CN114002705A - 一种基于相位校正的太赫兹超低距离旁瓣脉冲压缩方法 - Google Patents

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丁霞
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Abstract

本发明公开了一种基于相位校正的太赫兹超低距离旁瓣脉冲压缩方法，包括以下步骤：S1、采集系统的内标支路的参考信号以及接收机的目标回波信号，提取所述两路信号的残余相位；S2、根据所述两路信号的残余相位，将所述内标支路参考信号与所述接收机目标回波信号卷积计算，进行匹配滤波处理，得到匹配滤波结果；S3、根据所述匹配滤波结果，优化设计超低距离旁瓣滤波器，得到最优超低距离旁瓣滤波器系数；S4、利用所述最优超低距离旁瓣滤波器系数对系统采集的两路信号进行处理，进而得到超低距离旁瓣抑制比的处理结果。本发明提出了一种系统非线性相位抑制结合最优滤波设计的方法，既能够适应太赫兹雷达系统，又能够满足弱目标检测的要求。

Description

一种基于相位校正的太赫兹超低距离旁瓣脉冲压缩方法
技术领域
本发明涉及雷达探测领域，具体涉及适用于弱目标信号的太赫兹主动探测及成像技术领域。
背景技术
随着太赫兹技术的发展，太赫兹雷达系统的应用逐步从实验室功能性验证发展至真实场景下目标探测，然而太赫兹频段较高通常系统的非线性特性较为明显、相位噪声和杂散性能差，导致发射的波形受到系统非理想因素的幅度和相位调制；另外，随着数值预报的发展需求以及隐身技术的应用，对雷达系统弱目标检测能力要求越来越高，对强杂波干扰、强目标干扰的条件下弱目标检测能力要求也越来越高。通常雷达系统匹配滤波通过窗函数对距离旁瓣进行抑制，但由于系统很难发射理想波形，常常窗函数对距离旁瓣抑制效果比预期差很多。因此，为满足雷达系统弱目标检测能力提升的要求，对匹配滤波后的距离旁瓣抑制技术同样提出了要求。
目前的方法中基于目标回波进行距离旁瓣抑制，但对于强干扰、弱目标场合下很难发挥有效作用；采用在雷达反射端和接收端均加窗函数的方法，可获得超低旁瓣，但该种方法对系统发射机能量损失较大，很少应用于实际的雷达系统中；采用对相位进行高阶多项式曲线拟合方式，以达到非线性波形设计的目的的方法，利用非线性调频信号对距离旁瓣有较好的抑制效果，但该种形式波形应用场景较小，主要是因为该种波形对系统误差和噪声太过敏感，且一定程度上浪费系统带宽资源，造成系统复杂度较高。
因此本发明针对强杂波干扰、弱目标检测等需求，提出系统非线性相位抑制结合最优滤波设计的方法，既能够适应太赫兹雷达系统，又能够满足弱目标检测的要求。另外，本发明方法也适合一般雷达系统应用场景。
发明内容
在面临强杂波干扰、弱目标检测等需求时，由于太赫兹雷达系统对低频信号的幅度和相位调制，导致雷达系统相位噪声和杂散等性能指标远低于低频微波雷达系统，从而造成常规距离旁瓣压缩的性能难以达到预期的效果。
为克服上述问题，本发明提出一种基于相位校正的太赫兹超低距离旁瓣脉冲压缩方法，包括以下步骤：
S1、采集雷达系统的内标支路的参考信号以及接收机的目标回波信号，提取所述两路信号的残余相位；
S2、根据所述两路信号的残余相位，将所述内标支路参考信号与所述接收机目标回波信号卷积计算，进行匹配滤波处理，得到匹配滤波结果；
S3、根据所述匹配滤波结果，优化设计超低距离旁瓣滤波器，得到最优超低距离旁瓣滤波器系数；
S4、利用所述最优超低距离旁瓣滤波器系数对系统采集的两路信号进行处理，进而得到超低距离旁瓣抑制比的处理结果。
其中，所述S1进一步的包含以下步骤：
S11、同时采集内标支路的参考信号和目标回波信号，并对两路信号进行滤波等预处理；
S12、获取所述参考信号和所述目标回波信号的相位信息，并计算所述两路信号的残余相位。
