CN1140370A - Gmsk调制信号的自动频率控制系统 - Google Patents

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Abstract

一种检测和补偿高斯滤波的最小相移键控(GMSK)信号的载波频漂的AFC系统和方法，基于解调的频率补偿样值解调接收信号的频率补偿样值和计算频率补偿角。该补偿角反馈到频率补偿器和误差检测器并用于计算误差信号。

Description

GMSK调制信号的自动频率控制系统
用于数字数据传输的一种调制形式是高斯最小相移键控(GMSK)。在发送机中利用了一个预调制高斯低通滤波器(LPF)。高斯LPF固有地在已调信号中产生符号间干扰(ISI)。因此，不象最小相移键控(MSK)调制信号，GMSK调制信号的相位在响应于每个比特不完全变化到+π/2。代之以，对于每个比特的实际相位变化小于或等于π/2并且是比特码型和高斯LPF的BT积的函数，其中B是LPF带宽，T是比特时间间隔。
通常，在载波频率中的频漂是由载波频率产生电路的硬件缺陷在发送调制信号中引入的。另外，车速的变化可产生接收信号的附加频漂。自动频率控制(AFC)系统已经被用于跟踪已调信号中的慢速频漂。通常，AFC系统依靠在反馈控制环中产生的误差信号，该误差信号理想地代表频率跟踪误差。
一种已知现有技术的AFC系统使用在频率补偿器和差错检测器的反馈环路中具有环路滤波器的频率补偿器和差错检测器。差错检测器估算频率补偿的接收信号频率差错或失调。环路滤波器累加或积分差错检测器的输出，平滑频率补偿器输出噪声输出。频率补偿器以正比于环路滤波器输出的量值补偿接收信号的频率偏移。
AFC系统已经发展了多种调制方式，例如二进制相移键控(BPSK)、正交相移键控(QPSK)和多频相移键控(MFSK)。取决于接收信号的调制格式，不同的系统主要地是在差错检测器方框中实现的。遗憾地是，因为GMSK调制信号的固有ISI，这些公知的系统没有一个可以利用于GMSK调制信号。例如，如果设计用于QPSK调制信号的AFC系统的差错检测器与GMSK调制信号一起使用，则差错检测器的输出将有非常大的噪声，导致AFC特性差。这是因为由于ISI影响信号相位图，数据调制的影响不能从差错检测器的输出信号中去除。
因此，发明人希望提供一个用GMSK调制信号的AFC系统，其中产生一个可靠的差错信号，从而改善整个AFC系统的性能。
发明人还希望提供一种利用经济的硬件的可靠的AFC系统。
按照本发明的第一个方面，提供了一种高斯滤波最小相移键控(GMSK)信号的载波频率的频漂检测和补偿的方法。该方法包括提供比特参数、和提供具有至少两个参数的环路滤波器和设置比特参数等于零和初始化该环路参数的步骤。然后GMSK信号的比特的样值被接收和频率补偿的样值从GMSK信号的样值和上述初始化的环路滤波器参数计算。下一步频率补偿的样值被解调提供一个特定的解调比特码型和对于特定的解调比特码型完成一个频率补偿角。然后从频率补偿样值和上面确定的特定补偿角计算误差信号。环路滤波器的参数值然后从计算的误差信号中重新计算和在前面步骤确定的环路滤波器参数值被反馈以便计算频率补偿的样值。
按照本发明的第二个方面，提供一种用于检测和补偿高斯滤波最小相移键控(GMSK)信号的载波频率频漂的AFC系统。该系统包括接收GMSK信号和计算误差信号及频率补偿样值的误差检测器和频率补偿器。另外在误差检测器和频率补偿器的反馈通路中设置一个环路滤波器。该环路滤波器接收误差检测器和频率补偿器的输出和从误差信号计算滤波器参数和反馈滤波器参数到在第一反馈环中的误差检测器和频率补偿器。解调器接收误差检测器和频率补偿器的输出并且计算解调的频率样值。频率补偿表接收解调的频率补偿样值和计算频率补偿角并且反馈该频率补偿角到第二反馈环路中的误差检测器和频率补偿器。然后该误差检测器从频率补偿样值和频率补偿角计算误差信号。
结合附图参照下面的描述，本发明本身连同其它目的和附加的优点将会更好的理解。
图1是按照本发明的优选实施例的接收机的方框图。
图2是按照本发明的优选实施例的AFC系统的方框图。
图3是说明按照第一优选实施例的图2的AFC系统的操作的流程图。
图4是说明按照本发明的第二优选实施例的图2AFC系统的操作的流程图。
