根据电压转换电路的占空比D计算出负载电流Iout。其中，Iout＝I2/(1-D)；D＝T1/T；T＝1/F；T1为所述第一晶体管在开关周期T内的导通时长。这样一来，电流采集器通过采集第二晶体管第一极和第二极两端电压，将其转换成电流信号，并根据PWM信号的占空比获得上述负载电流Iout。
可选的，电流采集器与可变电感的第一端和第二端电连接，电流采集器用于采集可变电感的第一端和第二端之间的电压值，将电压值转换成第三电流值I3。其中，Iout＝I3。这样一来，电流采集器通过采集可变电感两端电压，将其转换成电流信号以作为上述负载电流Iout。
可选的，可变电感包括：第一磁芯、线圈以及第二磁芯。其中，第一磁芯可以包括底座和设置于底座第一表面上的磁柱。线圈绕制于磁柱上。第二磁芯可以包裹磁柱、线圈，并覆盖第一磁芯的第一表面。第一磁芯的相对磁导率小于第二磁芯的相对磁导率。这样一来，当上述电子设备处于轻载状态，下时，电压转换电路向作为负载的芯片提供的负载电流Iout较小。在此情况下，当较小的负载电流Iout流过线圈时，第一磁芯和第二磁芯均未处于磁饱和状态，构成第一磁芯的低饱和磁通材料以及构成第二磁芯的高饱和磁通材料一起发挥作用，该可变电感可以具有较大的初始电感值。接下来，当用电压转换电路处于重载状态时，电压转换电路向作为负载的芯片提供的负载电流Iout增大。在此情况下，当较大的负载电流Iout流过线圈时，采用低饱和磁通密度材料构成的第一磁芯快速进入饱和区，采用高饱和磁通密度材料构成的第二磁芯作为主磁通材料发挥作用，从而使得可变电感的电感值由上述初始电感值开始下降。此外，当流过线圈的继续增高时，构成第二磁芯的高饱和磁通材料可以使得可变电感保持最低的电感值。并且，在构成第一磁芯的低饱和磁通材料进入饱和区后，该第一磁芯可以作为导磁的隔离区，从而进一步防止构成第二磁芯的高饱和磁通材料进入饱和区。
可选的，可变电感还包括第一端电极和第二端电极。第一端电极覆盖第一表面、底座的第二表面以及底座的第一侧面的一部分。线圈的第一端与第一端电极电连接。第二端电极与第一端电极分别位于磁柱的两侧，且覆盖第一表面、第二表面以及底座的第二侧面的一部分。线圈的第二端与第二端电极电连接。其中，第一表面和第二表面相对设置。第一侧面和第二侧面相对设置。上述第一端电极和第二端电极和分别作为该可变电感的第一端和第二端，用于分别与芯片和开关电路电连接。
可选的，可变电感的电感值L满足公式：
Figure BDA0002612479260000031
其中，N为线圈的匝数，T为可变电感的厚度；Lc为磁路修正长度；μ1为第一磁芯的磁导率；μ2为第二磁芯的磁导率；A1为磁柱的横截面面积；A2为第二磁芯的横截面面积；可变电感的厚度T方向与第一表面垂直；磁柱的横截面和第二磁芯的横截面与第一表面平行。这样一来，当可变电感的封装尺寸确定的情况下，可以获得可变电感的厚度T、磁路修正长度Lc、磁柱的横截面面积A1、第二磁芯的横截面面积A2、以及线圈的匝数。基于此，当获得第一磁芯的磁导率μ1以及第二磁芯231的磁导率μ2后，根据上述公式可以计算出可变电感的感值。
可选的，可变电感的磁场强度H与负载电流Iout之间满足公式：
Figure BDA0002612479260000032
这样一来，通过上述公式可以计算出不同负载电流Iout下，该可变电感的磁场强度H。在此情况下，根据该磁场强度，通过设置可变电感中构成第一磁芯的低饱和磁通密度材料，以及构成第二磁芯的高饱和磁通密度材料，可以获得与不同磁场强度H对应的第一磁芯的相对磁导率μ1/μ0以及第二磁芯的相对磁导率μ2/μ0。接下来，根据上述空气磁导率μ0可以得出，第一磁芯的磁导率μ1以及第二磁芯的磁导率μ2。进而由第一磁芯的磁导率μ1以及第二磁芯的磁导率μ2，计算出可变电感的感值。
可选的，线圈的材料包括银。银具有良好的导电性，可以更有利于减小可变电感的DCR。
可选的，频率控制器可以包括误差放大器、锯齿波产生电路、比较器以及驱动电路。其中，误差放大器的第一输入端与负载电连接，误差放大器的第二输入端与参考电压端电连接，误差放大器用于计算负载电压与参考电压端的电压之间的电压差。锯齿波产生电路与处理器电连接，锯齿波产生电路用于根据处理器获取到的开关频率F，生成锯齿波；锯齿波的频率与开关频率F相同。比较器的第一输入端与误差放大器电连接，比较器的第二输入端与锯齿波产生电路电连接，比较器用于根据电压差和锯齿波生成PWM信号。驱动电路与比较器的输出端和开关电路电连接，驱动电路用于根据PWM信号向开关电路提供控制开关电路导通或断开的驱动信号。这样一来，通过频率控制器中的锯齿波产生电路、比较器以及驱动电路，可以根据负载电压和负载电流Iout生成控制开关电路中晶体管导通和截止的PWM信号，使得该PWM信号的频率与存储于处理器中的预设对应关系中的开关频率F相同，从而能够使得电压转换电路在轻载和重载状态下均能够获得较高的电压转换效率。
本申请实施例的第二方面，提供一种电子设备。该电子设备包括印刷电路板以及至少一个上所述的电压转换电路。电压转换电路设置于印刷电路板上。该电子设备具有与前述实施例提供的电压转换电路相同的技术效果，此处不再赘述。
本申请实施例的第三方面，提供一种电压转换电路的控制方法，用于向负载供电，电压转换电路包括可变电感、开关电路、电流采集器、处理器以及频率控制器。其中，可变电感的第一端与负载电连接，可变电感的电感值随着负载电流的增大而减小。开关电路与可变电感的第二端电连接。处理器与电流采集器电连接。频率控制器与负载、处理器以及开关电路电连接。上述，控制方法可以包括：首先，开关电路在脉冲宽度调制PWM信号的控制下导通，通过输入电信号对可变电感进行充电。接下来，开关电路在脉冲宽度调制PWM信号的控制下断开，可变电感放电。接下来，电流采集器获取负载电流Iout。其中，可变电感的电感值随着负载电流的增大而减小。接下来，处理器根据负载电流Iout从存储的预设对应关系中，获取负载电流Iout所在的负载电流范围，并获取与负载电流范围对应的开关频率F。接下来，频率控制器根据开关频率F以及负载电压生成PWM信号，PWM信号的频率与开关频率F相同。该电压转换电路的控制方法具有与前述实施例提供的电压转换电路相同的技术效果，此处不再赘述。
可选的，开关电路包括第一晶体管。第一晶体管的栅极与频率控制器电连接，第一晶体管的第一极用于接收输入电信号，第一晶体管的第二极与可变电感的第二端电连接。电流采集器与第一晶体管的第一极和第二极电连接。电流采集器获取负载电流Iout包括：电流采集器采集第一晶体管的第一极和第二极之间的电压值，将电压值转换成第一电流值I1，并根据电压转换电路的占空比D计算负载电流Iout；其中，Iout＝I1/D；D＝T1/T；T＝1/F；T1为所述第一晶体管在开关周期T内的导通时长。这样一来，电流采集器通过采集第一晶体管第一极和第二极两端的电压，将其转换成电流信号，并根据PWM信号的占空比获得上述负载电流Iout。
