KR102590673B1

KR102590673B1 - 고출력 밀도 충전 응용을 위한 초고속 과도 응답(str) ac/dc 컨버터

Info

Publication number: KR102590673B1
Application number: KR1020190084126A
Authority: KR
Inventors: 페이-룬 황; 유-밍 첸; 티엔-치 린; 중-페이 쳉; 웨-핑 유; 즈-치앙 뉴; 샤오티안 장; 롱-칭 왕
Original assignee: 알파 앤드 오메가 세미컨덕터 (케이맨) 리미티드
Priority date: 2019-07-12
Filing date: 2019-07-12
Publication date: 2023-10-17
Also published as: KR20210008242A

Abstract

[0001] 본 발명은 일반적으로 고전력 밀도 충전(high power density charging)을 위한 초고속 과도 응답(Super-Fast Transient Response, STR) 교류/직류(AC/DC) 컨버터 및 대응하는 응용에 관한 것이다. STR AC/DC 컨버터는 성능이 향상된 소형 변압기 및 커패시터를 사용할 수 있는 이점을 제공한다. 고유의 인쇄 회로 기판(PCB) 설계 및 부품들을 결합하여 소형 PD(Power Delivery) 충전기는 빠른 충전 응용을 위해 0.6W/CC 이상의 전력 밀도를 제공하도록 조립된다.

Description

고출력 밀도 충전 응용을 위한 초고속 과도 응답(STR) AC/DC 컨버터{Super-Fast Transient Response (STR) AC/DC Converter For High Power Density Charging Application}

[0002] 도 1a는 펄스 폭 변조(pulse width modulation, PWM) 제어 플라이-백 AC/DC 컨버터(PWM control fly-back AC/DC converter) 기반의 전통적인 충전기의 간단한 회로도이다. 변압기(TX1)는 1차측 소스로부터 수신된 에너지를 2차측으로 전달하여 부하(load)에 전력을 공급한다. 변압기(TX1)는 아마도 AC 벽 콘센트로부터의 정류기 출력에 접속된 입력 전압(V_Bulk)으로 연결된 1차 코일의 제1 단부를 구비한다. 변압기 1차 코일의 제2 단부는 변압기의 2차측에 전달되는 에너지를 얻기 위한 변압기의 1차 코일을 통해 전류를 정류하기 위해 주 스위치 Q1에 연결된다. 메인 제어기는 변압기의 1차측에 위치하여 메인 스위치의 온/오프를 제어한다. 변압기의 2차측에 오류 증폭기가 있는 피드백 루프는 옵토-커플러(opto-coupler)를 통해 1차측의 제어기로 출력 정보를 제공한다. 도 1b에 도시된 바와 같이, 도 1a의 회로의 동작 주파수는 피크 부하(peak load)에서 65kHz ~ 85kHz로 제한된다. PWM 제어기는 스위칭 주파수의 1/10 정도의 전류 모드 제어 루프 대역폭(current mode control loop bandwidth)(BW ~ 0.1 ×fs)에 의해 제한되는 제어 대역폭(BW)을 갖는다. 낮은 작동 주파수와 좁은 제어 대역폭에 의해 출력 전압 과도 응답(output voltage transient response)은 느리다. 도 1c는 동작 주파수 fs의 느린 전이(slow transition) 동안에 부하가 무부하와 100% 부하 사이를 천이할 때, 출력 전압 Vout의 과도 응답(transient response)의 큰 변동을 보여준다. 또한, 종래의 PWM 제어기는 부하 조건 변화(load condition change)에 대응하는 고변환 효율을 유지하기 위해 PWM 제어기의 동작을 CCM(Continue Conduction Mode)과 DCM(Discontinue Conduction Mode)의 서로 다른 동작 모드로 전환할 필요가 있다). 제어기의 안정적인 작동을 유지하려면 일반적으로 정전류 보상 루프(Constant current compensation loop) 및 정전압 보상 루프(constant voltage compensation loop)가 필요하다. 그러므로, PWM 제어 플라이백 AC/DC 컨버터(PWM control fly-back AC/DC converter)를 기반의 전통적인 충전기는 필연적으로 추가 부품이 필요하다.

[0003] 도 1d 및 도 1e는 도 1a의 종래의 충전기에서 통상적으로 사용되는 종래의 수직형 MOSFET 트랜지스터(vertical MOSFET transistor)의 평면도 및 단면도이다. 트랜지스터는 캡슐화(encapsulation)로부터 노출된 바닥면을 갖는 리드 프레임(lead frame)의 다이 패들(die paddle)에 연결된 트랜지스터 다이(transistor die)의 바닥 면에 위치한 드레인 전극(D)을 갖는다. 소스 전극 및 게이트 전극은 트랜지스터 다이의 상면에 위치한다. 소스 전극 및 게이트 전극은 소스 리드(S) 및 게이트 리드(G)에 연결된다. 도 1f는 도 1a의 종래의 충전기에 대한 PCB 레이아웃(10)을 나타낸다. PCB 레이아웃(10)은 도 1d 및 1e의 종래의 MOSFET 디바이스를 수용하도록 구성된다. 종래 MOSFET 장치는 PCB 상의 작은 구리 패드(11)에 연결된 작은 면적의 소스 리드(source lead)와 PCB상의 큰 구리 패드 영역(copper pad area)(12)에 연결된 넓은 면적의 드레인 리드(drain lead)(14)를 갖는다. MOSFET 칩의 드레인 전극은 드레인 리드(14)와 구리 패드 영역(12) 사이의 넓은 접촉 영역을 통해 변압기(TX1)에 연결된다. MOSFET 칩의 소스 전극은 저항(R2)을 통해 접지에 연결된다. PCB 레이아웃(10)의 성능은 열 방출(thermal dissipation)과 전자기 간섭(electromagnetic interference, EMI) 잡음 감소 사이의 피할 수 없는 절충에 의해 최적화되지 않는다. MOSFET 디바이스(Q1)는 고온이며, 냉각을 위해 커다란 구리 패드 영역(12)(예를 들면, 길이가 10mm 이상이고 폭이 5mm 이상)을 필요로 한다. 그러나, 대면적의 드레인 리드(14)는 고전압을 갖고 높은 dv/dt 값을 갖는다. EMI 노이즈를 시스템에 연결한다. 이는 저전압 어플리케이션에서 문제가 되지 않을 수 있다. 그러나, 500V 이상과 같은 고전압 애플리케이션의 경우, 빠른 변화와 높은 드레인 전압에 의해 EMI 잡음이 높다. EMI 노이즈를 줄이기 위해 작은 구리 패드 영역(12)이 필요하다. 이는 냉각용 큰 구리 패드 영역(copper pad area)(12)을 가질 필요성과는 반대이다. 큰 구리 패드 영역(12)의 절충은 큰 EMI 노이즈이다. 규정 요구 사항을 충족시키기 위해 열 성능과 RFI 차폐를 향상시키기 위해 부피가 큰 방열판 및 금속 차폐가 추가로 사용된다. 또한, 고전압 애플리케이션의 경우, 넓은 영역의 고전압 드레인 리드는 넓은 안전 공간이 필요하고 소자 면적이 증가하므로 고전압을 위한 안전 공간을 유지하면서 소자 크기를 최소화하는 것이 어렵다.