图1是按照本发明的优选实施例的接收机的方框图。接收机10包括天线12，前端放大器14，下变频器16，模/数变换器(A/D)18，和数字信号处理器(DSP)20。天线12耦合到前端放大器14的输入端。前端放大器的输出端被耦合到下变频器16的输入端。下变频器16的输出端被耦合到A/D变换器18的输入端和A/D变换器18的输出端被耦合到DSP20的输入端。
天线12接收发射的GMSK调制信号。在优选实施例中，接收机10构成公知的蜂窝数字分组数据(CDPD)系统的整个系统中使用的一个基站的一部分。CDPD系统利用现有的蜂窝系统的结构提供移动数据字服务。特别是，CPDP系统利用空闲或未用的信道发送数据串。蜂窝通信运营公司的联合组织于1993年制定和颁布名称为″蜂窝数字分组数据系统技术规范″的规定。该技术规范规定由产业部门用于通过现有蜂窝通信系统发送和接收数据消息的协议。多个远端用户单元发送由基站的接收机接收的GMSK调制信号和发送到适当的位置。为了接收机10正确地解调接收的信号，它必须保持对发射的信号载频的任何频漂的跟踪。
由天线12接收的信号先被放大器14放大，然后由下变频器16变换为基带信号，载频被去除。然后该基带信号由A/D变换器18变换为数字信号。将被称为Zr(K)的A/D变换器18的输出信号发送到DSP20。在一个优选实施例中，DSP20是TEXAS仪器公司的C51系列处理器。
因此，一般地AFC系统用于CDPD基站的解调器中跟踪接收机载频的慢频漂。AFC系统的基本功能是(1)估算载频的频漂和(2)按照估算纠正或补偿这种频漂，以致于由于频漂引起的GMSK解调器的性能下降为最小。
如前所述，现有技术的AFC系统是以反馈环的形式实施的。通常在这种AFC系统中频率误差信号是由频率误差检测器产生的和信号频率是根据滤波的或累加的误差信号补偿的。
图2是按照本发明的优选实施例的AFC系统22的方框图。在一个优选实施例中AFC系统22是由固件实现的，即正如下文详细描述的那样，编程的DSP20执行特定的操作。另外一种情况下，AFC系统22可以由硬件实现，例如，可以利用ASIC(专用集成电路)。然而，正如本技术领域的技术人员所熟知的那样，存在着多种其他的实现本发明的AFC系统的方法。
AFC系统22包括频率补偿和误差检测方框24，环路滤波器方框26，解调器方框18和角度补偿表方框29，因为AFC系统最好是由固件实现，术语″块″用于区分该AFC系统22与硬件实现的系统。环路滤波器26设置在第一反馈环路中，而解调器块28和角度补偿表块29设置在第二反馈环路中。频率补偿和误差检测块24从A/D变换器18接收取样的信号Zr(K)和存储这些样值在一个存储器或寄存器(未示出)中。频率补偿和误差检测块24还从表示为L(K)的环路滤波器块26和表示为C(dk-2、dk-1、dk)的角度补偿表块29接收输出，将在下面更详细地描述。频率补偿器和误差检测器块24的第一输出被耦合到在第一反馈环中的环路滤波器块26。更具体地讲，频率补偿器和误差检测器的第一输出是一个误差信号。频率补偿器和误差检测器的第二输出被耦合到解调器块28。更具体地，频率补偿器和差错检测器块24的第二输出是接收信号的频率补偿的样值。解调器28解调频率补偿的样值和输出解调的信号到角度补偿表块29。角度补偿表块29输出一个频率补偿角度到频率补偿器和误差检测器块24，频率补偿角度取决于解调器块28的输出。
在第一优选实施例中，频率补偿和误差检测块24输出频率补偿样值Fr(K)到解调器28和输出误差信号E(K)到环路滤波器块26。在这个第一优选实施例中，误差信号E(K)是利用未滤波的基带信号即直接用Zr(K)估算的。按照这个第一优选实施例的AFC系统22的操作将参照图3所示的流程图予以描述。在参照图4的流程图描述的另一个优选实施例中，误差信号E(K)是利用Zr(K)的已滤波的形式估算的。
参照图3的流程图和图2的方框图，将描述AFC系统22的操作。如前所述，AFC系统22是在DSP20中实现的。在第一步100中，频率补偿器和误差检测器24按下式R(-1)＝L(-1)＝0初始化第一比特间隔(K＝0)的参数R(K)和L(K)。在下一步102中，对于从K＝0开始的第K比特，接收信号Zr(K)的样值从存储器中读出。步骤102的输出被定义为Zr(NK+1)，其中l＝0、……，N-1和N是每比特的样值数。在一个优选实施例中取样速率是每比特间隔四个样值(即，N＝4)。因此，对于每个比特，读取Zr(K)的四个值。