可选的，开关电路包括第一晶体管和第二晶体管。第一晶体管的栅极与频率控制器电连接，第一晶体管的第一极用于接收输入电信号，第一晶体管的第二极与可变电感的第二端电连接；第二晶体管的栅极与频率控制器电连接，频率控制器用于控制第一晶体管和第二晶体管交替导通。第二晶体管的第一极与第一晶体管的第二极电连接，第二晶体管的第二极接地。电流采集器与第二晶体管的第一极和第二极电连接。电流采集器获取负载电流Iout包括：电流采集器用于采集第二晶体管的第一极和第二极之间的电压值，将电压值转换成第二电流值I2，并根据电压转换电路的占空比D计算负载电流Iout。其中，Iout＝I2/(1-D)；D＝T1/T；T＝1/F；T1为所述第一晶体管在开关周期T内的导通时长。这样一来，电流采集器通过采集第二晶体管第一极和第二极两端电压，将其转换成电流信号，并根据PWM信号的占空比获得上述负载电流Iout。
可选的，电流采集器与可变电感的第一端和第二端电连接。电流采集器获取负载电流Iout包括：电流采集器用于采集可变电感的第一端和第二端之间的电压值，将电压值转换成第三电流值I3。其中，Iout＝I3。这样一来，电流采集器通过采集可变电感两端电压，将其转换成电流信号以作为上述负载电流Iout。
附图说明
图1为本申请实施例提供的一种电子设备的结构示意图；
图2为本申请实施例提供的一种电子设备内部元件的结构示意图；
图3a为用于向图2中的芯片进行供电的电压转换电路的一种结构示意图；
图3b为用于向图2中的芯片进行供电的电压转换电路的另一种结构示意图；
图4为本申请实施例提供的另一种电子设备内部元件的结构示意图；
图5a为图3a中可变电感的一种结构示意图；
图5b为图5a中第一磁芯的一种结构示意图；
图5c为沿图5a中的虚线O-O进行剖切的得到的剖视图；
图6a为本申请实施例提供的电感感值与饱和电流的曲线示意图；
图6b为本申请实施例提供的电感感值与温升电流的曲线示意图；
图7a为本申请实施例提供的电压转换电路中电流采集器的一种采集方式示意图；
图7b为本申请实施例提供的电压转换电路中电流采集器的另一种采集方式示意图；
图7c为本申请实施例提供的电压转换电路中电流采集器的另一种采集方式示意图；
图8为本申请实施例提供的电压转换电路中电流采集器的另一种采集方式示意图；
图9为本申请实施例提供的电压转换电路中电流采集器的另一种采集方式示意图；
图10a为本申请实施例提供的电压转换电路中频率控制器的一种具体结构示意图；
图10b为本申请实施例提供的电压转换电路中频率控制器的另一种具体结构示意图；
图11为本申请实施例提供的不同电感值下，负载电流与电压转换效率的曲线图；
图12为本申请实施例提供的不同开关频率下，负载电流与电感感值的曲线图；
图13为本申请实施例提供的电压转换电路的闭环控制流程示意图；
图14为本申请实施例提供的电压转换电路的设计过程示意图。
附图标记：
01-电子设备；10-显示屏；11-中框；110-承载板；111-边框；12-壳体；13-电池；101-芯片；20-电压转换电路；201-可变电感；202-开关电路；203-电流采集器；204-处理器；205-频率控制器；120-降压控制单元；211-第一磁芯；300-底座；301-磁柱；221-线圈；231-第二磁芯；41-第一端电极；42-第二端电极；213-采样元件；223-电流转换元件；215-误差放大器；225-锯齿波产生电路；235-比较器；245-驱动电路；400-逻辑元件；401-驱动元件。
具体实施方式
下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行描述，显然，所描述的实施例仅仅是本申请一部分实施例，而不是全部的实施例。
以下，术语“第一”、“第二”等仅用于描述方便，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”等的特征可以明示或者隐含地包括一个或者更多个该特征。在本申请的描述中，除非另有说明，“多个”的含义是两个或两个以上。
此外，本申请实施例中，“上”、“下”、“左”、“右”等方位术语可以包括但不限于相对附图中的部件示意置放的方位来定义的，应当理解到，这些方向性术语可以是相对的概念，它们用于相对于的描述和澄清，其可以根据附图中部件附图所放置的方位的变化而相应地发生变化。
在本申请中，除非另有明确的规定和限定，术语“连接”应做广义理解，例如，“连接”可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或成一体；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连。此外，术语“电连接”可以是直接的电性连接，也可以通过中间媒介间接的电性连接。
本申请实施例提供一种电子设备。上该电子设备可以包括手机(mobile phone)、平板电脑(pad)、智能穿戴产品(例如，智能手表、智能手环)、虚拟现实(virtual reality，VR)终端设备、增强现实(augmented reality AR)终端设备等需要充电的设备。上述电子设备还可以是充电电动汽车、充电家用小型电器(例如豆浆机、扫地机器人)、无人机等电子产品。本申请实施例对上述电子设备的具体形式不做特殊限制。以下为了方便说明，是以电子设备01为如图1所示的手机为例进行的说明。
如图1所示，电子设备01主要包括显示屏(display panel，DP)10。该显示屏10可以为液晶显示屏(liquid crystal display，LCD)，或者，有机发光二极管(organic lightemitting diode，OLED)显示屏。本申请对此不作限定。上述电子设备01还包括中框11和壳体12。显示屏10和壳体12分别位于中框11的两侧，且与中框11相连接。其中，中框11包括承载板110以及绕承载板110一周的边框111。电子设备01还可以包括设置于承载板110朝向壳体12的一侧表面上的印刷电路板(printed circuit boards，PCB)和电池13。壳体12与中框11相连接形成用于容纳上述PCB、电池等电子器件的容纳腔。从而可以防止外界的水汽和尘土侵入该容纳腔内，对上述电子器件的性能造成影响。
此外，如图1所示，上述电子设备01还包括设置于PCB上的多个芯片101。在本申请的一些实施例中，上述芯片101可以为如图2所示的电源管理单元(power managementunit，PMU)。该PMU在工作状态下可以通过电源总线(power supply bus)向电子设备01中的其余部件，例如，射频收发器(radio frequency module)、内存(memory)、硬盘、相机(camera)与图像处理器(imaging processing module)、输入/输出(I/O)接口、人机交互设备(human interactive device)等提供供电电压。
或者，在本申请的另一些实施例中，上述芯片101可以为如图2所示的系统级芯片(system on chip，SoC)、中央处理器(central processing unit，CPU)或图形处理器(graphics processing unit，GPU)。上述芯片101在工作状态下可以通过数据总线向上述射频收发器、内存、硬盘、相机与图像处理器、输入/输出接口、人机交互设备等提供数据。
为了向上述芯片101进行供电，使其处于工作状态从而能够执行上述操作，本申请实施例的电子设备01中还可以包括如图2所示的电压转换电路20，也可以称为降压(Buck)电路。该电压转换电路20与电池13和作为负载的芯片101(例如，上述PMU、SoC、CPU或GPU)电连接。电压转换电路20可以将电池13提供的电压转换成上述芯片101的工作电压，并向芯片101提供负载电流Iout，以实现对芯片101的供电。