[0004] 휴대용 장치용 충전기(charger for a portable device)의 바람직한 특징은 충전기를 손상시키지 않고 안전한 충전을 제공하기 위해 고성능, 시간을 절약하기 위한 고속 충전 및 이동성의 편의를 위한 공간을 절약하기 위해 소형 크기를 요구한다. 이러한 바람직한 특징은 충전기가 적은 비용을 들이지 않고도 더 큰 전력 밀도를 처리할 수 있는 기능을 갖는 소형 변압기 및 소형 커패시터와 같이 더 적은 부품 수 및 소형 부품을 사용해야 한다. 전력 밀도가 높아지면 열 및 EMI 문제가 발생할 수 있다. 더 작은 부품을 사용하거나 부품 수가 적으면 충전기의 성능에 잠재적으로 영향을 준다. 따라서, 현재 시중에서 판매되는 최고의 충전기는 0.5W/CC 미만의 전력 밀도를 제공한다. 본 발명은 새로운 시스템 회로 제어를 적용하고, 주 스위치 및 제어 집적 회(IC)를 단일 다이 패들(single die paddle)에 공동 패키징하고, 4층 인쇄 회로 기판(PCB)을 사용함으로써 0.5W/CC를 초과하는 솔루션을 제공한다. 따라서, EMI는 감소되고, 열 성능(thermal performance)이 향상되며, 신속한 턴온(turn-on)이 이루어진다.

[0005] [0005] 본 발명의 시스템 회로 제어는 메인 제어기의 비교기를 갖는 피드백 루프(feedback loop with comparator)가(선행 기술에서 메인 제어기에서 에러 증폭기를 사용하는 대신에) 2차측에 위치하도록 2차측 일정 시간 온(constant-on-time, COT) 제어를 이용한다. 본 발명의 제어의 응답은 종래의 제어에 비해 훨씬 빠르다. 자연 피크 부하 작동 주파수(Natural peak load operation frequency)는 최대 150kHz(기존 최대 65k-85kHz와 비교)로 제한된다. 150kHz의 더 높은 스위칭 주파수(higher switching frequency)는 빠른 응답 과도 정류(fast response transient regulation)의 이점을 제공할 뿐만아니라 동일한 출력 및 작은 커패시터를 위한 더 작은 변압기의 사용을 가능하게 한다. 또한, 본 발명의 제어 구조는 보상 루프를 위한 임의의 추가 구성 요소가 필요하지 않다. 따라서, 본 발명은 열적 및 전기적 성능을 저하시키지 않으면서 보다 작은 공간에 시스템을 충전할 수 있다.

[0006] 본 발명의 변압기의 크기는, 85kHz 최대 주파수에 대한 58 턴(turns)에서 150kHz 최대 주파수에 대한 45턴으로 턴 수가 감소되기 때문에 감소된다. 13 턴 마진(13 turns margin)은 더 작은 크기의 코어를 선택하거나 크기 감소 또는 구리 손실을 위해 더 큰 직경의 와이어를 선택하는데 사용할 수 있다.

[0007] 본 발명의 커패시터의 크기는 COT 풀 레인지 스위칭 주파수 피드백 제어 방식(COT full range switching frequency feedback control scheme), 최대 80 % 최대 듀티 사이클이기 때문에 감소된다. 최대 150kHz의 부하 조건을 갖는 자동 주파수 스위프(automatic frequency sweep); 전류 모드 제어(current mode control)를 사용하지 않아 하위 고조파 문제(sub-harmonic issue)가 발생하지 않는다.

[0008] 본 발명은 하우징, 제1 PCB, 제2 PCB, 제3 PCB, 제1 플러그 블레이드 및 제2 플러그 블레이드를 포함하는 AC/DC 충전기를 개시한다. 첫 번째 PCB는 1차측 회로로 구성된다. 제2 PCB는 2차측 회로를 포함한다. 제3 PCB는 제1 PCB 및 제2 PCB에 수직이다. 본 발명의 제1, 제2 및 제3 PCB는 다층 PCB, 바람직하게는 4층 PCB이다. 이들은 접촉 영역 외에도 추가 열 방출 영역(extra heat dissipation areas)을 제공한다.

[0009] 1차 제어기를 갖는 분리된 1차 PCB 및 2차 제어기를 갖는 2차 PCB는 3 차원 지지 고정의 도움으로 구성요소 배치를 최적화하여 시스템을 최소 공간에 포장하는 이점을 제공한다. 일 실시예에서, 절연 커플 링 요소(an isolation coupling element)는 제3 PCB 상에 배치된다. 절연 커플링 요소는 다층 PCB 코어리스 변압기(multi-layer PCB coreless transformer), 바람직하게는 4층 PCB 코어리스 변압기를 포함한다. PCB 베이스 코어리스 변압기(PCB base coreless transformer)는 독립형 표면 실장 부품 또는 마더 보드 내부에 내장된 유연성을 제공한다.

[0010] 제1 PCB 및 제2 PCB는 각각 반도체 패키지를 포함한다. 반도체 패키지의 다이 패들(die paddle)의 바닥면은 몰딩 캡슐(molding encapsulation)로부터 노광(exposure)된다. 다이 패들의 노출된 표면은 PCB의 전도성 영역에 직접 부착된다. 본 발명의 반도체 패키지는 단일 다이 패들 상에 MOSFET 트랜지스터 및 제어 IC를 함께 패키징하기 위해 MOSFET 플립 칩 패키징 기술을 이용한다. 변압기의 1차측과 2차측에서 EMI를 줄이기 위해 캡슐의 바닥면에 노출된 넓은 면적의 소스 전극을 제공하여 열 방출(thermal dissipation)을 향상시킨다.

[0011] 도 1a는 종래 기술의 충전기의 간단한 회로도이다.
[0012] 도 1b는 종래 기술의 충전기의 스위칭 주파수 부하 의존도(switching frequency load dependence)이다.
[0013] 도 1c는 종래 기술의 충전기의 출력 과도 응답(output transient response)의 다이어그램이다.
[0014] 도 1d 및 도 1c를 참조하면, 도 1e는 종래 기술의 충전기에 사용되는 종래의 수직형 MOSFET 트랜지스터(vertical MOSFET transistor)의 평면도 및 횡단면도이다.
[0015] 도 1f는 종래 기술의 충전기에 대한 PCB 레이아웃을 도시한다.
[0016] 도 2a는 본 발명의 실시예에서의 충전기의 간략 회로도이다.
[0017] 도 2b는 본 발명의 실시예에서 충전기의 스위칭 주파수 부하 의존도(switching frequency load dependence of a charger)이다.
[0018] 도 2c는 본 발명의 실시예에서 충전기의 출력 과도 응답(output transient response)의 다이어그램이다.
[0019] 도 2d는 본 발명의 실시예에서 충전기의 벌크 전압 감소의 제어 응답(control response of decreasing bulk voltage of a charger)을 도시한다.
[0020] 도 2e는 본 발명의 실시예에서 충전기의 출력 리플을 도시한다.
[0021] 도 3a는 본 발명의 실시예에 따른 충전기의 사시도이다.
[0022] 도 3b는 본 발명의 실시예에 따른 충전기의 회로도이다.
[0023] 도 4a, 도 4b 및 도 4c는, 도 4c는 본 발명의 일 실시예에 따른 충전기의 제1 인쇄 회로 기판의 내부 층, 외부 층 및 중간 층의 레이아웃이다.
[0024] 도 5a, 도 5b 및 도 5c는 본 발명의 일 실시예에 따른 충전기의 제2 인쇄 회로 기판의 내부 층, 외부 층 및 중간 층의 레이아웃이다.
[0025] 도 6a는 본 발명의 실시예에 따른 고전압(HV) 반도체 패키지(semiconductor package)의 평면도이고, 도 6b는 단면도이고, 도 6c는 저면 사시도이다.
[0026] 도 7a는 본 발명의 실시예에 따른 반도체 패키지의 평면도이고, 도 7b는 단면도이다.
[0027] 도 8은 본 발명의 실시예에 따른 다른 반도체 패키지의 평면도이다.
[0028] 도 9a, 도 9b 및 도 9c는 본 발명의 실시예에 따른 인쇄 회로 기판(PCB)의 상부 층, 저층 및 하부 층의 평면도이다.