其中，所述步骤S3进一步的包含以下步骤：
S31、将所述匹配滤波结果与超低距离旁瓣滤波器系数卷积，得到经该滤波器滤波后的数据值；
S32、设定S31所述的滤波后的数据值的主瓣宽度，并对该数据值的主瓣区域置零；
S33、选取优化滤波器函数的目标函数，对所述超低距离旁瓣滤波器系数进行优化，重复步骤S31～S32，多次迭代处理后，得到最优超低距离旁瓣滤波器系数。
其中，所述步骤S31进一步的包含以下步骤：
S311、将所述匹配滤波结果与超低距离旁瓣滤波器系数离散化；
S312、将离散化后的匹配滤波结果与超低距离旁瓣滤波器系数卷积，获得经过滤波器滤波后的数据值。
其中，所述内标支路参考信号为sref(T)，其表达式为
Figure BDA0003329163210000031
其中sref(t)为参考信号，t为时间变量，γ表示调频斜率，fIF为回波信号下变频后的中心频率，h(t)表示超低距离旁瓣滤波器系数，
Figure BDA0003329163210000032
表示内标支路与发射机共同引起的相位调制；所述目标回波信号为sr(t)，其表达式为
Figure BDA0003329163210000033
其中，sr(t)为雷达系统的回波信号，
Figure BDA0003329163210000034
为接收机与发射机共同引起的相位调制。
其中，所述残余相位为
Figure BDA0003329163210000035
可表示为
Figure BDA0003329163210000036
其中imag表示求复数的虚部，rea]表示求复数的实部。
其中，所述匹配滤波结果为x(t)，其表达式为
Figure BDA0003329163210000037
其中“*”为卷积运算。
其中，所述经滤波器滤波后的数据值为y[n]，其计算式为y[n]＝x[n]*h[n]，其中x[n]为对所述匹配滤波结果x(t)离散化后的数据，h[n]为对连续时间的超低距离旁瓣滤波器系数离散化后的数据，n为序列值，其最大值不超过最大采样值N，而N视实际情况决定。
其中，所述优化目标函数为J，其表达式为J＝|y′[1]|2+|y′[2]|2+…+|y′[N]|2，其中y′[n]为时间序列，且y′[N/2+1-Lml]，y′[N/2+1-Lml+1]，……，y′[N/2+1+Lml]为0，其中Lml为主瓣宽度的一半。
其中，所述步骤S4具体为：利用步骤S3中所述最优超低距离旁瓣滤波器系数对所述匹配滤波结果进行旁瓣抑制，最终获得超低距离旁瓣抑制比的处理结果。
综上所述，本发明提出了一种系统非线性相位抑制结合最优滤波设计的方法，既能够适应太赫兹雷达系统，又能够满足弱目标检测的要求。
附图说明
图1为基于内标系统架构的匹配滤波处理原理框图；
图2为发射和接收时域加双窗对理想线性调频信号匹配滤波结果图；
图3为超低副瓣滤波器对系统测试数据匹配滤波结果图。
具体实施方式
以下将结合本发明实施例中的图1～图3，对本发明实施例中的技术方案、构造特征、所达成目的及功效予以详细说明。
需要说明的是，附图采用非常简化的形式且均使用非精准的比例，仅用以方便、明晰地辅助说明本发明实施方式的目的，并非用以限定本发明实施的限定条件，故不具技术上的实质意义，任何结构的修饰、比例关系的改变或大小的调整，在不影响本发明所能产生的功效及所能达成的目的下，均应仍落在本发明所揭示的技术内容能涵盖的范围内。
需要说明的是，在本发明中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括明确列出的要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。
一种基于相位校正的太赫兹超低距离旁瓣脉冲压缩方法，包括以下步骤：S1、采集太赫兹雷达系统的信号，提取接收机和内标支路两路信号的残余相位；