在本申请的一些实施例中，该电压转换电路20如图3a所示，可以包括可变电感201、开关电路202、电流采集器203、处理器204以及频率控制器205。可变电感201的第一端a1与作为负载的芯片101电连接。上述开关电路202可以与电池13和可变电感201的第二端a2电连接。该开关电路202可以接收电池13提供的输入电信号(包括输入电流Iin和输入电压Vin)，并在导通状态下将上述输入电信号传输至可变电感201。
电流采集器203可以用于获取上述负载电流Iout。处理器204与电流采集器203电连接。处理器204可以用于存储预设对应关系。该预设对应关系包括多个负载电流范围以及与每个负载电流范围一一对应的开关频率F。上述处理器204还可以用于根据负载电流Iout确定负载电流Iout所在的负载电流范围，并获取与该负载电流范围对应的开关频率F。
上述频率控制器205可以与负载(即上述芯片101)、处理器204以及开关电路202电连接。该频率控制器205用于根据处理器204获得的开关频率F以及负载电压Vout生成上述用于控制开开关电路202导通和断开的脉冲宽度调制(pulse width modulation，PWM)信号。其中，PWM信号的频率与处理器204从上述预设对应关系中获得的开关频率F相同。
在本申请的一些实施例中，如图3b所示，上述电压转换电路20中的开关电路202、电流采集器203、处理器204、频率控制器205可以构成降压(Buck)控制单元120。如图4所示，该降压控制单元120可以集成于上述芯片101中，从而可以使得电子设备01中的结构更加的简洁。
例如，当降压控制单元120集成于PMU时，降压控制单元120中的处理器204可以与PMU融为一体，形成一个新的处理模块。该处理模块即具有电源管理功能，又能够存储上述预设对应关系，并根据需要从该预设对应关系中获取上述开关频率F。同理，当降压控制单元120集成于SoC、CPU或GPU时，处理器204可以分别与SoC、CPU或GPU融为一体。
或者，在本申请的另一些实施例中，该电压转换电路20中的各个元器件可以独立于芯片101设置。在此情况下，电压转换电路20中的处理器204独立于上述PMU、SoC、CPU或GPU设置。此时，该处理器204可以只需执行存储预设对应关系，并根据需要从该预设对应关系中获取开关频率F的功能即可。
以下对上述电压转换电路20中各个元器件的结构以及工作原理进行举例说明。在本申请的一些实施例中，该图3a所示的开关电路202可以在上述PWM信号的控制下处于导通状态，开关电路202将上述电池13和可变电感201电连接，从而能够将电池13提供的输入电信号(包括输入电流Iin和输入电压Vin)传输至可变电感201。此时，可变电感201在上述输入电信号的作用下可以进行充电，该可变电感201处于储能的状态。
基于此，电压转换电路20还可以包括如图3a所示的输入电容Cin和输出电容Cout。该输入电容Cin电连接于电池13和接地端GND之间，输出电容Cout电连接于可变电感201的第一端a1和接地端之间GND。当开关电路202导通时，电池13提供的输入电信号可以传输至输入电容Cin，从而可以通过输入电容Cin将上述输入电信号稳定的提供至可变电感201。
此外，当开关电路202导通时，电池13通过开关电路202输出的电信号还可以对该输出电容Cout进行充电。在此情况下。在本申请的另一些实施例中，开关电路202还可以在PWM信号的控制下处于断开状态，开关电路202将电池13和可变电感201断开。此时，上述可变电感201和输出电容Cout向芯片101放电，该可变电感201处于释能的状态，并且在输出电容Cout的作用下，可以向芯片101稳定的提供上述负载电流Iout。
本申请实施例中，上述可变电感201的电感值L可以随着负载电流Iout(即电压转换电路20向上述芯片101提供的供电电流)的增大而减小。为了使得可变电感201的电感值L根据需要发生改变，在本申请的一些实施例中，如图5a所示，上述可变电感201可以包括第一磁芯211、线圈221以及第二磁芯231。
第一磁芯211可以包括如图5b所示的底座300和设置于底座300的第一表面B1上的磁柱301。此外，如图5c(沿图5a中的虚线O-O进行剖切得到的剖视图)所示，上述线圈221绕制于磁柱301上。如图5a所示，第二磁芯231包裹上述磁柱301、线圈221，并覆盖第一磁芯211的第一表面B1。第一磁芯211的相对磁导率μ1/μ0小于第二磁芯231的相对磁导率μ2/μ0。
其中，第一磁芯211的磁导率μ1与空气磁导率μ0(μ0＝4π×10-7NA-2)的比值为该第一磁芯211的相对磁导率。同理，第二磁芯231的磁导率μ2与空气磁导率μ0的比值为该第一磁芯211的相对磁导率。示例的，为了使得第一磁芯211的相对磁导率μ1/μ0小于第二磁芯231的相对磁导率μ2/μ0，构成第一磁芯211的材料可以采用低饱和磁通密度材料，例如铁氧材料。构成第二磁芯231的材料可以采用高饱和磁通密度材料，例如合金材料。
在此基础上，为了将上述可变电感201接入电压转换电路20中，该可变电感201还可以包括如图5a所示的第一端电极41和第二端电极42。上述线圈221的第一端与第一端电极41电连接，线圈221的第二端与第二端电极42电连接。上述第一端电极41可以作为如图3a所示的可变电感201的第一端a1可以与负载(即上述芯片101)电连接，第二端电极42可以作为可变电感201的第二端a2与开关电路202电连接。或者，上述第一端电极41可以作为如图3a所示的可变电感201的第二端a2与开关电路202电连接，第二端电极42可以作为可变电感201的第一端a1可以与负载(即上述芯片101)电连接。
在本申请的一些实施例中，第一端电极41可以覆盖图5b所示的底座300的第一表面B1、底座300的第二表面B2以及底座300的第一侧面C1的一部分。如图5a所示，上述第二端电极42可以与第一端电极41分别位于磁柱301的两侧，且覆盖如图5b所示的底座300的第一表面B1、底座300的第二表面B2以及底座300的第二侧面C2的一部分。其中，底座300的第一表面B1与底座300的第二表面B2相对设置，底座300的第一侧面C1和第二侧面C2相对设置。
图5a所示的可变电感201的制作方法可以包括：首先，采用低饱和磁通密度材料，例如铁氧材料形成具有底座300和磁柱301的第一磁芯211。然后，采用金属走线，例如金属银走线或者金属铜走线，在上述磁柱301上绕制形成线圈221。接下来，可以在上述第一底座300上采用贴片工艺贴附金属薄片，形成上述第一端电极41和第二端电极42。然后，将绕制有线圈221，以及贴附有第一端电极41和第二端电极42的第一磁芯211放入一模具中，并在该模具中加入主要由高饱和磁通密度材料，例如合金材料构成的磁粉。接下来，通过加压的方式使模具中的材料固化，形成包裹上述磁柱301、线圈221，并覆盖第一磁芯211的第一表面B1的第二磁芯231，从而完成上述可变电感201的制备。
由于该可变电感201中的第一磁芯211的磁柱301垂直于底座300设置，该第一磁芯211呈T状结构，并且该第一磁芯211位于第二磁芯231内，所以该可变电感201可以称为T-core结构的电感。