[0029] 도 2a는 본 발명의 실시예들에서 플라이-백(fly-back) AC/DC 변환기의 2차측 일정 시간 온 상태(constant on time, COT) 제어에 기초한 충전기의 개략 회로도이다. 제어기(102)는 변압기(101)의 2차측에 위치된다. 제어기(102)는 2차측에 피드백 루프를 포함하고, 비교기(191)는 그의 역 단자상의 출력 전압에 비례하는 피드백 전압을 그의 비-역 단자(non-inverse terminal) 상에. 비교 결과는 절연 커플링 소자(isolation coupling element)(103)를 통해 변압기(101)의 1차측 상의 구동기(104)에 송신된 온-타임 제어 신호를 생성하기 위해 수신한 정보를 처리하는 온-타임 발생기(on-time generator)(192)에 의해 수신된다. 구동기(104)는 주 스위치(105)를 턴 온 및 턴 오프하여 변압기(101)의 1차 코일을 흐르는 전류를 조절하기 위해 수신된 온-타임 제어 신호(the on-time control signal)에 따라 구동 신호를 발생시킨다. 메인 스위치(105)는 전통적 PWM 제어 방식의 최대 85kHz보다 높은 동작 주파수에서 구동될 수 있다. 도 2b에 도시된 바와 같이, 자연 피크 부하 동작 주파수는 도 2a의 회로를 위해 최대 150kHz로 클램핑된다. 초고속 과도 응답(Super-fast transient response, STR)은 도 2c에 도시된 결과로서, COT 풀 레인지 스위칭 주파수 피드백 제어 방식(COT full range switching frequency feedback control scheme)을 사용하여 달성된다. 출력 전압 (도 2a의 Vout 및 도 2c의 Vo)은 부하 전이(load transitions) 동안 작은 변동만으로 매우 안정하다.

[0030] 본 발명의 실시예에서는, 제2차측 COT 제어 방식에 의해 제공된 훨씬 더 높은 동작 주파수는 상기 제어 방식에 기초한 충전기의 제조에서 변압기 크기를 줄이는 이점을 제공한다. 예를 들면, 도 2a의 회로는 1.0Amp의 피크 전류(Ipk)를 갖는 100% 부하에서 150kHz에서 동작하는 것으로 가정하고, 이를 비교하면, 도 1a 회로는 100% 부하의 85kHz에서 구동하며 식 1에 따라 동일한 출력 전력을 제공하기 위해 피크 전류 Ipk를 1.3Amp로 증가시켜야 한다.

[0031] 식 (1)

[0032] Po는 출력 전력이고, Lm은 변압기 인덕턴스이고, fs는 동작 주파수이다. 85kHz 최대 주파수에서 전체 부하 권선비 설계가 58회 이면, 150kHz에서 전체 부하 권선비 설계는 아래의 식 2의 관계에 따라 45 회까지 줄일 수 있다.

[0033] 식 (2)

[0034] 여기서, Np는 1차 코일 턴(coil turns)이고, Bsat는 코어 포화 자속 밀도(core saturation magnetic flux density)이며, Ae는 코어 교차 면적(core cross area)이다. 결과적으로, 더 작은 크기의 코어를 선택하거나 또는 크기(size) 또는 구리 손실(copper loss)을 줄이기 위해 보다 큰 직경의 와이어를 사용하기 위한 13개 턴 마진(13 turns margin)이 있다.

[0035] 본 발명의 실시예들에서, 제어 방식의 초고속 과도 응답(super-fast transient response, STR)의 특성은 150kHz까지의 부하 조건을 갖는 자동 주파수 스위프(auto frequency sweep)를 가능하게 한다. 이는 이러한 제어 구조에 기반 충전기 제조에서 벌크 커패시터(bulk capacitor, 입력 커패시터) 크기를 줄이는 이점을 제공한다. 본 발명의 실시예에서, 전체 부하 상태에서 벌크 커패시터 전압()이 감소할 때, 최대 Ton까지 부하를 유지하기 위해 시간(Ton)에 제어 구조가 증가한다. 본 발명의 실시예에서, 벌크 캐패시터 전압()이 계속 감소하면, 제어 구조는 부하를 유지하기 위해 스위칭 주파수(fs)를 증가시킬 것이다. 두 번째 측면 COT 제어 방식은 기존 PMW 제어 방식에서 제공되는 60 %와 비교하여 최대 듀티 사이클을 80 %까지 증가시킨다. 확대된 최대 듀티 사이클은 낮은 벌크 전압에서 더 많은 전력을 제공하거나 제어 성능에 영향을 주지 않으면서 더 작은 벌크 커패시터가 사용될 수 있다. 본 발명의 실시예에서, 제어 방식은 전류 모드 제어(current mode control)에 기초하지 않기 때문에 서브-고조파(sub-harmonic) 문제가 없다. 더 낮은 주파수 구성요소들은 필터링하기 위해 더 큰 커패시터(larger capacitor)가 필요하다.

[0036] 출력 전압(Vout)은 입력 교류 전원 주파수(input AC source frequency)의 2 배의 벌크 전압으로부터 계승된 저주파 AC 리플(low frequency AC ripple)과 주 스위칭 동작에 의한 스위칭 주파수(fs)에서 고주파 스위칭 리플(high frequ ency switching ripple)을 포함하는 리플 노이즈(ripple noise)를 갖는다. 본 발명의 실시예에서, 도 2e에 도시된 바와 같이, 벌크 전압(, bulk voltage)의 피크 주위의 스위칭 리플 주파수는 벌크 전압(Vbulk)의 계곡 주위의 스위칭 리플 주파수보다 낮다. 일 예를 들면, "피크들 주변(around the peaks)"과 "계곡들 주변(around the valleys)"은 피크 또는 계곡에서 각각 10% 미만의 듀티 사이클을 나타낸다. 또 다른 예로 "피크 주변"과 "계곡 주변"은 각각 피크 또는 계곡에서 20% 미만의 듀티 사이클을 나타낸다. 이는 제어 방식이 AC 리플 계곡(AC ripple valley)에서 높은 스위칭 주파수를 제공하고, AC 리플 피크(AC ripple peak)에서 더 낮은 스위칭 주파수를 제공하기 때문이다. 이는 스위칭 주파수가 벌크 전압 피크 및 계곡 모두에 대해 고정된 종래의 제어 구조와 대조적이다. 저주파수 AC 리플 피크로부터 계곡(low frequencies AC ripple peak to valley)으로의 스위칭 주파수의 증가와 저주파 AC 리플 계곡으로부터 피크(low frequencies AC ripple valley to peak)로의 스위칭 주파수 감소는 전압 스윙(voltage swinging)을 방지하고, AC 리플(AC ripple) 및 스위칭 리플 노이즈(switching ripple noise)를 감소시킨다. 본 발명의 특징에 의하면, 출력 커패시터의 크기를 작게 할 수 있다.

