CN104391278A - 一种利用极化对消的雷达抗干扰方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及雷达信号处理领域，尤其涉及一种利用极化对消的雷达抗干扰方法。本发明的通过确定对消主通道、辅助通道，然后利用主通道、辅助通道以及其通道权系数，获得对消后的无干扰信号。本发明特别适用于随队自卫式噪声干扰和一般的杂波干扰，可大幅度的提高系统的信杂噪比，便于后续雷达信号处理的检测，进而实现在复杂的电磁环境下，有效地提高雷达的检测能力。

Description

一种利用极化对消的雷达抗干扰方法

技术领域

本发明涉及雷达信号处理领域，尤其涉及一种利用极化对消的雷达抗干扰方法。 

背景技术

噪声压制式干扰是普遍采用的一种干扰方式，它以大功率的噪声淹没目标回波，使雷达无法检测到目标。对抗噪声压制式干扰的主要方式包括采用高占空比的大时宽信号(平均功率高)、相干积累、烧穿工作模式等，以及自适应旁瓣对消技术、窄带滤波等空域、频域滤波方法。大时宽信号、相干积累、烧穿模式等都属于“拼能量”的抗干扰方式，由于雷达回波是双程传播，而干扰信号是单程传播，因此“拼能量”的抗干扰方式效率比较低。而对于阻塞式或瞄准式噪声压制干扰，频域滤波的方法往往也难以奏效。而以及自适应旁瓣对消技术碰到自卫式或随队式干扰时，对消后主瓣会发生严重畸变，将主阵中的目标信号也大大地对消掉了，发生漏警。 

如果目标与干扰的极化状态不同，就可以采用极化对消器将干扰滤除，即通过对雷达接收极化的优化，使两接收极化通道中的干扰对消从而抑制干扰。当目标、干扰极化状态很接近时，必须通过改变发射极化来改变目标回波极化，使之与干扰极化差异足够大，从而使得经过极化对消和增强处理后的信干噪比有足够提升。 

发明内容

针对背景技术的不足，本发明的通过确定对消主通道、辅助通道，然后利用主通道、辅助通道以及其通道权系数，获得对消后的无干扰信号。本发明特别适用于随队自卫式噪声干扰和一般的杂波干扰，可大幅度的提高系统的信杂噪比，便于后续雷达信号处理的检测，进而实现在复杂的电磁环境下，有效地提高雷达的检测能力。 

本发明的技术方案是： 

一种利用极化对消的雷达抗干扰方法，包括：接收机信号采集并进行AD转换和数字正交的步骤； 

将水平通道H路和垂直通道V路的数据进行数字脉冲压缩的步骤； 

极化对消的步骤； 

其特征在于：所述的极化对消包括以下步骤： 

确定用于权值收敛的采样点起始位置的步骤； 

估计H通道、V通道干扰功率，确定对消主通道、辅助通道的步骤； 

利用主通道、辅助通道以及其通道权系数，获得对消后的无干扰信号。 

如上所述的雷达抗干扰方法，其特征在于：所述的主通道的权系数为1，用辅助通道计算出来的最佳权值给辅助通道加权，每个距离单元都有一个辅助通道权系数w(n)，将辅助通道脉压结果乘以这个权值，再用主通道的脉压结果减去乘积，得到对消后的无干扰信号 y(n)＝x₁(n)-w(n)·x₂(n)，其中，w(n)为辅助通道权系数，x₁(n)为主极化通道输入信号，x₂(n)为辅助极化通道输入信号。 

如上所述的雷达抗干扰方法，其特征在于：利用远距离段的雷达回波信号进行辅助通道权系数迭代。 

如上所述的雷达抗干扰方法，其特征在于：所述的极化对消还包括迭代收敛时间计算的步骤，并保证收敛时间在规定范围内，使后续信号处理可以在规定时间内实时完成。 

如上所述的雷达抗干扰方法，其特征在于：它还包括H通道、V通道之间幅相校正一致性的步骤。 

附图说明：

图1为本发明的极化雷达信号处理系统框图。 

图2为极化对消工作时序图。 

图3为极化对消工作的系统框图。 

图4为极化雷达的整体结构。 

具体实施例

名词解释：标较器：可以发射功率较小的雷达信号的装置。 

本系统要求雷达包括一根双极化天线和一个至少两通道的超外差接收机。如图4，当雷达工作时，波形产生器产生发射波形，经过发射机的功率放大，从H天线发射，图中环形器为双工装置，回波信号和干扰从H天线和V天线分别进入两个接收机，经过接收机的混频和下变频，将15MHz的中频信号传至信号处理系统。 