在此情况下，当上述电子设备01处于轻载状态，例如待机状态下时，电压转换电路20向作为负载的芯片101提供的负载电流Iout较小。在此情况下，当较小的负载电流Iout流过线圈221时，第一磁芯211和第二磁芯231均未处于磁饱和状态，构成第一磁芯211的低饱和磁通材料以及构成第二磁芯231的高饱和磁通材料一起发挥作用，该可变电感201可以具有较大的初始电感值L0。
接下来，当用户使用电子设备01执行较大程序，例如玩游戏或者看电影时，上述芯片101(例如PMU)通过电源总线提供的电压增加，或者芯片101(例如Soc)通过数据总线提供的数据量增加，使得电压转换电路20处于重载状态。此时，电压转换电路20向作为负载的芯片101提供的负载电流Iout增大。在此情况下，当较大的负载电流Iout流过线圈221时，采用低饱和磁通密度材料构成的第一磁芯211快速进入饱和区，采用高饱和磁通密度材料构成的第二磁芯231作为主磁通材料发挥作用，从而使得可变电感201的电感值由上述初始电感值L0开始下降。
此外，当流过线圈221的继续增高时，构成第二磁芯231的高饱和磁通材料可以使得可变电感201保持最低的电感值。并且，在构成第一磁芯211的低饱和磁通材料进入饱和区后，该第一磁芯211可以作为导磁的隔离区，从而进一步防止构成第二磁芯231的高饱和磁通材料进入饱和区。
在本申请的一些实施例中，上述可变电感201的电感值L可以满足以下公式(1)：
Figure BDA0002612479260000081
其中，N为线圈221的匝数，T为可变电感的厚度(如图5a所示)；Lc为磁路修正长度；μ1为第一磁芯211的磁导率；μ2为第二磁芯231的磁导率；A1为磁柱301的横截面面积；A2为第二磁芯231的横截面面积。其中，可变电感201的厚度T方向与底座300的第一表面B1垂直。该磁柱301的横截面和第二磁芯的横截面与底座300的第一表面B1平行。
在可变电感201的封装尺寸确定的情况下，可以获得可变电感201的厚度T、磁路修正长度Lc、磁柱301的横截面面积A1、第二磁芯231的横截面面积A2、以及线圈221的匝数。这样一来，当获得第一磁芯211的磁导率μ1以及第二磁芯231的磁导率μ2后，根据公式(1)就可以计算出可变电感201的感值。
此外，可变电感201的磁场强度H与上述负载电流Iout之间可以满足以下公式(2)：
Figure BDA0002612479260000082
示例的，以该可变电感201的封装尺寸为2016(2.0mm×1.6mm)为例，该可变电感201总横截面面积At满足以下公式(3)：
At＝A1+A2＝2.0×1.6×ka＝3.2mm2 (3)
其中，公式(3)中ka为可变电感201有效截面积系数，示例的，该ka可以选取0.6。
在此基础上，对于封装尺寸为2016的可变电感201，可以令公式(1)以及公式(3)中，A1＝0.73mm2，根据公式(3)可以获知A2＝At-A1＝3.2mm2-0.73mm2＝1.19mm2。此外，令公式(1)以及公式(2)中，N＝2；T＝1mm；Lc＝2mm。
这样一来，通过上述公式(2)可以计算出表1中，不同负载电流Iout下，该可变电感201的磁场强度H。在此情况下，根据该磁场强度H，通过设置可变电感201中构成第一磁芯211的低饱和磁通密度材料，以及构成第二磁芯231的高饱和磁通密度材料，可以获得表1中与不同磁场强度H对应的第一磁芯211的相对磁导率μ1/μ0以及第二磁芯231的相对磁导率μ2/μ0。接下来，根据上述空气磁导率μ0可以得出，第一磁芯211的磁导率μ1以及第二磁芯231的磁导率μ2。
基于此，将与不同磁场强度H对应的第一磁芯211的磁导率μ1以及第二磁芯231的磁导率μ2代入上述公式(1)中，可以获得表1中不同负载电流Iout下，可变电感201的电感量L。
表1
负载电流I<sub>out</sub>(单位A) H(单位A/m) μ<sub>1</sub>/μ<sub>0</sub> μ<sub>2</sub>/μ<sub>0</sub> L(μH)
0 0 350 100 0.470372
4 2000 250 95 0.3712108
6 3000 70 80 0.1837528
8 4000 10 60 0.0988472
由表1可知，随着负载电流Iout的增大，可变电感201的电感量L逐渐减小，其中该可变电感201的初始电感值L0＝0.47μH。根据表1可以获得负载电流Iout范围与可变电感201电感值范围的关系，如表2所示。
表2
负载电流I<sub>out</sub>范围 电感值范围
0A～4A 0.47μH～0.37μH
4A～6A 0.37μH～0.18μH
6A～8A 0.18μH～0.10μH
在此情况下，当负载电流Iout为0A时，封装尺寸为2016的可变电感201的初始电感值L0可以达到0.47μH左右，其感值较大。但是，相比于相关技术中电感值固定于0.47μH的，封装尺寸为3025(3.0mm×2.5mm)的电感而言，本申请实施例提供的可变电感201在与相关技术提供的电感具有相同感值(0.47μH)的情况下，具有更小的封装尺寸，从而有利于减小上述电压转换电路20在主板上的部件尺寸。
同时，电感的DCR会随着其封装尺寸的减小而增大，因此当可变电感201的封装尺寸较小时，可以有效减小电感的DCR，有利于提高电压转换电路20在重载状态下的电压转换效率。此外，当构成该可变电感201中线圈221的材料为导电性很好的金属银时，可以更有利于减小可变电感的DCR。
此外，当负载电流Iout增大至8A时，封装尺寸为2016的可变电感201的电感值可以减小至0.099μH左右，其感值较小。相比于相关技术中电感值固定于0.24μH的，封装尺寸为2016的电感而言，本申请实施例提供的可变电感201在与相关技术提供的电感具有相同封装尺寸(2016)的情况下，由图6a可知，电感感值越小，电感的饱和电流越高。如图6b所示，封装尺寸相同的情况下，电感感值越大，电感的额定温升电流也越高。因此，本申请实施例提供的可变电感201在与相关技术提供的感值固定的电感具有相同封装尺寸(2016)的情况下，该可变电感201可以获得更高的饱和电流和温升电流，从而使得电压转换电路20的设计更符合电路实际应用需求。
需要说明的是，本申请实施例中的上述饱和电流是指：电感在磁芯饱和前允许通过的最大电流，随着负载电流的变大，电感感值逐渐降低，直到电感感值下降原感值的一部分，例如30％，此时的负载电流称Iout为电感的饱和电流值。此外，上述温升电流是指：随着负载电流的变大，由于电感中的线圈存在DCR，因此电感会发热，直到温升达到一定温度，例如40℃时，此时的负载电流Iout称为电感的温升电流。
此外，图7a所示的电压转换电路20中的电流采集器203可以用于获取上述负载电流Iout作为反馈信号，以对开关电路202的开关频率F进行调节。以下对电流采集器203的采集方式进行举例说明。
在本申请的一些实施例中，如图7a所示，上述开关电路202可以包括第一晶体管S1。其中，第一晶体管S1的栅极(gate，g)与频率控制器205电连接。这样一来，频率控制器205提供的PWM信号可以控制第一晶体管S1的导通与截止的时长。例如，当该第一晶体管S1为N型晶体管时，当该第一晶体管S1的栅极g接收到的PWM信号为高电平时，第一晶体管S1导通，当其栅极g接收到的PWM信号为低电平时，第一晶体管S1截止。或者，当第一晶体管S1为P型晶体管时，当该第一晶体管S1的栅极g接收到的PWM信号为低电平时，第一晶体管S1导通，当其栅极g接收到的PWM信号为高电平时，第一晶体管S1截止。