[0037] 본 발명의 실시예에서, 제어 구조는 더 작은 벌크 캐패시터(bulk capacitor) 및 출력 캐패시터(output capacitor)의 사용을 가능하게 한다. 10W 출력 전력을 가진 예에서, 시스템은 16.8μF의 벌크 커패시터와 720μF의 출력 커패시터를 사용한다. 24μF의 벌크 커패시터와 1200μF의 출력 커패시터를 사용하는 기존의 제어 방식에 기초한 10W iPad 충전기에 비해 제어 방식은 종래 기술의 70% 인 더 작은 벌크 커패시터와 종래 기술의 단지 60%인 더 작은 출력 커패시터(smaller bulk capacitor)를 사용한다. 또한, 본 발명의 제어 구조는 보상 루프(compensation loop)를 위한 어떠한 구성 요소도 필요로 하지 않는다. 본 발명의 이러한 모든 특징들은 새로운 제어 구조에 기초한 충전 기의 크기를 감소시키는 것을 돕는다.

[0038] 도 3a는 본 발명의 실시예에 따른 충전기(100)의 사시도이다. 도 3b는 본 발명의 실시예에 따른 충전기(100)의 AC/DC 플라이백 컨버터 회로(200)이다. 충전기(100)는 하우징(110), 제1 인쇄회로기판(120), 제2 인쇄회로기판(140), 제1 플러그 블레이드(152) 및 제2 플러그 블레이드(154)를 포함한다. 제1 PCB는 하우징(110)의 제1 측면(111)과 유사하다. 제2 PCB(140)는 하우징 (110)의 제2 측면(112)과 유사하다. 제2 측면(112)은 하우징 제1 플러그 블레이드(152) 및 제2 플러그 블레이드(154)는 하우징(110)의 바닥면을 관통하여 연장된다. 하우징(110)의 바닥면은 제1 및 제2 측면(111, 112)에 수직이다. 예를 들면, 제1 플러그 블레이드(152) 및 제2 플러그 블레이드(154)는 제1 및 제2 측면(111, 112)에 평행한 방향으로 서로 이격되어 배치된다. 다른 예에서, 제1 플러그 블레이드(152) 및 제2 플러그 블레이드 제1 및 제2 측면(111, 112)에 수직 인 방향으로 서로 이격되어 배치된다. USB Type-C 커넥터 또는 최소 표준화된 커넥터와 같은 출구 커넥터는 커넥터 하우징(110)의 바닥면에 대향하는 상면 상에 180°의 각도로 노출된다. 도 3a에서, 하우징(110) 및 제1 PCB(120)는 투명하게 도시된다.

[0039] 도 3b는 도 2a와 같이 동일한 제어 구조를 이용하는 더 상세한 회로도이다. 도 3b에 도시된 바와 같이, AC/DC 플라이백 컨버터 회로(AC/DC flyback converter circuit)(200)는 브릿지 정류기(bridge rectifier)(202)에 의해 AC 입력으로부터 정류된 벌크 전압()을 수신하도록 접속된 1차 코일의 제1 단자를 구비하는 변압기(201)를 포함한다. 1차측 코일의 제2 단자는 1차측 수신기(221)의 드레인 단자에 연결된다. 1차측 수신기(221)는 1차 코일을 통해 1차 전류 흐름을 정류하기 위한 게이트 제어 신호로서 2차측에서 생성된 제어 신호를 수신하는 Rx 단자를 더 포함한다. 또한, 1차측 수신기(221)는 2차 측에서 생성된 제어 신호가 Rx 단자에서 수신되기 전에, AC 입력이 공급되는 시작 시점에서 1차 전류 흐름을 제어하기 위해 시작 신호를 생성하기 위해 벌크 전압을 수신하는 고전압 단자 HV를 포함할 수 있다. 변압기(201)의 2차측은 도 2a의 제어기(102)와 동일한 제어 방식으로 동작된 초고속-과도 응답(STR) 제어기(241)는 피드백 단자(feedback terminal, FB)에서 출력 피드백 신호(output feedback signal)를 수신하도록 제공된다. 피드백 신호를 처리한 후, 2차측 STR 제어기(241)는 시간에 일정한 온 타임 제어 신호(constant on time control signal)를 발생한다. 2차측 STR 제어기(241)의 송신 단자(Tx)와 1차측 수신기(221)의 수신 단자(Rx) 사이를 연결한 절연 커플링 소자(isolation coupling element)(250)는 2차측으로부터 플라이백 컨버터(flyback converter)의 1차측으로 상기 일정 시간 온 제어 신호(constant on time control signal)를 전송한다.

[0040] AC/DC 플라이백 컨버터 회로(200)의 2차측은 다중 핀 출력 상호 접속 소켓(multi-pin output interconnection socket)(281)을 통해 부하들과 통신하기 위해 표준의, 고도로 집적된 전력 전달(PD) 제어기(271)를 더 포함한다. 상기 고도로 집적된 PD 제어기 내장 마이크로 컨트롤러 유닛(MCU) 및 내장 MPT(multi-time programming) 기능이 장착될 수 있다. 일 실시예에서, 상기 고도로 집적된 PD 제어기(271)는 Power Delivery 2.0/3.0 표준을 지원하는 범용 직렬 버스(USB) Type-C 제어기이다.

[0041] 도 3a에서, 제1 PCB(120)는 내부 층(121), 외부 층(122) 및 이들 사이에 하나 이상의 중간층을 포함한다. 본 발명의 실시예에서, 제1 PCB(120)는 제1 PCB(120) 상에 장착된 도 3b의 1차측 회로(220)의 적어도 일부를 포함한다. 일 실시예에서, 제1 PCB (120) 상에 장착된 1차측 회로(220)의 구성 요소들은 도 4a에 도시된 내부 층(121) 상에 배치된 변압기(201) 및 벌크 캐패시터(203)를 포함하고, 그리고 도 4b에 도시된 외층(122) 상에 배치된 1차측 수신기(primary side receiver)(221)를 포함한다. 다른 실시예에서, 제1 PCB(120) 상에 장착된 1차측 회로(220)의 구성 요소들은 외부 층(122) 상에 배치된 브릿지 정류기(bridge rectifier)(202)를 더 포함한다.

[0042] 도 3a에 도시된 바와 같이, 제2 PCB (140)는 내부 층(141), 외부 층(142) 및 이들 사이에 하나 이상의 중간층을 포함한다. 제2 PCB (140)는 도 2의 2차측 회로(2 40)의 적어도 일부를 포함한다. 일 실시예에서, 제2 PCB(140) 상에 장착된 2차측 회로(240)의 구성 요소들은 도 5a에 도시된 내부 층(141) 상에 배치된 출력 커패시터(output capacitor)(213), 및 도 5b에 도시된 외부 층(142) 상에 배치된 2차측 STR 제어기(secondary side STR controller)(241) 및 고집적 PD 제어기(highly integrated PD controller)(271)를 포함한다. 다른 실시예에서, 제2 PCB (140) 상에 장착된 2차측 회로(240)의 구성 요소들은 내층(141) 상에 배치된 다중 핀 출력 상호 접속 소켓(multi-pin output interconnection socket)(281)을 더 포함한다. 도 3a에 도시된 바와 같이, 제1 PCB(120)의 내부 층(121)은 제2 PCB(140)의 내부 층(141)과 마주하는 변압기(201), 벌크 캐패시터(203), 출력 커패시터(213), 다른 벌크 부품들은 제1 PCB(120)와 제2 PCB(140) 사이의 공간에 제한된다. 제1 측면 수신기(221), 2차측 STR 제어기(241) 및 고집적 PD 제어기(271)를 포함하는 로우 프로파일 표면 실장 부품들(low profile surface mount components)은 하우징의 제1 표면(111) 및 제2 표면(112)을 마주보는 외층(122, 142) 상 에 존재한다. 다중 핀 출력 상호 연결 소켓(281)은 하우징(110)의 상부면 상의 개구(opening)(180)와 마주하는 제2 PCB(140)의 에지 상에 장착되는 것이 바람직하다.