下一步，在步骤104中利用样值Zr(N+1)计算第K比特间隔的频率补偿样值。具体地，对于第K比特的频率补偿样值Fr(NK+1)可以由下列方程(1)定义： Fr ( NK + 1 ) = Zr ( NK + 1 ) exp [ - j Σ m = 0 K - 1 L ( m ) + L ( K - 1 ) 1 N ] ; - - - - ( 1 ) 其中l＝0、……、N-1和L(m)是对于第m比特的环路滤波器的输出(即，对于以前的各比特间隔的累积误差)和L(K+1)是对于第(K-1)比特的环路滤波器输出。
然后频率补偿样值在106步发送到解调器块28。在108步解调器28解调第K比特，给出值dk。被解调的第K比特dk连同两个以前解调的比特dk-1、dk-2在110步被发送到角度补偿表块29。补偿的角度表块29存储一个频率补偿表。该表用于根据解调器28的输出查找频率补偿角。具体地，参见下面表1，频率补偿表取决于解调的比特值dk-2、dk-1和dk提供一个以弧度为单位的具体的补偿角C(dk-2、dk-1、dk)。
                 表1
    dk-2，dk-1，dk     C(dk-2，dk-1，dk)
    000      -1.57
    001      -1.24
    010      0.907
    011      1.24
    100      -1.24
    101      -0.907
    110      1.24
    111      1.57
补偿角C(dk-2、dk-1、dk)取决于在下变频块16和A/D变换器块18的前端硬件滤波器组的延迟特性可以改变。
下一步在112步，频率补偿器和误差检测器块24利用分别在104和110步中确定的频率补偿样值和补偿角计算误差信号E(K)。具体地，误差信号E(K)可以由下列方程(2)定义：E(K-1)＝Imag[Fr(NK)Fr*N(K-1)exp-jC(dk-2、dk-1、dk)](2)其中Fr(NK)是第(K-1)比特的频率补偿样值，Fr*(N(K-1))是第(K-2)比特的频率补偿样值的复数共轭。
下一步，在114步中，环路滤波器块26利用在块114中确定的误差值E(K-1)更新环路滤波器值R(K)和L(K)。参数C1和C2是控制环路带宽和跟踪速度的常数。在一个优选实施例中C1＝0.0399和C2＝0.0001。环路滤波器值L(K)然后在118步中被延迟一个比特，在104步中由频率补偿器和误差检测器24用于计算频率补偿样值。在116步中确定是否接收的信号的最后一个比特已经在102步中被读出。如果没有，在110步中比特间隔被加1和然后整个处理在102步开始重复。如果最后一个比特已经被处理，则程序结束。
在第二优选实施例中频率样值首先通过一个MSK匹配滤波器。这个优选实施例将结合图4的流程图予以描述。正如参照图3的流程图已经描述的那样，环路滤波器的参数在100步中被初始化，接收信号的样值在102步中被读出。然后，在104步，利用接收信号的样值计算频率补偿样值。频率补偿的样值被发送到解调器和如前所述解调的比特连同两个以前解调的比特在110步中被用于查找补偿角。对于这个优选的实施例，110步的频率补偿表由表2予以定义。
                   表2
    dk-2，dk-1，dk     C(dk-2，dk-1，dk)
    000     0
    001     -0.63
    010     1.26
    011     0.63
    100     -0.63
    101     -1.26
    110     0.63
    111     0
频率补偿样值还在210步发送到匹配滤波器。第K比特的匹配滤波器的输出M(K)由下列方程(3)限定： M ( K ) = Σ 1 = 0 2 N - 1 Fr ( NK + 1 ) si n 4 N 2 π 1 - - - ( 3 )
然后匹配滤波器的输出M(K)被发送到进行对M(K)的状态判决的块212。具体地，第K比特的状态判决SK由下式定义：对于偶数K，
1 如果距离(1，M(K))＜距离(-1，M(K))SK＝
-1    否则对于奇数K，
-j    如果距离(J，M(K))＜距离(-j，M(K))SK＝
j     否则其中距离(a，b)测量a和b之间的距离。状态判决SK是根据解调器为4相状态的，但是对于其他解调器类型原理是一样的。