为了H接收通道和V接收通道幅相一致性的问题，本发明的硬件设置还可以增加标较器。将标较器的发射天线对准雷达接收天线的法线方向发射和雷达信号一致的调频信号，通过接收机进入信号处理系统，用该信号检查校正H接收通道和V接收通道幅相一致性。校正时，可以选择H通道、V通道其中一路作为校正基准1，得出频域幅相比因子γ(f)。F是频率，覆盖雷达信号的所有频率，X₁₀(f)和X₂₀(f)分别为两通道接收标准信号源信号频谱，则

如果要求尽量提高极化抑制比，则对输入信号的要求： 

1.干噪比应该尽量大。 

2.H通道和V通道之间幅度比随频率起伏标准差尽量小、相位差随频率起伏标准差尽量小。 

3.反射路径信号相对强度尽量小，该指标实际上是将对反射强度、路程差的约束统一起来，因为路程差大意味着与直达信号偏离角度大，而偏离角度大则必然由于天线接收增益的影响而是反射信号强度降低。 

本发明的信号处理系统输入信号为包含强干扰信号的信号，输出信号为滤除干扰后的高信杂噪比的信号。 

如图1所示，这种极化雷达信号处理方法包括：AD采样，数字正交，通道补偿，脉冲压缩，极化对消，动目标检测技术，恒虚警检测，杂波图检测，多电平积累。 

1.AD采样的步骤； 

接收机将H，V两路15MHz的中频数据传到信号处理系统入口， A/D转换器对输入信号x(t)在时间上等间隔采样并将采样得到的信号x(nΔt)在幅度上量化和编码，从而将x(t)变为一个数字信号x(n)。将x(n)输出到下一级。此过程为一般信号处理过程，可参照^[1]。 

2.数字正交的步骤； 

在全相参雷达中，可以用正交相位检波器来获得中频信号的基带信号(零中频信号)x(t)，即中频信号的复包络。输入为数字信号x(nΔt)，输出为正交双通道信号x(n)＝j*x_I(n)+x_Q(n)，j表示复数单位。H通道为x_h(n)＝j*x_hI(n)+x_hQ(n)，V通道为x_v(n)＝j*x_vI(n)+x_vQ(n)。此过程为一般信号处理过程，可参照^[2]。 

3.通道补偿的步骤； 

由于H通道、V通道间存在幅相不一致性，这会降低对消效果，因此需做通道补偿。对于H通道、V通道间幅相一致性较好的系统，可以省略通道补偿步骤。 

通过标校实验获取两通道频域幅相比因子γ(f) 

$\mathrm{\γ}\left(f\right)=\frac{X_{10}\left(f\right)}{X_{20}\left(f\right)}$

式中X₁₀(f)和X₂₀(f)分别为两通道接收标准信号源信号的频谱，f指雷达信号的调频范围(一般比这个范围大一些)。在雷达工作后，γ(f)不变。干扰条件下利用H、V通道回波，通过对干扰信号的分析，进行通道补偿系数的计算。输入是H,V通道信号x_h和x_v，输出的是H,V通道进行通道补偿后的数据x′_h和x′_v。 

可以认为H通道的系数为1，将V通道信号转换至频域X_v(f)＝FFT(x_V)，读取由自校获取的补偿因子γ(f)，对V通道进行补 偿 $X_v^{,}\left(f\right)=X_v\left(f\right)*\mathrm{\γ}\left(f\right),$ 而后做IFFT变回时域 $x_v^{,}=\mathrm{IFFT}\left(X_v^{,}\left(f\right)\right),$ 至此完成通道幅相特性补偿。 