[0043] 종래 기술 장치에 제시된 열 방출 문제및 EMI 문제를 피하기 위해, 본 발명의 제1 PCB (120)의 외부 층(122)는 도 4b에 도시된 대면적 소스 접촉 패드(223C) 및 소면적 드레인 접촉 패드(225C)가 제공된다. 일 실시예에서, 대면적 소스 접촉 패드(223C)의 넓은 영역은 소면적 드레인 콘택 패드(225C)의 작은 영역의 10 배 이상이다. 다른 예에서, 대 면적 소스 접촉 패드(223C)의 넓은 면적은 소면적 드레인 접촉 패드(225C)의 작은 면적의 20배 이상이다. 대면적 소스 접촉 패드(223C)는 소스 접촉 패드(223C)와 반도체 패키지의 소스 리드(source lead)를 제공하는 노출된 다이 패들(die paddle) 사이의 큰 소스 연결 영역을 제공하기 위해 도 6c에 도시된 1차 측면 수신기(221)의 반도체 패키지의 바닥 면으로부터 노출된 다이 패들의 바닥면(319)과 실질적으로 일치하는 형상을 갖는다. 소 영역 드레인 접촉 패드(225C)는 드레인 접촉 패드(225C)와 반도체 패키지의 노출된 드레인 리드 사이에 작은 드레인 연결 영역을 제공하기 위해 도 6c에 도시된 1차측 수신기(221)의 반도체 패키지의 바닥 면으로부터 노출된 드레인 리드의 바닥면과 실질적으로 일치하는 형상을 갖는다. 일 예에서, 소스 연결 영역은 드레인 연결 영역의 10 배 이상이다. 대면적 소스 접촉 패드는 메인 스위치에서 빠른 열 방출(thermal dissipation)의 장점을 제공하며, 소면적 드레인 접촉 패드는 무선 주파수 방사의 EMI를 줄이는 장점을 제공한다. 대면적 소스 접촉 패드(223C)는 히트 싱크(heat sink)로서의 기능을 하도록 제1 PCB(120)의 외부 층(122)상의 큰 전도성 영역(223)으로 확장한다. 시스템 레벨에서의 열 성능을 추가로 향상시키기 위해, 더 큰 전도성 영역(223')이 내부 층(121) 및 도 1의 하나 이상의 선택적인 중간 층(123)상에 제공된다. 제1 PCB(120)의 외부 층(122)상의 대면적 소스 접촉 패드(223C) 및 확장 전도성 영역(223)에 전도성 비아들(conductive vias)(227)을 통해 연결된 제1 PCB(120) 층들(123)은 도 4c에 도시된 바와 같이 전도성 홀들의 위치 및 그들의 상호 접속을 제외하고, 본질적으로 전체 PCB 영역을 사용할 수 있다. 이는 전류 스위칭 소자에 의해 생성된 열을 전체 PCB를 통해 퍼지거나 평균화하여 열 성능을 크게 향상시키는데 도움이 된다. 일 실시예에서, 전도성 비아들(227)을 통해 소스 접촉 패드(223C)에 연결된 제1 PCB(120)의 결합된 전도성 영역들(223')은 소스 접촉 패드(223C)의 면적의 5 배 이상이다. 또 다른 예에서, 전도성 비아들(227)을 통해 소스 접촉 패드 (223C)에 연결된 제1 PCB (120)의 결합된 전도성 영역들(223')은 소스 접촉 패드(223C)의 영역의 10배 이상이다. 동일한 이유로, 제2 인쇄회로기판(140)의 외층(142)은 도 7c에 도시된 바와 같이, 소스 접촉 패드(243C)와 2차측 반도체 패키지의 노출된 다이 패들 사이에 큰 소스 연결 영역을 제공하고, 그리고 드레인 접촉 패드(245C)와 2차측 반도체 패키지의 노출된 드레인 리드 사이의 작은 드레인 연결 영역을 제공하기 위해 도 5b에 도시된 바와 같이, 대면적 소스 접촉 패드(243C)와 소면적 드레인 접촉 패드(245C)가 제공된다. 일 예에서, 소스 연결 영역은 드레인 연결 영역의 10 배 이상이다. 대면적 소스 접촉 패드(243C)는 히트 싱크로서의 기능을 하도록 제2 PCB(140)의 외부 층(142)상의 큰 전도성 영역(243)으로 확장한다. 더 큰 전도성 영역(243')은 도 5c의 하나 이상의 선택적인 중간 층(143)뿐만 아니라 내부 층 상에 제공된다. 제2 PCB(140)의 외부 층(142)상의 확장된 전도성 영역(243) 및 더 넓은 면적의 소스 접촉 패드(243C)에 전도성 비아들(conductive vias)(247)을 통해 연결된 제2 PCB(140) 층들(143)은 도 5c에 도시된 바와 같이 전도성 홀들의 위치 및 이들의 상호 접속을 제외하고, 본질적으로 전체 PCB 영역을 사용할 수 있다. 일 예에서, 전도성 비아들(247)을 통해 소스 접촉 패드(243C)에 연결된 제2 PCB(140)의 모든 층들에 있는 결합된 전도성 영역들(243 ')은 소스 접촉 패드(243C)의 면적의 5 배 이상이다. 또 다른 예에서, 전도성 비아들(247)을 통해 소스 접촉 패드(243C)에 연결된 제2 PCB(140)의 모든 층들에 있는 결합된 전도성 영역들(243')은 소스 접촉 패드(243C)의 영역의 10배 이상을 초과한다.

[0044] 도 6a는 본 발명의 실시예에 따른 HV 반도체 패키지(300)의 평면도이고, 도 6b는 AA'에 따른 단면도이고, 도 6c는 사시도이다. 일 실시예에서, HV는 500 volts 이상의 전압을 사용한다. HV 반도체 패키지(300)는 리드 프레임(320), 집적 회로(IC)(340)(수신기 IC 또는 드라이버 IC, 또는 일반적으로 제어기 IC일 수 있음), 공핍 모드 전계 효과 트랜지스터(DFET)(depletion mode MOSFET 또는 depletion mode junction field effect transistor(JFET)), HV 금속-절연체-반도체 전계 효과 트랜지스터(MOSFET)(360) 및 몰딩 캡슐화(390)를 포함한다. 상면에 배치된 게이트 전극 및 하면 상에 배치된 드레인 전극을 구비한다. 일 예에서, HV 반도체 패키지(300)는 도 3a의 충전기(100)의 도 3b의 1차측 수신기(221)이다. 본 발명의 실시예에서, HV 반도체 패키지(300)는 패키지 또는 기판 상에 구리 차폐(copper shielding) 및 절연 마일라(isolation mylar)를 사용하지 않는다.