此外，第一晶体管S1的第一极，例如漏极(drain，d)用于与电池13电连接，从而可以接收电池13提供的上述输入电信号，第一晶体管S1的第二极，例如源极(source，s)与可变电感201的第二端a2电连接。
需要说明的是，本申请实施例对晶体管的类型不做限定，例如可以为N型晶体管，也可以为P型晶体管。上述是以晶体管为N型晶体管为例进行的说明，在此情况下，该晶体管的第一极可以为漏极d，第二极可以为源极s。或者，当晶体管为P型晶体管时，该晶体管的第一极可以为源极s，第二极可以为漏极d。
本申请中，第一晶体管S1的第二极(例如，源极s)与可变电感201的第二端a2电连接的方式可以为，示例的，如图7a所示，第一晶体管S1的第二极(例如，源极s)可以直接与可变电感201的第二端a2电连接。
基于此，上述开关电路202还可以包括第二晶体管S2。该第二晶体管S2的栅极g与频率控制器205电连接。这样一来，频率控制器205输出的PWM信号可以控制第一晶体管S1和第二晶体管S2交替导通。示例的，第一晶体管S1可以为N型晶体管，第二晶体管S2可以为P型晶体管。
当第一晶体管S1接收到PWM信号中的高电平处于导通状态时，该高电平可以控制第二晶体管S2截止，当第一晶体管S1接收到的PWM信号中的低电平处于截止状态时，该低电平可以控制第二晶体管S2导通。或者，当第一晶体管S1可以为N型晶体管，第二晶体管S2可以为P型晶体管，此时该第一晶体管S1和第二晶体管S2实现交替导通的方式同理可得，此处不再赘述。此外，第二晶体管S2的第一极，例如源极s与第一晶体管T2的第二极，例如源极s电连接，第二晶体管S2的第二极漏极接地。
或者，如图7b所示，在开关电路202还包括二极管D0的情况下，该二极管D0的阳极与第一晶体管S1的第二极(例如，源极s)电连接，二极管D0的阴极与可变电感201的第二端a2电连接。第一晶体管S1的第二极(例如，源极s)通过二极管D0与可变电感201的第二端a2间接电连接。
基于此，为了使得电流采集器203能够获取上述负载电流Iout，如图7a或图7b所示，该电流采集器203可以与第一晶体管S1的第一极(例如，漏极d)和第二极(例如，源极s)分别电连接。在此情况下，电流采集器203可以用于采集第一晶体管S1的第一极(例如，漏极d)和第二极(例如，源极s)的电压值。电流采集器203将该电压值转换成第一电流值I1，并根据用于控制第一晶体管S1导通或截止的电压转换电路20的占空比D计算出负载电流Iout。其中，Iout＝I1/D；D＝T1/T；T＝1/F；T为电压转换电路20的开关周期，T1为第一晶体管S1在开关周期T内的导通时长，F为电压转换电路20的开关频率。
为了使得上述电流采集器203能够对电压进行采集，并将采集到的电压换算成电流，示例的，该电流采集器203可以包括如图7c所示的采样元件213以及电流转换元件223。示例的，上述采样元件213可以为电阻，该电阻的两端电连接于第一晶体管S1的第一极(例如，漏极d)和第二极(例如，源极s)之间。电流转换元件223与该采样元件213电连接，将该采样元件213两端的电压转换成上述第一电流值I1。
或者，在本申请的另一些实施例中，如图8所示，开关电路202可以包括第一晶体管S1和第二晶体管S2。第一晶体管S1和第二晶体管S2的连接方式同上所述，且频率控制器205输出的PWM信号可以控制第一晶体管S1和第二晶体管S2交替导通。该第一晶体管S1和第二晶体管S2交替导通的过程在此不再赘述。
基于此，为了使得电流采集器203能够获取上述负载电流Iout，如图8所示，电流采集器203与第二晶体管S2的第一极(例如，源极s)和第二极(例如，漏极d)分别电连接。电流采集器203可以用于采集第二晶体管S2的第一极(例如，源极s)和第二极(例如，漏极d)之间的电压值，将电压值转换成第二电流值I2，并根据电压转换电路的占空比D获取负载电流Iout。其中，Iout＝I2/(1-D)。电流采集器203的结构同理可得，此处不再赘述。
又或者，在本申请的另一些实施例中，如图9所示，电流采集器203与可变电感201的第一端a1和第二端a2分别电连接。在此次情况下，电流采集器203可以用于采集可变电感201的第一端a1和第二端a2之间的电压值，将电压值转换成第三电流值I3。其中，Iout＝I3。电流采集器203的结构同理可得，此处不再赘述。
上述是对开关电路202结构，以及电流采集器203的采集方式进行的举例说明，以下为了方便说明，如图10a所示，以开关电路202包括第一晶体管S1、第二晶体管S2为例，对电流采集器203与第一晶体管S1第二晶体管S2电连接为例进行说明。
在此基础上，由上述可知，与电流采集器203电连接的处理器204中存储有多个负载电流范围以及与每个负载电流范围一一对应的开关频率F。
如图10a所示的电流采集器203中，处理器204与电流采集器203电连接。处理器204可以用于存储预设对应关系。该预设对应关系可以包括多个负载频率范围以及与每个负载频率范围一一对应的开关频率F，使得电压转换电路20可以在轻载(负载电流Iout较小)状态下或者重载(负载电流Iout较大)状态下，均可以具有较高的电压转换效率。
以下对处理器204中存储的预设对应关系的设置方式进行说明。示例的，相关技术中，当Buck电路中的电感感值固定时，Buck电路中不同开关频率F下，搭配不同的电感值时，Buck电路的电压转换效率曲线如图11所示。其中，曲线①表示开关频率F为1MHz，电感感值为0.47μH时的Buck电路的电压转换效率曲线。曲线②表示开关频率F为2MHz，电感感值为0.24μH时的Buck电路的电压转换效率曲线。曲线③表示开关频率F为4MHz，电感感值为0.11μH时的Buck电路的电压转换效率曲线。
由图11可以看出，当负载电流Iout的范围在0A～2A的范围内时，曲线①对应的Buck电压转换效率较大，其最大值可以大于89％。当负载电流Iout的范围在2A～8A的范围内时，曲线②对应的Buck电路的电压转换效率较大，其最大值在88％左右。当负载电流Iout的范围在8A以上时，曲线③对应的Buck电路的电压转换效率较大，其最大值在83％左右。
由表2可知，本申请实施例提供的电压转换电路20的负载电流Iout具有三个范围，分别为0A～4A；4A～6A以及6A～8A。为了使得本申请实施例提供的电压转换电路20，其电压转换效率能够在上述各个负载电流Iout范围内与图11中相同负载电流Iout范围所对应的电压转换效率接近，本申请可以获得一种预设对应关系(包括：多个负载频率范围以及与每个负载频率范围一一对应的开关频率F)，该预设对应关系如表3所示。
表3
电感值范围 负载电流I<sub>out</sub>范围 开关频率F
0.47μH～0.37μH 0A～4A 1MHz
0.37μH～0.18μH 4A～6A 2MHz
0.18μH～0.10μH 6A～8A 4MHz