4.脉冲压缩步骤 

脉冲压缩，将完成通道补偿后的水平通道H路和垂直通道V路的数据进行数字脉压，这是一种常见的提高时宽带宽积以增加雷达威力和距离分辨力的方法。脉压按照一般的频域脉压做法，对原始数据先补零，后做FFT，FFT之后H，V路结果通过脉压的匹配滤波器。然后将两路频域数据做IFFT还原到时域中。此过程为一般信号处理过程，可参照^[3]。 

5.极化对消的步骤 

极化对消的流程如图3。一次干扰对消包括权值收敛起始位置确定、确定主辅通道、权值迭代计算、权值收敛时间计算、干扰对消，在一个脉冲周期内完成。 

本极化对消模块的输入即主极化通道和辅助极化通道的接收信号分别为： 

x₁(n)＝h₁ ^Th·J(n)+n₁(n) x₂(n)＝h₂ ^Th·J(n)+n₂(n) 

其中，h₁和h₂分别为天线H和天线V的极化状态的Jones矢量表示，干扰信号极化状态Jones矢量表示为h＝h_J，干扰信号矢量表达式为h_J·J(n)，平均功率为P_J。在本文中，n指第n个采样时刻，即可以对应雷达不同的距离单元，n₁(n)和n₂(n)分别为两极化通道的噪声信号，相互独立，且与干扰信号独立，平均功率均为P_n，x₁(n)为主极化通道接收信号，x₂(n)为辅助极化通道接收信号。 

本模块的输出信号为： 

y(n)＝x₁(n)-w(n)·x₂(n) 

其中，w(n)是辅助通道权系数。 

在雷达工程实施中，设计系统工作时序如图2所示，其中tw表示一个完整周期的采样时长，图中阴影部分tw1用于干扰功率估计和计算对消权值，tw2表示权值计算的信号采样点起始时间，认为干扰条件下，干扰信号在全部距离段均存在，而较远距离段的雷达回波信号功率和噪声功率则认为远小于干扰信号功率，利用该部分采样信号进行权系数迭代对全部距离段作极化对消处理有利于提高对消效果并且缩短对消时间。 

具体来说，极化对消的步骤分为四个步骤： 

(1)接收A/D后每一脉冲周期，根据帧头命令确定用于权值收敛的采样点起始位置即tw2对应的采样位置。 

根据通信协议，帧头的第26个32位数表示权值收敛的起始位置，例如该32位数为0x00000888，则起始位置为第2184个距离单元，即第2184个32位十六进制数。 

(2)对H通道、V通道图2中阴影部分采样信号，分别估计干扰功率，确定对消主辅通道。 

设H、V通道的接收信号分别为： 

x_H(n)＝h_H ^Th_J·J(n)+n_H(n)，x_V(n)＝h_V ^Th_J·J(n)+n_V(n) 

其中，h_H、h_V分别为H、V通道天线极化，h_J为干扰极化(2维Jones矢量)，n指第n个采样时刻，n_H(n)和n_V(n)分别为两极化通道的噪声 信号。 

通过计算H、V通道干扰功率的大小，确定主辅通道。即功率大的通道设为辅通道，功率小的通道设为主通道，主通道与辅通道可根据功率值的不断变化而改变。由于数据都经过数字正交，分为I，Q实部虚部两路，则每个距离元的功率为单通道总功率等于 N为所有的距离单元，两个通道总功率计算出来后比较，干扰功率大的为辅助通道，用来对消主通道的干扰。 

(3)利用图2中阴影部分迭代计算最优权值，并输出迭代收敛时间。 

主通道的权系数为1，辅通道的权系数需要进行迭代计算。以干扰输出功率最小为准则，根据技术论证方案的研究，采用如下的递推公式进行迭代计算： 

w(n+1)＝w(n)+2μ·y(n)·x₂ ^*(n) 