[0045] 리드 프레임(320)은 다이 패들(322) 및 다이 패들로부터 분리된 게이트 접촉 아일랜드(gate contact island)를 포함한다. 일 예에서, 리드 프레임(320)은 단일 다이 패들(322)만을 포함한다. 리드 프레임(320)은 다른 다이 패들을 포함하지 않는다. 다이 패들(322)은 비-에칭 상부면 부분(326) 및 에칭 상부면 부분(328)을 포함한다. IC(340)는 제1 비전도성 재료(336)를 통해 다이 패들(322)의 비-에칭 상부면 부분(326)에 부착된다. 상기 DFET(350)는 제2 비전도성 재료(356)를 통해 다이 패들(322)의 비-에칭 상부면 부분(326)에 부착된다. HV MOSFET(360)은 전도성 재료(예를 들면, 복수의 솔더 볼들(362))를 통해 다이 패들(322)의 에칭된 상부면 부분(328)에 부착된다. HV MOSFET (360) 전면 표면의 대부분은 미리 몰딩된 캡슐화(pre-molded encapsulation)(372)에 의해 둘러싸여 있다.

[0046] 몰딩한 캡슐화(390)은 IC(340), DFET(350), HV MOSFET(360) 및 리드 프레임(320)의 대부분을 둘러싸고 있다. IC(340) 및 DFET(350)는 페이스-업 배치(face-up placements)된다. HV MOSFET(360)은 뒤집힌 칩 배치(flipped chip placement)된다. HV MOSFET(360)의 소스 전극 (361)은 복수의 솔더 볼(362)에 직접 연결된다. 복수의 솔더 볼(362)은 다이 패들(322)의 에칭된 상부 표면 부분(328)에 직접 부착된다.

[0047] 다이 패들 (322)의 에칭 된 상부 표면 부분(328)은 리세스들의 어레이(an array of recesses)(329)를 포함한다. 리세스들의 어레이(329)의 각각의 깊이는 다이 패들(322)의 두께의 45% 내지 55%이다.

[0048] 본 발명의 실시예에서, HV 리드(386)와 다이 패들(322)에 연결된 인접한 저전압 리드(388) 사이의 수평 거리(389)는 HV 반도체 패키지(300)의 전압 정격에 대응하는 수평 연면 거리(horizontal creepage distance)보다 커서는 안된다.

도 6a에 도시된 바와 같이, HV 리드(386) 및 드레인 리드(335)는 수평 연면 거리를 유지하기 위해 다이 패들(322)이 절단된 코너에 인접한 두 측면에 배치된다. 이용 가능한 최대 다이 패들 바닥 표면적을 유지하기 위해 차단 영역을 최소화하는 것이 바람직하다. 본 발명의 실시예에서, 다이 패들은 HV 리드(386) 및 드레인 리드(335)로부터 적어도 1.1mm의 수평 연면 거리를 유지하도록 역 L형 컷오프(inverse L shape cutoff)(399)를 갖는다. HV MOSFET(360)은 복수의 솔더 볼(362)들을 포함한다. 대부분의 복수의 솔더 볼들(362)은 미리 몰딩된 캡슐화(pre-molded encapsulation)(372)에 의해 둘러싸여 있다. 수직 연면 거리(vertical creepage distance)는 HV MOSFET(360)을 다이 패들(322)의 에칭된 상부 표면 부분(328)으로부터 분리하는 복수의 솔더 볼들(362)의 높이에 의해 유지된다.

[0049] 또 다른 예에서, 바닥에 노출된 소스는 도 6c의 드레인 리드 (335)의 바닥에 노출된 영역의 10배 이상을 초과한다. 또 다른 예에서, 바닥에 노출된 소스는 도 6c의 드레인 리드(335)의 바닥에 노출된 영역의 20 배 이상이다. 도 6c의 바닥면(319) 일 예에서, 다이 패들(322)의 노출된 바닥 면(319)의 표면 영역은 HV 반도체 패키지(300)의 바닥 면의 적어도 60 %이다. 다른 실시예에서, 다이 패들(322)의 노출된 하부 표면(319)의 표면적은 HV 반도체 패키지(300)의 바닥면의 적어도 80%이다. IC(340), DFET(350) 및 HV MOSFET(360) HV MOSFET(360)은 플립 칩 배치에 있기 때문에, HV 반도체 패키지(300)는 큰 전력 접지(HV MOSFET(360)의 소스 전극 (361), (322)의 노출된 바닥면(319), 및 저전압 리드(388))를 포함한다. 다이 패들(322)의 노출된 바닥면(319)은 제1 PCB(120)의 대형 소스 접촉 패드(223C)에 연결되고, 77℃의 최대 피부 온도 요구 조건(maximum skin temperature requirement, 사용자의 손이 충전기(100)의 하우징(110)에 닿음)을 만족시키기 위해 열 방출(heat dissipation)을 용이하게 한다. 선택적으로, HV 반도체 패키지(300)는 뒤집힌 칩 배치(flipped chip placement)에서 다이 패들(322) 상에 장착된 HV MOSFET(360)만을 포함할 수 있고, IC(340), DFET(350)은 하나 이상의 개별 반도체 패키지들로 제공되거나, HV 반도체 패키지(300)는 IC(340) 및 DFET(350) 중 하나와 함께 패키징된 플립 칩 배치의 다이 패들(322) 상에 장착된 HV MOSFET(360)을 포함할 수 있다.

[0050] 본 발명의 실시예에서, HV MOSFET(360)은 IC(340)로부터 절연되고 HV 반도체 패키지(300) 내의 DFET(350)로부터 절연된다(isolated). 리드(347) (제어기 게이트 구동 출력, controller gate drive output) 및 리드(367) (MOSFET 게이트)는 HV 반도체 패키지(300) 내에서 전기적으로 연결되지 않는다. HV MOSFET(360)은 HV 반도체 패키지(300)의 외부 회로를 통해 IC(340)에 전기적으로 연결될 수 있다. 그러므로, 본 발명은 외부 회로로부터 다른 추가적인 제어 회로를 제공한다. 선택적으로, 제어기 게이트 구동 출력(controller gate drive output)은 게이트 단자가 HV 반도체 패키지(300) 상에 제공되도록 MOSFET 게이트에 내부적으로 연결될 수 있다.

[0051] 도 7a는 본 발명의 실시예에서의 반도체 패키지(400)의 평면도이고, 도 7b는 CC'에 따른 단면도이다. 반도체 패키지(400)는 리드 프레임(420), 제어기(440), MOSFET(460) 및 몰딩 캡슐화(490)를 포함한다. 일 실시예에서, 반도체 패키지(400)는 도 3a의 충전기(100)의 도 3b의 2차측 STR 제어기(241)이다.

[0052] 리드 프레임(420)은 다이 패들(422)을 포함한다. 일 실시예에서, 리드 프레임(420)은 단일 다이 패들(422)만을 포함한다. 리드 프레임(420)은 다른 다이 패들을 포함하지 않는다. 다이 패들(422)은 비-에칭 상부면 부분(426) 및 에칭 상부 표면 부분(428)을 포함한다. 제어기(440)는 비도전성 재료(non-conductive material)(436)를 통해 다이 패들(422)의 비-에칭 상부면 부분(426)에 부착된다. MOSFET(460)은 전도성 재료(conductive material)(462)를 통해 다이 패들(422)의 에칭 된 상부 표면 부분(428)에 부착된다.