由表3可知，负载电流Iout范围为0A～4A时，其对应的开关频率F为1MHz，此时，该电压转换电路20的电压转换效率，可以与图11所示的曲线①在负载电流Iout范围为0A～2A时所对应的电压转换效率接近或者相同。负载电流Iout范围为4A～6A时，其对应的开关频率F为2MHz，此时，该电压转换电路20的电压转换效率，可以与曲线②在负载电流Iout范围为2A～8A时所对应的电压转换效率接近或者相同。负载电流Iout范围为6A～8A时，其对应的开关频率F为4MHz，此时，该电压转换电路20的电压转换效率，可以与曲线③在负载电流Iout范围大于8A时所对应的电压转换效率接近或者相同。这样一来，可以使得电压转换电路20在整个负载电流Iout的范围内均具有较高的电压转换效率。
在此基础上，根据表3的数据，可以获得如图12所示的，电压转换电路20中可变电感201的电感值与负载电流Iout的曲线。由图12可知看出，随着负载电流Iout逐渐增大，开关频率F逐渐升高。使得电子设备01在轻载(负载电流Iout较小，例如在上述0A～4A的范围内)状态下和重载(负载电流Iout较大，例如在上述6A～8A的范围内)状态下，均具有较高的效率。
此外，由图12可知，随着负载电流Iout逐渐增大，可变电感201的电感值逐渐下降。这样一来，在电子设备01在轻载(负载电流Iout较小，例如在上述0A～4A的范围内)状态下，可变电感201的电感值L(L＝0.47μH)与相关技术中封装尺寸为3025的电感的感值相当，但是可变电感201的封装尺寸由上述可知为2016，其封装尺寸小有利于减小上述电压转换电路20在主板上的部件尺寸。
另外，在电子设备01在重载(负载电流Iout较大，例如在上述6A～8A的范围内)状态下，可变电感201的电感值L可以降低至0.18μH～0.10μH的范围内，相比于相关技术中电感值固定于0.24μH的，封装尺寸同为2016的电感而言，该可变电感201可以获得更高的饱和电流和温升电流，从而使得电压转换电路20的设计更符合电路实际应用需求。
以下根据表3中的数据，在电压转换电路20的整个负载电流Iout范围(例如，0A～8A)内，对该电压转换电路20的输出纹波电流△I进行验证，以使得该纹波电流△I可以位于1.6A以内，以使得电压转换电路20能够满足设计要求。其中，电压转换电路20的输入电压Vin＝3.8V，负载电压Vout＝0.75V，开关频率F的调节范围为1MHz～4MHz。
在此情况下，用于控制图10a中第一晶体管S1和第二晶体管S2栅极g的电压转换电路的占空比D满足以下公式：
D＝Vout/Vin＝0.75/3.8＝0.197 (4)
此外，可变电感201两端的电压U和电感值L满足以下公式：
U＝L×△I/△T (5)
由上述可知，可变电感201具有储能和释能两种状态。基于此，当可变电感201处于储能状态时，△T＝D/F；因此根据公式(5)可得，纹波电流△I的计算公式：
△I＝(U×△T)/L＝(UON×D)/(L×F) (6)
其中，Uon为可变电感201处于储能状态时，其两端的电压。Uon＝Vin-Vout＝3.8V-0.75V＝3.05V；F为电压转换电路20的开关频率F。
或者，基于此，当可变电感201处于释能状态时，△T＝(1-D)/F；因此根据公式(5)可得，纹波电流△I的计算公式：
△I＝(U×△T)/L＝(UOFF×(1-D))/(L×F) (7)
其中，UOFF为可变电感201处于释能状态时，其两端的电压，UOFF＝Vout。
基于此，在本申请的一些实施例中，根据上述表3的数据，当电压转换电路20的负载电流Iout范围在0A～4A的范围内时，可变电感201的电感值L的范围为0.47μH～0.37μH，该电压转换电路20的开关频率F为1MHz。此时，电压转换电路20的最大负载电流Iout_max为4A，可变电感201的最小电感值Lmin为0.37μH。
因此，根据上述公式(6)可以可出，电压转换电路20的负载电流Iout范围在0A～4A的范围内时，电压转换电路20的最大输出纹波电流△Imax可以根据以下公式得出：
△Imax＝(UON×D)/(Lmin×F)＝(3.05×0.197)/(0.37×1)＝1.6A。
或者，根据上述公式(7)可以得出，电压转换电路20的负载电流Iout范围在0A～4A的范围内时，电压转换电路20的最大输出纹波电流△Imax可以根据以下公式得出：
△Imax＝(UOFF×(1-D))/(Lmin×F)＝(0.75×(1-0.197))/(0.37×1)＝1.6A。
这样一来，在负载电流Iout范围在0A～4A的范围内时，由于电压转换电路20的最大输出纹波电流△Imax可以等于1.6A，所以电压转换电路20的输出纹波电流△I可以小于或等于1.6A，满足设计要求。
在本申请的另一些实施例中，根据上述表3的数据，当电压转换电路20的负载电流Iout范围在4A～6A的范围内时，可变电感201的电感值L的范围为0.37μH～0.18μH，该电压转换电路20的开关频率F为2MHz。此时，电压转换电路20的最大负载电流Iout_max为6A，可变电感201的最小电感值Lmin为0.18μH。
因此，根据上述公式(6)可以可出，电压转换电路20的负载电流Iout范围在4A～6A的范围内时，电压转换电路20的最大输出纹波电流△Imax可以根据以下公式得出：
△Imax＝(UON×D)/(Lmin×F)＝(3.05×0.197)/(0.18×2)＝1.6A。
或者，同理根据上述公式(7)可以得出也可以计算出上述最大输出纹波电流△Imax。这样一来，在负载电流Iout范围在4A～6A的范围内时，由于电压转换电路20的最大输出纹波电流△Imax可以等于1.6A，所以电压转换电路20的输出纹波电流△I可以小于或等于1.6A，满足设计要求。
在本申请的另一些实施例中，根据上述表3的数据，当电压转换电路20的负载电流Iout范围在6A～8A的范围内时，可变电感201的电感值L的范围为0.18μH～0.10μH，该电压转换电路20的开关频率F为4MHz。此时，电压转换电路20的最大负载电流Iout_max为8A，可变电感201的最小电感值Lmin为0.10μH。
因此，根据上述公式(6)可以可出，电压转换电路20的负载电流Iout范围在6A～8A的范围内时，电压转换电路20的最大输出纹波电流△Imax可以根据以下公式得出：
△Imax＝(UON×D)/(Lmin×F)＝(3.05×0.197)/(0.10×4)＝1.6A。
或者，同理根据上述公式(7)可以得出也可以计算出上述最大输出纹波电流△Imax。这样一来，在负载电流Iout范围在6A～8A的范围内时，由于电压转换电路20的最大输出纹波电流△Imax可以等于1.6A，所以电压转换电路20的输出纹波电流△I可以小于或等于1.6A，满足设计要求。
综上所述，在电压转换电路20的整个负载电流Iout范围(例如，0A～8A)内，根据负载电流Iout的变化，对应调节开关频率F的大小时，可以使得纹波电流△I在整个负载电流Iout范围(例如，0A～8A)内位于1.6A以内。
由上述可知，当将表3中由多个负载频率范围以及与每个负载频率范围一一对应的开关频率F构成的预设对应关系存储于如图10a所示的处理器204后，频率控制器205可以与处理器204电连接，并从处理器204中获得的开关频率F。此外，该频率控制器205还可以与作为负载的芯片101电连接，并获取负载电压Vout，从而可以根据上述开关频率F和负载电压Vout生成上述PWM信号，并使得PWM信号的频率与处理器204从上述预设对应关系中获得的开关频率F相同。