其中，μ称为迭代因子(决定收敛条件及收敛时间)，y(n)是前一帧的对消输出，x₂(n)是辅通道的前一帧的输入。根据经验值，可以令w(1)＝0以加快算法收敛。 

令v(n)＝w(n)-w_opt为权系数误差值，上面的迭代公式变为：v(n)＝{1-2μE[x₂(n)x₂ ^*(n)]}ⁿv(0)，显然μ决定了收敛条件和收敛速度。 

根据接收通道信号表达式，有：由于|h₂ ^Th|²≤||h₂||²||h||²＝1，所以得到算法的收敛条件可以取为工程实际中，通过预估干扰功率，来设定步长因子，由于干扰功率一般(远)大于噪声功率，因此可将接收通道中的数据方差作为干扰功 率的大致估计。而考虑到算法的实际稳健性，通常根据工程实践经验设其中P_x1和P_x2分别为两通道接收到的干扰信号功率。 

迭代收敛时间的计算： 

计算迭代收敛时间是因为为了保证收敛时间在规定范围内，使后续信号处理可以在规定时间内实时完成，如果处理速度足够快，能够确保每帧数据处理完成，则可以不输出该指标。 

通常μ取得足够小，因此可以令：1-2μE[x₂(n)x₂ ^*(n)]＝exp(-1/τ)，于是v(n)＝v(0)exp(-n/τ)，表明v(n)近似按指数规律变化，其迭代收敛时间为： 

$\mathrm{\τ}=\frac{-1}{\ln (1-2\mathrm{\μE}[x_2\left(n\right){x_2}^{*}\left(n\right)\left]\right)}\≈\frac{1}{2\mathrm{\μE}\left[x_2\left(n\right){x_3}^{*}\left(n\right)\right]}=\frac{1}{2\mathrm{\μ}({\left|{h_2}^{T}h\right|}^2{P}_J+P_n)}$

上式“≈”是在μ取得足够小的情况下得到的。h₁和h₂越接近匹配，时间常数越小，算法收敛的越快。由于h₁,h₂,P_J,P_n不方便测量，所以推导别的公式来计算迭代时间。 

权系数达到最佳后，干扰输出为零，输出功率达最小值，容易求得最小平均输出功率为：当E[w(n)]收敛到w_opt后，由于w(n)继续迭代，所以w(n)继续随机起伏，其起伏方差为： 

${{\mathrm{\δ}}_w}^2=\frac{\mathrm{\μ}{\mathrm{\ξ}}_{\min }}{1-\mathrm{\μ}({\left|{h_2}^{T}h\right|}^2{P}_J+P_n)}$

通常将|v(n)|＜δ_w作为为权系数收敛标志，但在实际中最佳权值、干扰功率以及干扰极化等未知，δ_w无法直接计算，需首先进行相应参数的估计。假设迭代计算使用采样点数为N，且已经达到稳态。则认为最优权值的估计为 

${\hat{w}}_{\mathrm{opt}}=w\left(N\right)$

对消后输出信号可表示为则最小平均输出功率的估计为： 

${\widehat{\mathrm{\ξ}}}_{\min }=E\left[{\left|y_{\mathrm{opt}}\left(n\right)\right|}^2\right]$

又因为|h₂ ^Th|²P_J+P_n＝E[|x₂(n)|²]，则将上述各式带入w(n)的起伏方差表达式中可以得到 

${{\widehat{\mathrm{\δ}}}_w}^2=\frac{\mathrm{\μ}{\mathrm{\ξ}}_{\min }}{1-\mathrm{\μE}\left[{\left|x_2\left(n\right)\right|}^2\right]}$

从而将作为权系数收敛的标志，当满足这一条件时，认为权值已经达到最佳，此时n所对应的时间即为迭代所需消耗的时间。将n通过帧头控制命令发给下一级。 

(4)将迭代结果作为该脉冲周期中两通道回波加权合并的最佳权值。 

主通道的权系数为1，用辅助通道(3)计算出来的最佳权值给辅助通道加权，每个距离单元都有一个辅助通道权系数w(n)，将辅助通道脉压结果乘以这个权值，再用主通道的脉压结果减去乘积，结果即为对消结果，传到下一级。 