[0053] 몰딩 캡슐화(490)은 제어기(440), MOSFET(460) 및 리드 프레임(420)의 대부분을 둘러싼다. 제어기(440)는 페이스-업 배치한다. MOSFET (460)은 뒤집힌 칩 배치 한다. MOSFET(460)의 소스 전극(461)은 전도성 재료(462)에 직접 연결된다. 전도성 재료(462)는 다이 패들(422)의 에칭된 상부 표면 부분(428)에 직접 부착된다.

[0054] 다이 패들(422)의 에칭된 상부 표면 부분(428)은 리세스들의 어레이(429)를 포함한다. 리세스들의 어레이(429)의 각각의 깊이는 다이 패들(422)의 두께의 45 % 내지 55 %이다.

[0055] 도 4의 도 8은 본 발명의 실시예에 따른 반도체 패키지 (500)의 평면도이다. 반도체 패키지(500)는 리드 프레임(520), PD 제어기 (540), 제1 MOSFET (550), 제2 MOSFET (560) 및 몰딩 캡슐화(590)(투명하게 도시됨)를 포함한다. 일 실시예에서, 반도체 패키지(500)는 도 3a의 충전기(100)의 도 3b의 2차 고집적 PD 제어기(271) 이다.

[0056] 리드 프레임(520)은 제1 다이 패들(522), 제2 다이 패들( 524) 및 제3 다이 패들(526)을 포함한다. PD 제어기(540)는 제1 다이 패들(522)에 부착된다. 제1 MOSFET(550)는 제2 다이 패들에 부착된다. 제2 MOSFET(560)는 제3 다이 패들(526)에 부착된다. 제1 다이 패들(522), 제2 다이 패들(524) 및 제3 다이 패들(526)은 서로 분리되어 있다.

[0057] 일 실시예에서, 도 3a의 충전기(100)에 사용된 절연 커플링 소자(250)는 코어리스 펄스 변압기(coreless pulse transformer)이다. 도 9a 및 도 9b에 도시된 실시예에서, 절연 커플링 소자(250)는 다중 층 PCB 상의 도전성 트레이스(conductive traces)로 형성된다. 본 발명의 실시예에서, 상부층(1300)은 다수의 권선을 포함하는 1차 코일(1360) 및 2차 코일(1370)의 제1 부분(1380)을 포함한다. 1차 코일(1360)은 상층(1300)의 내부에 배치된 2차 코일(1370)의 제1 부분(1380)을 둘러싸는 상부층(1300)의 외부에 배치된다. 저층(lower layer)(1400)은 2차 코일(1370)의 제2 부분(1480)을 포함한다. 상부층(1300)상의 2차 코일(1370)의 제1 부분(1380)은 저층(1400)의 중심부에 위치된 제2 부분(1480)의 제1 단부 (1481)에 연결된 상부 층(1300)의 중심부에 위치된 제1 단부(1481)를 갖는다. 상부 층(1300) 상의 2차 코일(1370)의 제1 부분(1380)의 제2 단부(1384)는 하부 층(1400) 상의 2차 코일(1370)의 제2 단부(1484)에 연결된다. 본 발명의 실시예에서, 옵션의 상부 층(미도시)는 상부 층(1300)을 오버레이하여 제공될 수 있으며, 옵션의 하부 층(120)은 절연 커플링 소자(250)의 코일 트랜치(coil trances)를 보호하기 위해 하부 연결 층(1400)을 덮도록 제공될 수 있다. 하부 층(1200) 상의 제1 패드(1232)는 하나 이상의 비아들(vias)의 제1 세트를 통해 제1 코일(1360)의 제1 단부(1362)에 연결될 수 있다. 하부 층(1200) 상의 제2 패드(1234)는 하부 층(1400) 상의 하나 이상의 비아들(vias) 및 전도성 트레이스(conductive trace)(1494)의 제2 세트를 통해 1차 코일(1360)의 제2 단부(1364)에 연결될 수 있다. 하부 층(1200) 상의 제3 패드(1236)는 하나 이상의 비아들의 제3 세트를 통해 저층(1400) 상의 2차 코일(1370)의 제1 단부(1482)에 연결될 수 있다. 하부 층(1200)상의 제4 패드(1238)는 저층(1400) 상의 하나 이상의 비아들 및 전도성 트레이스(1498)의 제4 세트를 통해 2차 코일(1370)의 제2 단부(1484)에 연결될 수 있다. 선택적으로, 접촉 패드들(contact pads)은 선택적인 하부 층(optional bottom layer) 상에 형성될 수 있다.

[0058] 일 실시예에서, 절연 커플링 소자(250)는 1차 코일과 2차 코일 사이에서 3:10의 권선비(turns ration)를 갖는다. 다른 예에서, 절연 커플링 소자(250)는 100kHz에서 50nH의 상호 인덕턴스(mutual inductance)를 제공한다. 또 다른 예에서, 절연 커플링 소자(250)는 최대 5.5kV rms까지 갈바니 절연(galvanic isolation)을 제공한다. 일 실시예에서, 절연 커플링 소자(250)는 4층 PCB 상에 형성된다. 또 다른 예에서, 절연 커플링 소자(250)는 9.5㎜×5.5㎜×1.8㎜ 미만의 크기를 갖는 단독형 구성요소로서 형성된다. 절연 커플링 소자(250)는 제1 PCB(120) 또는 제2 PCB(140) 상에 배치될 수 있다.

[0059] 본 발명의 실시예에서, 도 3a의 충전기(100)는 제1 PCB(120)와 제2 PCB(140) 사이의 공간 내에 배치된 임의의 제3 PCB (160)를 더 포함한다. 제3 PCB (160)는 제1 PCB(120) 및 제2 PCB(140)에 수직이다. 일 예에서, 다중 핀 출력 상호 접속 소켓(multi-pin output interconnection socket)(281)은 하우징(110)의 상부면 상의 개구(180)에 마주보는 제3 PCB(160)의 모서리 상에 탑재된다. 다른 실시예에서, 제3 PCB(160)는 제3 PCB의 그 상부에 배치된 절연 커플링 소자( solation coupling element)(250)를 포함한다. 본 발명의 실시예에서, 절연 커플링 소자(250)는 제3 PCB 상에 실장되거나 제3 PCB 상에 탑재된 단독형 소자이다.

[0060]본 발명의 실시예에서, 충전기(100)는 0.5W/cc 이상의 전력 밀도(power density)를 갖는다. 일 예에서, 18W PD 충전기는 30mm×33mm×29mm의 소형 크기로 제공된다. 다른 예에서, 30W PD 충전기는 39mm×35mm×39mm의 소형 크기로 제공된다. 또 다른 예에서, 45W PD 충전기는 48mm×48mm×28mm의 소형 크기로 제공된다. 본 발명의 개시의 PD 충전기에 의해 전달되는 전력 밀도는 현재 시장에서 이용가능한 모바일 장치에 대한 PD 충전기의 최대 전력 밀도(maximum power density)보다 더 높다.

[0061] 당업자는 본 명세서에 개시된 실시예의 수정이 가능하다는 것을 인식할 수 있다. 예를 들면, 리세스들(recesses)의 어레이(329)의 다수의 행(columns) 및 다수의 열(rows)이 변경할 수 있다. 예를 들면, 리세스들의 어레이(329) 각각의 크기는 변경할 수 있다. 당업자는 다른 변경이 있을 수 있으며, 그러한 모든 수정은 청구범위에 의해 정의된 바와 같이 본 발명의 범위 내에 속하는 것으로 간주된다.