在此基础上，如图10a所示，上述电压转换电路20还可以包括串联于可变电感201第一端a1和接地端GND之间的分压电阻R1和分压电阻R2，频率控制器205可以电连接于分压电阻R1和分压电阻R2之间，以实现与芯片101(负载)的电连接。通过设置分压电阻R1和分压电阻R2的电阻值，使得频率控制器205采集的电压即可以反映负载电压Vout的大小，又可以避免采集到的电压过大而对频率控制器205造成影响。
以下对频率控制器205的结构以及工作原理进行说明。
如图10a所示，该频率控制器205可以包括误差放大器215、锯齿波产生电路225、比较器235以及驱动电路245。其中，误差放大器215的第一输入端b1与作为负载的芯片101电连接。该误差放大器215的第二输入端b2与参考电压端Vref电连接。该误差放大器215用于计算负载电压Vout与参考电压端Vref的电压之间的电压差△V，即△＝|Vout-Vref|。需要说明的是，误差放大器215的第一输入端b1电连接于分压电阻R1和分压电阻R2之间。由上述可知，通过设置分压电阻R1和分压电阻R2的电阻值，可以使得误差放大器215采集的电压即可以反映负载电压Vout的大小，又可以避免采集到的电压过大而对误差放大器215造成影响。本申请为了方便说明，可以认为误差放大器215的第一输入端b1采集到的电压近似等于负载电压Vout。
此外，锯齿波产生电路225与处理器204电连接，该锯齿波产生电路225用于根据处理器204获取到的开关频率F，生成锯齿波，该锯齿波的频率与开关频率F相同。上述比较器235的第一输入端b1与误差放大器215电连接，比较器的第二输入端b2与锯齿波产生电路225电连接。该比较器235用于根据误差放大器215获得的电压差△V和锯齿波产生电路225产生的锯齿波生成PWM信号。
示例的，比较器235生成上述PWM信号的过程可以为，当锯齿波的电压大于上述电压差△V时，比较器235输出高电平。当锯齿波的电压小于上述电压差△V时，比较器235输出低电平，从而能够生成PWM信号。
此外，上述驱动电路245可以与比较器235的输出端和开关电路202电连接。该驱动电路245可以根据比较器235提供的PWM信号，向开关电路202中的晶体管提供控制开关电路202导通或断开的驱动信号，及将PWM信号转换为具有驱动能力的驱动信号。
在本申请的一些实施例中，上述驱动电路245可以包括如图10b所示的逻辑元件400以及与该逻辑元件400电连接的驱动元件401。其中，逻辑元件400与比较器235的输出端电连接，用于根据单路PWM信号产生分别驱动开关电路202中第一晶体管S1和第二晶体管S2的两路逻辑驱动信号，并产生死区。此外，上述驱动元件401与该逻辑元件400和第一晶体管S1的栅极g以及第二晶体管S2的栅极g电连接。该驱动元件401具有增大驱动元件401输出信号的功能，从而达到驱动晶体管导通或截止的作用。
在此情况下，本申请实施例提供的电压转换电路20可以具有如图13所示的闭环控制过程。以下结合图14对图13所示的该闭环控制过程进行说明。
在本申请的一些实施例中，电压转换电路20在进行如图13所示的闭环控制过程之前，可以根据负载电流Iout的大小，参考图11中不同电感效率曲线的最高点，获得如表3所示的电感值范围、负载电流Iout范围以及开关频率F的对应关系。然后，可以将表3中，多个负载电流Iout范围以及与每个负载电流Iout范围一一对应的开关频率F作为预设对应关系存储于处理器204中。
然后，电压转换电路20在进行如图13所示的闭环控制过程中，开关电路202在PWM信号的控制下导通，通过输入电信号(输入电压Vin、输入电流Iin)对上述可变电感201进行充电，该可变电感201处于储能状态。接下来，开关电路202在PWM信号的控制下断开，可变电感201向芯片101放电，该可变电感201处于释能状态，从而向芯片101供电。
基于此，可以执行如图14所示的S101，电流采集器203获取负载电流Iout。例如，电流采集器203可以通过与开关电路202电连接，或者，可以与可变电感201电连接的方式获取负载电流Iout。其中，由上述可知，可变电感201的电感值可以随着负载电流Iout的增大而减小。
接下来，执行如图14所示的S102，处理器204根据负载电流Iout，从预设对应关系中，获取负载电流Iout所在的负载电流范围，并获取与负载电流范围对应的开关频率F。
接下来，执行如图14所示的S103，频率控制器205根据开关频率F以及负载电压Vout生成PWM信号。从而可以通过PWM信号控制开关电路202导通或断开。
例如，频率控制器205中如图13所示的各个元件：锯齿波产生电路225、比较器235以及驱动电路245执行该图13所示的闭环控制过程。具体的，锯齿波产生电路225根据处理器204获取到的开关频率F，生成锯齿波。比较器235根据误差放大器215获得的电压差△V和锯齿波产生电路225产生的锯齿波生成PWM信号，该PWM信号的频率与开关频率F相同，从而能够使得电压转换电路20在轻载和重载状态下均能够获得较高的电压转换效率。驱动电路245可以根据比较器235提供的PWM信号，向开关电路202中的晶体管提供控制开关电路202导通或断开的驱动信号。
此外，根据上述表3可以获取电感值范围与负载电流Iout范围的对应关系，以制作电感值可以根据负载电流Iout所在范围对应变化的，封装尺寸较小(例如封装尺寸为2016)的可变电感201。从而在实现电压转换电路20小型化的同时，在重载状态下，相对于同等封装尺寸的电感而言，可变电感201的电感值更小，因此可以满足温升电流、饱和电流的要求。此外，由上述可知，本申请实施例提供的电压转换电路20的输出纹波电流△I可以满足设计要求，最终可以获得小型化、高效率的电压转换电路20。
以上所述，仅为本申请的具体实施方式，但本申请的保护范围并不局限于此，任何在本申请揭露的技术范围内的变化或替换，都应涵盖在本申请的保护范围之内。因此，本申请的保护范围应以所述权利要求的保护范围为准。

Claims (15)

1.一种电压转换电路，用于向负载提供Iout，其特征在于，所述电压转换电路包括：
可变电感，第一端与所述负载电连接，所述可变电感的电感值随着所述负载电流Iout的增大而减小；
开关电路，与所述可变电感的第二端电连接；所述开关电路用于接收输入电信号，并在脉冲宽度调制PWM信号的控制下处于导通状态，将所述输入电信号传输至所述可变电感，以对所述可变电感充电；所述开关电路还用于在所述PWM信号的控制下处于断开状态，以使得的所述可变电感放电；
电流采集器，用于获取所述负载电流Iout；
处理器，与所述电流采集器电连接，所述处理器用于存储预设对应关系，所述预设对应关系包括多个负载电流范围以及与每个所述负载电流范围一一对应的开关频率F；所述处理器还用于根据所述负载电流Iout确定所述负载电流Iout所在的负载电流范围，并获取与所述负载电流范围对应的开关频率F；所述负载电流Iout越大，所述开关频率F越高；
频率控制器，与所述负载、所述处理器以及所述开关电路电连接，所述频率控制器用于根据所述处理器获得的开关频率F以及负载电压生成所述PWM信号，所述PWM信号的频率与所述处理器获得的开关频率F相同。
2.根据权利要求1所述的电压转换电路，其特征在于，