在类似太赫兹雷达多次倍频系统架构中，往往会出现发射信号波形受高频器件的影响而很难发射较为理想的信号波形的情况，发射信号的波形幅度和相位会受调制，且相位调制效应较为明显。以线性调频波形为例，在忽略幅度调制情况下，发射信号的波形为：
Figure BDA0003329163210000041
其中，st(t)表示系统的发射信号，t为时间变量，fc表示系统发射机的中心频率，γ表示调频斜率，
Figure BDA0003329163210000042
表示系统发射机非理想因素造成的相位调制项，该式中假定发射信号幅度为理想状态，幅值为1。
在太赫兹雷达系统中，通常选用发射信号的理想调制作为匹配滤波的理想参考信号，并假定该系统的回波信号下变频后的中心频率为fIF，则所述理想参考信号表示为：
Figure BDA0003329163210000051
其中，srefideal(t)表示匹配滤波的理想参考信号，t为时间变量，γ表示调频斜率。但基于该srefideal(t)对上述发射信号st(t)进行匹配滤波处理时，无法消除系统相位因子，进而影响匹配滤波的效果。
因此本发明采用内标系统架构获取的信号作为目标回波参考信号，从而能够很大程度上抑制系统相位调制带来的影响，该内标系统架构原理如图1所示。内标支路从发射机耦合输出获得发射机的发射信号，接收机从雷达照射的目标处获取回波信号；内标支路获得的所述发射信号经过超低距离旁瓣滤波器的时域或频域加权后，作为参考信号对所述目标的回波信号进行匹配滤波。步骤S1进一步的包括以下步骤：
S11、利用信号采集仪对参考信号和目标回波同时进行采集，并对所述两路信号进行滤波等预处理；
本实施例中的太赫兹雷达系统采用线性调频信号，接收机的目标回波中频和内标支路的中频为3.6MHz、调频带宽为4.8MHz，采用线性调频形式，对两路信号进行采集并预处理后，得到内标支路的参考信号为
Figure BDA0003329163210000052
其中，sref(t)为参考信号，h(t)表示超低距离旁瓣滤波器系数，
Figure BDA0003329163210000053
表示内标支路与发射机共同引起的相位调制。
图1中获得的目标回波信号为
Figure BDA0003329163210000054
其中，sr(t)为雷达系统的回波信号，
Figure BDA0003329163210000055
为接收机与发射机共同引起的相位调制。
S12、获取接收机和内标支路分别预处理后的两路信号的相位信息，并计算所述两路信号的残余相位
Figure BDA0003329163210000056
内标系统架构的匹配滤波已经在预处理过程中消除了系统发射造成的相位线性调制。因此只需要针对内标支路与接收机非线性匹配后的相位残差进行处理。由于一般接收机和内标支路工作相对稳定，其波形行为差异可通过测量方式获得，残余相位
Figure BDA0003329163210000057
可表示为
Figure BDA0003329163210000061
其中，
Figure BDA0003329163210000062
为接收机与内标支路的残余相位，imag表示求复数的虚部，real表示求复数的实部。
上述方式，也可以通过软件仿真获取：利用Matlab软件生成中频为3.6MHz、调频带宽为4.8MHz的线性调频信号，可分析出滤波器理想状态的特性，利用发射和接收时域加双hamming窗的方式，对理想线性调频信号效果最好，最大旁瓣电平为62.26dB。
S13、将步骤S12中得到的残余相位
Figure BDA0003329163210000063
和目标回波信号进行复共轭处理，以消除残余相位对距离分辨率展宽的影响。
S2、通过将所述内标支路参考信号对所述接收机目标回波信号进行匹配滤波处理，并得到匹配滤波结果x(t)；