主极化通道和辅助极化通道的输入信号分别为： 

x₁(n)＝h₁ ^Th·J(n)+n₁(n)x₂(n)＝h₂ ^Th·J(n)+n₂(n) 

其中，n指第n个采样时刻，n₁(n)和n₂(n)分别为两极化通道的噪声信号，相互独立，且与干扰信号独立，平均功率均为P_n。输出信号为： 

y(n)＝x₁(n)-w(n)·x₂(n) 

Y(n)为对消后的无干扰信号，可大幅度的提高系统的信杂噪比，便于后续雷达信号处理的检测。 

6.动目标检测技术(MTD)，将(4)的连续数据依次的输入MTD滤波器，将动目标与地杂波，气象杂波等分离出来。利用雷达波束在驻留时间有多个脉冲进行相参积累，来达到提高信噪比的目的。此过程为一般信号处理过程，可参照^[4]。 

7.恒虚警检测(CFAR)，将(5)中的数据输入恒虚警检测器，在保证虚警概率达到指标的情况下，尽量的增大检测概率。同时恒虚警检测也有利于消掉部分杂波。此过程为一般信号处理过程，可参照^[5]。 

8.杂波图检测，将(4)后的数据输入杂波图，进行动态杂波图的建立，经过长时间的杂波图积累稳定后即可输出对消结果。此过程为一般信号处理过程，可参照^[6]。 

9.多电平非相参积累，将(6)，(7)输出的两组数分别输入两个独立的多电平积累运算单元，进行非相参的积累，可以有效的检测小目标，过滤掉一些较大的干扰。并将累积结果进行门限判断，输出两组检测结果，最后将两组检测结果合成，将结果输出传到终端。此过程为一般信号处理过程，可参照^[7]。 

[1]:《雷达信号处理和数据处理技术》电子工业出版社  吴顺君  梅晓春  编著  第19页。 

[2]:雷达信号处理和数据处理技术  电子工业出版社  吴顺君梅晓春  编著  第39页。 

[3]:《Introduction to Airborne Radar Second Edition》Publishing House of Electronics Industry,Beijing,Georage W.Stimson,page341 

[4]:《Introduction to Radar Systems Third Edition》Publishing House of Electronics Industry,Beijing,Merril I.skolnik,page 141 

[5]:《Fundamental of Radar Signal Processing》Publishing House of Electronics Industry,Beijing,Mark A Richards，page 260 

[6]:《现代雷达系统分析与设计》西安电子科技大学出版社  陈伯孝等编著  第260页 

[7]:《雷达信号处理技术》清华大学出版社  赵树杰编著  第267页 

Claims (5)

1.一种利用极化对消的雷达抗干扰方法，包括：接收机信号采集并进行AD转换和数字正交的步骤；

将水平通道H路和垂直通道V路的数据进行数字脉冲压缩的步骤；

极化对消的步骤；

其特征在于：所述的极化对消包括以下步骤：

确定用于权值收敛的采样点起始位置的步骤；

估计H通道、V通道干扰功率，确定对消主通道、辅助通道的步骤；

利用主通道、辅助通道以及其通道权系数，获得对消后的无干扰信号。

2.如权利要求1所述的雷达抗干扰方法，其特征在于：所述的主通道的权系数为1，用辅助通道计算出来的最佳权值给辅助通道加权，每个距离单元都有一个辅助通道权系数                                                ，将辅助通道脉压结果乘以这个权值，再用主通道的脉压结果减去乘积， 得到对消后的无干扰信号，其中，为辅助通道权系数， X₁（n）为主极化通道输入信号，X₂（n）为辅助极化通道输入信号。

3.如权利要求2所述的雷达抗干扰方法，其特征在于：利用远距离段的雷达回波信号进行辅助通道权系数迭代。

4.如权利要求1、2或3所述的雷达抗干扰方法，其特征在于：所述的极化对消还包括迭代收敛时间计算的步骤，并保证收敛时间在规定范围内，使后续信号处理可以在规定时间内实时完成。

5.如权利要求1、2或3所述的雷达抗干扰方法，其特征在于：它还包括H通道、V通道之间幅相校正一致性的步骤。