然后在112步中误差信号E(K-1)利用匹配滤波器M(K-1)和M(K-2)、角度补偿C(dk-2、dk-1、dk)和状态判决SK-1和SK-2计算。具体地，误差信号E(K-1)＝Imag[Fr(NK)Fr*N(K-1)exp-jC(d-2、dk-1、dk)SK-1 SK-2]
在另外一个实施例中，在108步执行的解调可以直接对M(K)执行。
其余的处理步骤是和相对于图3的流程图已经描述的一样的。
当然，应当理解为对上述的优选实施例可以做出宽范围的变化和修改。因此上面的详细描述将被视为说明性的而不是限制性的，和应当理解为下面的各权利要求包括各等同物将限定本发明的范围。
频率补偿样值还在210步发送到匹配滤波器。第K比特的匹配滤波器的输出M(K)由下列方程(3)限定： M ( K ) = Σ 1 = 0 2 N - 1 Fr ( NK + 1 ) sin 2 π 1 4 N - - - - ( 3 )
然后匹配滤波器的输出M(K)被发送到进行对M(K)的状态判决的块212。具体地，第K比特的状态判决SK由下式定义：对于偶数K，如果距离(1，M(K))＜距离(-1，M(K))否则对于奇数K，如果距离(j，M(K))＜距离(-j，M(K))否则其中距离(a，b)测量a和b之间的距离。状态判决SK是根据解调器为4相状态的，但是对于其他解调器类型原理是一样的。
然后在112步中误差信号E(K-1)利用匹配滤波器M(K-1)和M(K-2)、角度补偿C(dk-2、dk-1、dk)和状态判决SK-1和SK-2计算。具体地，误差信号E(K-1)＝Imag[Fr(NK)Fr*N(K-1)exp{-jC(d-2、dk-1、dk)}SK-1 SK-2]
在另外一个实施例中，在108步执行的解调可以直接对M(K)执行。
其余的处理步骤是和相对于图3的流程图已经描述的一样的。
当然，应当理解为对上述的优选实施例可以做出宽范围的变化和修改。因此上面的详细描述将被视为说明性的而不是限制性的，和应当理解为下面的各权利要求包括各等同物将限定本发明的范围。

Claims (5)

1.一种检测和补偿高斯滤波的最小相移键控(GMSK)信号的载频的频漂的方法，该方法包括以下步骤：
接收GMSK信号比特的样值；
利用环路滤波器参数从GMSK信号的样值中计算频率补偿的样值；
解调该频率补偿的样值，提供一个特定的解调的比特码型；
对于该特定的解调的比特码型计算频率补偿角；
从计算的频率补偿样值和计算的频率补偿角计算误差信号；
利用计算的误差信号再次计算环路滤波器参数；和
返回用于从另外的GMSK信号的样值计算另外的频率补偿样值环路的该再次计算的环路滤波器参数。
2.按照权利要求1的方法，其中计算频率补偿样值的步骤是由接收信号的样值乘以环路滤波器参数执行的。
3.按照权利要求1或2的方法，其中计算误差信号的步骤包括频率补偿的样值乘以频率补偿角。
4.按照权利要求1，2或3的方法，还包括以下步骤：
在一个匹配滤波中滤波频率补偿样值；
计算该匹配滤波器的输出端的状态判决；和从匹配滤波器的输出及该状态的判决计算一个误差信号。
5.一种用于检测和补偿高斯滤波的最小相移键控(GMSK)信号的载频的频漂的AFC系统，包括：
一个接收GMSK信号的样值和计算误差信号的误差检测器；
一个接收GMSK信号的样值和计算频率补偿样值的频率补偿器；
一个接收误差检测器的输出的环路滤波器，该环路滤波器从误差信号中计算滤波器参数和反馈该参数到在第一反馈环中的误差检测器；
一个接收频率补偿器的输出的解调器，该解调器计算解调的频率补偿的样值；和
一个频率补偿角计算器，接收解调的频率补偿的样值和计算频率补偿角提供给在第二反馈环路的误差检测器和给频率补偿器；
其中误差检测器从频率补偿样值和频率补偿角中计算误差信号。
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SE01 Entry into force of request for substantive examination
C06 Publication
PB01 Publication
C01 Deemed withdrawal of patent application (patent law 1993)
WD01 Invention patent application deemed withdrawn after publication