所述开关电路包括第一晶体管；所述第一晶体管的栅极与所述频率控制器电连接，所述第一晶体管的第一极用于接收所述输入电信号；所述第一晶体管的第二极与所述可变电感的第二端电连接；
所述电流采集器与所述第一晶体管的第一极和第二极电连接，所述电流采集器用于采集所述第一晶体管的第一极和第二极之间的电压值，将所述电压值转换成第一电流值I1，并根据所述电压转换电路的占空比D计算出所述负载电流Iout；
其中，Iout＝I1/D；D＝T1/T；T＝1/F；T1为所述第一晶体管在开关周期T内的导通时长。
3.根据权利要求1所述的电压转换电路，其特征在于，
所述开关电路包括第一晶体管和第二晶体管；所述第一晶体管的栅极与所述频率控制器电连接，所述第一晶体管的第一极用于接收所述输入电信号，所述第一晶体管的第二极与所述可变电感的第二端电连接；
所述第二晶体管的栅极与所述频率控制器电连接，所述频率控制器用于控制所述第一晶体管和所述第二晶体管交替导通；所述第二晶体管的第一极与所述第一晶体管的第二极电连接，所述第二晶体管的第二极接地；
所述电流采集器与所述第二晶体管的第一极和第二极电连接；所述电流采集器用于采集所述第二晶体管的第一极和第二极之间的电压值，将所述电压值转换成第二电流值I2，并根据所述电压转换电路的占空比D计算出所述负载电流Iout；
其中，Iout＝I2/(1-D)；D＝T1/T；T＝1/F；T1为所述第一晶体管在开关周期T内的导通时长。
4.根据权利要求1所述的电压转换电路，其特征在于，
所述电流采集器与所述可变电感的第一端和第二端电连接，所述电流采集器用于采集所述可变电感的第一端和第二端之间的电压值，将所述电压值转换成第三电流值I3；其中，Iout＝I3。
5.根据权利要求1-4任一项所述的电压转换电路，其特征在于，所述可变电感包括：
第一磁芯，包括底座和设置于所述底座第一表面上的磁柱；
线圈，绕制于所述磁柱上；
第二磁芯，包裹所述磁柱、所述线圈，并覆盖所述第一磁芯的第一表面；所述第一磁芯的相对磁导率小于所述第二磁芯的相对磁导率。
6.根据权利要求5所述的电压转换电路，其特征在于，所述可变电感还包括：
第一端电极，覆盖所述第一表面、所述底座的第二表面以及所述底座的第一侧面的一部分；所述线圈的第一端与所述第一端电极电连接；
第二端电极，与所述第一端电极分别位于所述磁柱的两侧，且覆盖所述第一表面、所述第二表面以及所述底座的第二侧面的一部分；所述线圈的第二端与所述第二端电极电连接；
其中，所述第一表面和所述第二表面相对设置；所述第一侧面和所述第二侧面相对设置。
7.根据权利要求5或6所述的电压转换电路，其特征在于，
所述可变电感的电感值L满足公式：
Figure FDA0002612479250000021
其中，N为所述线圈的匝数，T为所述可变电感的厚度；Lc为磁路修正长度；μ1为所述第一磁芯的磁导率；μ2为所述第二磁芯的磁导率；A1为所述磁柱的横截面面积；A2为所述第二磁芯的横截面面积；所述可变电感的厚度T方向与所述第一表面垂直；所述磁柱的横截面和所述第二磁芯的横截面与所述第一表面平行。
8.根据权利要求6所述的电压转换电路，其特征在于，
所述可变电感的磁场强度H与所述负载电流Iout之间满足公式：
Figure FDA0002612479250000022
9.根据权利要求5或6所述的电压转换电路，其特征在于，所述线圈的材料包括银。
10.根据权利要求1所述的电压转换电路，其特征在于，所述频率控制器包括：
误差放大器；第一输入端与所述负载电连接，所述误差放大器的第二输入端与参考电压端电连接，所述误差放大器用于计算所述负载电压与所述参考电压端的电压之间的电压差；
锯齿波产生电路，与所述处理器电连接，所述锯齿波产生电路用于根据所述处理器获取到的开关频率F，生成锯齿波；所述锯齿波的频率与所述开关频率F相同；
比较器，第一输入端与所述误差放大器电连接，所述比较器的第二输入端与所述锯齿波产生电路电连接，所述比较器用于根据所述电压差和所述锯齿波生成所述PWM信号；
驱动电路，与所述比较器的输出端和所述开关电路电连接，所述驱动电路用于根据所述PWM信号向开关电路提供控制所述开关电路导通或断开的驱动信号。
11.一种电子设备，其特征在于，包括印刷电路板以及至少一个如权利要求1-10任一项所述的电压转换电路；所述电压转换电路设置于所述印刷电路板上。
12.一种电压转换电路的控制方法，用于向负载供电，其特征在于，所述电压转换电路包括可变电感、开关电路、电流采集器、处理器以及频率控制器；其中，所述可变电感的第一端与所述负载电连接，所述可变电感的电感值随着负载电流的增大而减小；所述开关电路与所述可变电感的第二端电连接；所述处理器与所述电流采集器电连接；所述频率控制器与所述负载、所述处理器以及所述开关电路电连接；所述控制方法包括：
所述开关电路在脉冲宽度调制PWM信号的控制下导通，通过输入电信号对所述可变电感进行充电；
所述开关电路在脉冲宽度调制PWM信号的控制下断开，所述可变电感放电；
所述电流采集器获取负载电流Iout；所述可变电感的电感值随着负载电流的增大而减小；
所述处理器根据所述负载电流Iout从存储的预设对应关系中，获取所述负载电流Iout所在的负载电流范围，并获取与所述负载电流范围对应的开关频率F；
所述频率控制器根据所述开关频率F以及负载电压生成所述PWM信号，所述PWM信号的频率与所述开关频率F相同。
13.根据权利要求12所述的控制方法，其特征在于，所述开关电路包括第一晶体管；所述第一晶体管的栅极与所述频率控制器电连接，所述第一晶体管的第一极用于接收所述输入电信号，所述第一晶体管的第二极与所述可变电感的第二端电连接；所述电流采集器与所述第一晶体管的第一极和第二极电连接；
所述电流采集器获取负载电流Iout包括：所述电流采集器采集所述第一晶体管的第一极和第二极之间的电压值，将所述电压值转换成第一电流值I1，并根据所述电压转换电路的占空比D计算所述负载电流Iout；其中，Iout＝I1/D；D＝T1/T；T＝1/F；T1为所述第一晶体管在开关周期T内的导通时长。
14.根据权利要求12所述的控制方法，其特征在于，所述开关电路包括第一晶体管和第二晶体管；所述第一晶体管的栅极与所述频率控制器电连接，所述第一晶体管的第一极用于接收所述输入电信号，所述第一晶体管的第二极与所述可变电感的第二端电连接；所述第二晶体管的栅极与所述频率控制器电连接，所述频率控制器用于控制所述第一晶体管和所述第二晶体管交替导通；所述第二晶体管的第一极与所述第一晶体管的第二极电连接，所述第二晶体管的第二极接地；所述电流采集器与所述第二晶体管的第一极和第二极电连接；
所述电流采集器获取负载电流Iout包括：所述电流采集器用于采集所述第二晶体管的第一极和第二极之间的电压值，将所述电压值转换成第二电流值I2，并根据所述电压转换电路的占空比D计算所述负载电流Iout；其中，Iout＝I2/(1-D)；D＝T1/T；T＝1/F；T1为所述第一晶体管在开关周期T内的导通时长。
15.根据权利要求12所述的控制方法，其特征在于，所述电流采集器与所述可变电感的第一端和第二端电连接；
所述电流采集器获取负载电流Iout包括：所述电流采集器用于采集所述可变电感的第一端和第二端之间的电压值，将所述电压值转换成第三电流值I3；其中，Iout＝I3。
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