Claims

다층 인쇄회로기판(PCB) 상에 구현된 AC/DC 컨버터에 있어서, 상기 AC/DC 컨버터가,
1차 코일 및 2차 코일을 포함하고, 상기 1차 코일의 제1 단자가 벌크 전압을 수신하는 변압기;
소스 리드에 연결된 소스 전극과 드레인 리드에 연결된 드레인 전극을 갖는 메인 스위치를 포함하는 전력 반도체 패키지; 및
비-역 단자(non-inverse terminal) 상의 기준 전압과 비교하여 역 단자(inverse terminal)의 출력 전압에 비례하는 피드백 전압을 수신하는 비교기(comparator)를 갖는 피드백 루프(feedback loop), 및 상기 비교기로부터 비교 결과를 수신하여 온-타임 제어 신호를 생성하는 온-타임 발생기를(on-time generator) 포함하는 2차측 제어기;
를 포함하고,
상기 드레인 리드가 상기 PCB 상의 드레인 접촉 패드에 연결되며;
상기 드레인 접촉 패드는 상기 변압기의 1차 코일의 제2 단자에 전기적으로 연결되고;
상기 소스 리드는 상기 PCB 상의 소스 접촉 패드에 연결되며; 그리고
상기 PCB 상의 상기 소스 접촉 패드를 연결하는 상기 소스 리드의 영역은 상기 PCB상의 상기 드레인 접촉 패드를 연결하는 상기 드레인 리드의 영역보다 큰 것을 특징으로 하는 다층 인쇄회로기판(PCB) 상에 구현된 AC/DC 컨버터.
제1항에 있어서, 상기 PCB는 최상부 층과 최하부 층 사이에 하나 이상의 중간층들을 포함하는 것을 특징으로 하는 AC/DC 컨버터.
제2항에 있어서, 상기 PCB의 중간층은 소스 접촉 패드에 연결된 전도성 영역을 포함하는 것을 특징으로 하는 AC/DC 컨버터.
제2항에 있어서, 상기 전력 반도체 패키지는 상기 상부층 상에 배치되고, 상기 변압기는 상기 하부층 상에 배치되는 것을 특징으로 하는 AC/DC 컨버터.
제1항에 있어서, 상기 전력 반도체 패키지는 주 스위치를 제어하기 위한 구동 신호를 제공하는 드라이버 IC를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 AC/DC 컨버터.
제5항에 있어서, 상기 전력 반도체 패키지는 상기 메인 스위치를 제어하기 위한 시작 신호를 생성하기 위해 상기 벌크 전압을 수신하는 공핍 모드 전계효과 트랜지스터(depletion mode field effect transistor, DFET)를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 AC/DC 컨버터.
제1항에 있어서, 상기 메인 스위치를 제어하기 위한 구동 신호를 제공하는 드라이버 IC를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 AC/DC 컨버터.
제7항에 있어서, 상기 2차 코일의 제2 단자에 연결된 드레인 전극 및 접지에 연결된 소스 전극을 갖는 동기식 MOSFET 트랜지스터(synchronous MOSFET transistor)를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 AC/DC 컨버터.
제7항에 있어서, 상기 2차측 제어기와 상기 드라이버 IC 사이에 연결된 절연 커플링 요소를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 AC/DC 컨버터.
다층 인쇄회로기판(PCB) 상에 구현된 AC/DC 컨버터에 있어서, 상기 AC/DC 컨버터가,
1차 코일 및 2차 코일을 포함하고, 상기 1차 코일의 제1 단자가 벌크 전압을 수신하는 변압기;
소스 리드에 연결된 소스 전극과 드레인 리드에 연결된 드레인 전극을 갖는 메인 스위치를 포함하는 전력 반도체 패키지;
비-역 단자(non-inverse terminal) 상의 기준 전압과 비교하여 역 단자(inverse terminal)의 출력 전압에 비례하는 피드백 전압을 수신하는 비교기(comparator)를 갖는 피드백 루프(feedback loop), 및 상기 비교기로부터 비교 결과를 수신하여 온-타임 제어 신호를 생성하는 온-타임 발생기를(on-time generator) 포함하는 2차측 제어기; 및
상기 2차측 제어기와 드라이버 IC 사이에 연결된 절연 커플링 요소;
를 포함하고,
상기 드레인 리드가 상기 PCB 상의 드레인 접촉 패드에 연결되며;
상기 드레인 접촉 패드는 상기 변압기의 1차 코일의 제2 단자에 전기적으로 연결되고;
상기 소스 리드는 상기 PCB 상의 소스 접촉 패드에 연결되며; 그리고
상기 PCB 상의 상기 소스 접촉 패드를 연결하는 상기 소스 리드의 영역은 상기 PCB상의 상기 드레인 접촉 패드를 연결하는 상기 드레인 리드의 영역보다 크고; 그리고
상기 드라이버 IC는 메인 MOSFET 트랜지스터를 턴온 및 턴 오프하도록 상기 구동 신호를 생성하며, 완전 부하(full load)로 최대 85㎑보다 높은 스위칭 주파수에서 상기 변압기의 1차 코일을 통해 전류 흐름을 정류하는 것을 특징으로 하는 AC/DC 컨버터.
제10항에 있어서, 자연 피크 동작 주파수(natural peak load operation frequency)가 최대 150kHz로 클램핑되는 것을 특징으로 하는 AC/DC 컨버터.
제11항에 있어서, 출력 전압이 저주파 AC 리플 및 상기 스위칭 주파수에서 고주파 스위칭 리플을 포함하는 리플 노이즈(ripple noise)를 포함하고, 상기 벌크 전압의 피크들 주위의 스위칭 리플 주파수들은 상기 벌크 전압의 계곡들 주위에 스위칭 리플 주파수 보다 낮은 것을 특징으로 하는 AC/DC 컨버터.
제12항에 있어서, 상기 출력 전압은 서브-저조파 주파수의 리플 노이즈(sub-harmonic frequency ripple noise)가 없는 것을 특징으로 하는 AC/DC 컨버터.
제11항에 있어서, 상기 2차측 제어기는 일정한 온-타임 제어기(constant on-time controller)이고, 완전 부하 조건에서, 벌크 전압이 감소할 때, 상기 제어기는 최대 온-타임에 도달할 때까지 부하를 유지하기 위해 온-타임을 증가시키는 것을 특징으로 하는 AC/DC 컨버터.
제14항에 있어서, 상기 최대 온-타임(maximum on-time)은 듀티 사이클(duty cycle)의 80%인 것을 특징으로 하는 AC/DC 컨버터.
제14항에 있어서, 상기 최대 온-타임에 도달할 때, 상기 제어기는 벌크 캐패시터 전압이 계속 감소하고 상기 스위칭 주파수는 증가하는 것을 특징으로 하는 AC/DC 컨버터.
제1항에 있어서, 부하와 통신하기 위한 내장된 마이크로 컨트롤러 유닛(MCU)을 갖는 전력 전달(PD) 제어기를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 AC/DC 컨버터.
제17항에 있어서, 상기 PD 제어기는 USB Type-C 제어기인 것을 특징으로 하는 AC/DC 컨버터.
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