通过对sr(t)和sref(t)卷积处理即可获得距离旁瓣较低的匹配滤波结果，x(t)可表示为：
Figure BDA0003329163210000064
其中，x(t)表示匹配滤波结果，“*”为卷积符号，
Figure BDA0003329163210000065
为接收机与内标支路的残余相位。
S3、根据所述匹配滤波结果，优化设计超低距离旁瓣滤波器，即距离旁瓣抑制度优于60dB的滤波器，得到最优超低距离旁瓣滤波器系数，匹配滤波结果如图2所示；
超低距离旁瓣滤波器为离线设计，设计后的滤波器可在太赫兹雷达系统上进行在线使用。该滤波器的设计过程为：
S31、将所述匹配滤波结果与超低距离旁瓣滤波器卷积，得到经该滤波器滤波后的数据值；
S311、将匹配滤波结果与超低距离旁瓣滤波器分别离散化处理；
将x(t)作为优化设计超低距离旁瓣滤波器的输入函数，并将x(t)离散化为x[n]，所述x[n]为超低距离旁瓣滤波器的输入数据，n表示序列值，n的最大值不超过最大采样值N，而N是由实际采样决定的。
同样的，将连续时间的超低距离旁瓣滤波器系数离散化，得到h[n]，并初始化超低距离旁瓣滤波器h[n]。
S312、输入数据x[n]，将其与初始化超低距离旁瓣滤波器系数h[n]卷积，获得经过滤波器滤波后的数据值y[n]，具体为y[n]＝x[n]*h[n]，其中“*”为卷积计算符号。
S32、设定所述y[n]的主瓣宽度，并对y[n]的主瓣区域置零；
将所述y[n]的主瓣宽度定义为2Lml，主瓣中心位置为N/2+1，则时间序列y′[n]中的y′[N/2+1-Lml]，y′[N/2+1-Lml+1]，……，y′[N/2+1+Lml]为0。
S33、选取优化滤波器函数的目标函数J，经过多次迭代获取最优超低距离旁瓣滤波器系数hopt[n]；
由于y[n]的旁瓣最大峰值位置不确定，选择积分旁瓣ISL作为优化目标函数J。其中，ISL的表达式为：
J＝|y′[1]|2+|y′[2]|2+…+|y′[N]|2
以ISL作为目标函数J进行优化同时以滤波器能量h[1]2…+h[n]2＝1作为约束条件。由于带约束的目标函数属于二次超平面函数，对其进行关于滤波器系数求导并对求导结果置零以确定计算方程。可表示为：
Ah＝λh
式中，λ为矩阵A的特征矢值，其中A矩阵为采集的数据与主瓣置零乘积的结果。初始化滤波系数后，通过连续更新目标函数求导获得方程，更新滤波系数。如初始化系数后解Ah＝λh，可得到第一次的超低距离旁瓣滤波器系数h1[n]后，以h1[n]代替h[n]，重复步骤S3的操作，这样每次以更优的hx[n]代替hx-1[n]，多次迭代处理后，可获得最优超低距离旁瓣滤波器系数hopt[n]，该系数可用于信号处理中的旁瓣抑制。其中的迭代次数通常为预设值，本实施例中将迭代次数设为10。
S4、利用获得的最优超低距离旁瓣滤波器系数hopt[n]对系统采集的信号进行处理；
利用S3中得到的所述最优超低距离旁瓣滤波器系数hOpt[n]，对实时采集的两路信号进行处理、匹配滤波后得到的结果x[n]进行旁瓣抑制，最终获得超低距离旁瓣抑制比的处理结果，如图3所示。
尽管本发明的内容已经通过上述优选实施例作了详细介绍，但应当认识到上述的描述不应被认为是对本发明的限制。在本领域技术人员阅读了上述内容后，对于本发明的多种修改和替代都将是显而易见的。因此，本发明的保护范围应由所附的权利要求来限定。

Claims (10)

1.一种基于相位校正的太赫兹超低距离旁瓣脉冲压缩方法，其特征在于，包括以下步骤：
S1、采集雷达系统的内标支路的参考信号以及接收机的目标回波信号，提取所述两路信号的残余相位；
S2、根据所述两路信号的残余相位，将所述内标支路参考信号与所述接收机目标回波信号卷积计算，进行匹配滤波处理，得到匹配滤波结果；
S3、根据所述匹配滤波结果，多次迭代，优化设计超低距离旁瓣滤波器，得到最优超低距离旁瓣滤波器系数；
S4、利用所述最优超低距离旁瓣滤波器系数对系统采集的两路信号进行处理，进而得到超低距离旁瓣抑制比的处理结果。
2.如权利要求1所述的一种基于相位校正的太赫兹超低距离旁瓣脉冲压缩方法，其特征在于，所述S1进一步的包含以下步骤：
S11、同时采集内标支路的参考信号和目标回波信号，并对两路信号进行滤波等预处理；
S12、获取所述预处理后的参考信号和所述目标回波信号的相位信息，并计算所述两路信号的残余相位。
3.如权利要求2所述的一种基于相位校正的太赫兹超低距离旁瓣脉冲压缩方法，其特征在于，所述步骤S3进一步的包含以下步骤：
S31、将所述匹配滤波结果与超低距离旁瓣滤波器系数卷积，得到经该滤波器滤波后的数据值；
S32、设定S31所述的滤波后的数据值的主瓣宽度，并对该数据值的主瓣区域置零；
S33、选取优化滤波器函数的目标函数，对所述超低距离旁瓣滤波器系数进行优化，重复步骤S31～S32，多次迭代处理后，得到最优超低距离旁瓣滤波器系数。
4.如权利要求3所述的一种基于相位校正的太赫兹超低距离旁瓣脉冲压缩方法，其特征在于，所述步骤S31进一步的包含以下步骤：
S311、将所述匹配滤波结果与超低距离旁瓣滤波器系数离散化；
S312、将离散化后的匹配滤波结果与超低距离旁瓣滤波器系数卷积，获得经过滤波器滤波后的数据值。
5.如权利要求3所述的一种基于相位校正的太赫兹超低距离旁瓣脉冲压缩方法，其特征在于，所述内标支路参考信号为sref(t)，其表达式为
Figure FDA0003329163200000021
其中sref(t)为参考信号，t为时间变量，γ表示调频斜率，fIF为回波信号下变频后的中心频率，h(t)表示超低距离旁瓣滤波器系数，
Figure FDA0003329163200000022
表示内标支路与发射机共同引起的相位调制；
所述目标回波信号为sr(t)，其表达式为
Figure FDA0003329163200000023
其中，sr(t)为雷达系统的回波信号，
Figure FDA0003329163200000024
为接收机与发射机共同引起的相位调制。
6.如权利要求5所述的一种基于相位校正的太赫兹超低距离旁瓣脉冲压缩方法，其特征在于，所述残余相位为
Figure FDA0003329163200000025
可表示为
Figure FDA0003329163200000026
其中imag表示求复数的虚部，real表示求复数的实部。
7.如权利要求6所述的一种基于相位校正的太赫兹超低距离旁瓣脉冲压缩方法，其特征在于，所述匹配滤波结果为x(t)，其表达式为
Figure FDA0003329163200000027
其中“*”为卷积运算。
8.如权利要求7所述的一种基于相位校正的太赫兹超低距离旁瓣脉冲压缩方法，其特征在于，所述经滤波器滤波后的数据值为y[n]，其计算式为y[n]＝x[n]*h[n]，其中x[n]为对所述匹配滤波结果x(t)离散化后的数据，h[n]为对连续时间的超低距离旁瓣滤波器系数离散化后的数据，n为序列值，其最大值不超过最大采样值N，而N视实际情况决定。
9.如权利要求8所述的一种基于相位校正的太赫兹超低距离旁瓣脉冲压缩方法，其特征在于，所述优化目标函数为J，其表达式为J＝|y′[1]|2+|y′[2]|2+…+|y′[N]|2，其中y′[n]为时间序列，且y′[N/2+1-Lml]，y′[N/2+1-Lml+1]，……，y′[N/2+1+Lml]为0，其中Lml为主瓣宽度的一半。
10.如权利要求8所述的一种基于相位校正的太赫兹超低距离旁瓣脉冲压缩方法，其特征在于，所述步骤S4具体为：利用步骤S3中所述最优超低距离旁瓣滤波器系数对所述匹配滤波结果进行旁瓣抑制，最终获得超低距离旁瓣抑制比的处理结果。
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