CN113965166A - 一种小型化宽带二倍频器 - Google Patents

一种小型化宽带二倍频器 Download PDF

Info

Publication number
CN113965166A
CN113965166A CN202111254615.3A CN202111254615A CN113965166A CN 113965166 A CN113965166 A CN 113965166A CN 202111254615 A CN202111254615 A CN 202111254615A CN 113965166 A CN113965166 A CN 113965166A
Authority
CN
China
Prior art keywords
transistor
matching network
inductor
input
transformer
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
CN202111254615.3A
Other languages
English (en)
Inventor
胡三明
丁一凡
沈一竹
林震
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Southeast University
Original Assignee
Southeast University
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Southeast University filed Critical Southeast University
Priority to CN202111254615.3A priority Critical patent/CN113965166A/zh
Publication of CN113965166A publication Critical patent/CN113965166A/zh
Pending legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
    • H03B19/00—Generation of oscillations by non-regenerative frequency multiplication or division of a signal from a separate source
    • H03B19/06—Generation of oscillations by non-regenerative frequency multiplication or division of a signal from a separate source by means of discharge device or semiconductor device with more than two electrodes
    • H03B19/14—Generation of oscillations by non-regenerative frequency multiplication or division of a signal from a separate source by means of discharge device or semiconductor device with more than two electrodes by means of a semiconductor device

Landscapes

  • Amplifiers (AREA)

Abstract

本发明公开了一种小型化宽带二倍频器，包括输入匹配网络、二倍频单元、共源输出级以及输出匹配网络。其中工作在基频的输入匹配网络由并联电容、变压器以及串联的差模耦合电感组成，输入的单端基频信号经由输入匹配网络变换为差分信号注入至二倍频单元的栅极，二倍频单元的漏级直接相连以抑制基频信号的输出，二次谐波信号经由隔直电容连接至共源输出级的栅极，最后通过输出匹配网络将二次谐波信号输出。本发明采用差模耦合电感替代传统二倍频器输入匹配所常用的串联电感，减小了所需匹配电感的感值，从而大幅缩减芯片面积，降低制造成本，并且提高了输入匹配网络的自谐振频率，扩展了二倍频器工作带宽。

Description

一种小型化宽带二倍频器
技术领域
本发明涉及一种微波及毫米波集成电路中的倍频器，尤其涉及一种小型化宽带二倍频器。
背景技术
为了满足日益增长的数据传输和无线通信需求，第五代移动通信技术(5G)的发展速度逐渐加快，已经开始在民生、科技等领域应用。为了更快的数据传输速率，5G频谱划分为FR1和FR2两个区域，FR1的范围是0.45至6GHz，又称为Sub-6G，FR2的频率范围覆盖24至52GHz，其中一部分属于毫米波频段。尽管5G毫米波频段有着更加丰富的频谱资源，对于数据的传输和通信有着诸多益处，但更高的频率和更复杂的调制方式也对无线通信系统中的收发机提出了更高的要求。
频率源作为收发机系统中不可或缺的一环，能否提供高纯本振信号成为不可忽视的问题。如何提供大带宽、低相噪的本振信号成为目前学界重点关注的问题之一。目前，本振信号的产生方式主要有两种，一种是振荡器直接产生所需的本振信号，该方式电路结构简单，芯片面积较小，但随着工作频率提升至毫米波频段，超宽带、低相噪的振荡器设计难度极大。因此学界和工业界提出了第二种方式，即在锁相环后级联倍频器来降低对振荡器和分频器的相噪要求，而低频振荡器的设计方法较为成熟，更容易产生满足要求的信号。
利用倍频器产生所需本振信号虽然可以降低对振荡器的要求，但增加了电路复杂度，并且工作频率低的无源器件会大幅增加芯片面积，也就是说通过牺牲面积来换取相位噪声的提高。目前，二倍频器已有诸多设计，在倍频器集成电路设计中，为满足带宽性能等要求，往往需要多个无源器件进行阻抗匹配，无源匹配网络占据了芯片的主要部分。因此，如何在保证带宽、变频增益等基本电路性能的前提下，倍频器芯片的小型化成为目前亟需解决的问题之一。
发明内容
技术问题：针对上述传统倍频器存在的无源匹配网络面积过大的问题，提出一种小型化宽带二倍频器，能够大幅缩减倍频器匹配网络的面积。
技术方案：本发明的一种小型化宽带二倍频器，包括输入匹配网络、二倍频单元、共源输出级、输出匹配网络；
所述输入匹配网络由第一输入匹配网络电容、变压器、第一电阻、第二输入匹配网络电容以及差模耦合电感组成；变压器初级线圈的一端接二倍频器的输入端，另一端接地，第一输入匹配网络电容并联在变压器的初级线圈上，变压器次级线圈的两端连接差模耦合电感的两输入端，差模耦合电感的另外两输出端分别连接二倍频单元中的第一晶体管和第二晶体管的栅极；第一电阻的一端连接变压器次级线圈的中心抽头，另一端连接第一偏置电压，第二输入匹配网络电容并联在变压器次级线圈的两端；
所述二倍频单元由第一晶体管、第二晶体管和第一电感组成，第一晶体管和第二晶体管的源极接地，第一晶体管和第二晶体管的漏极直接相连后再连接到第一电感和共源输出级电容，第一电感的另一端连接电源；
所述共源输出级由共源输出级电容、第二电阻及第三晶体管组成，共源输出级电容一端直接连接第一晶体管和第二晶体管的漏极，另一端连接输出匹配网络的第三晶体管的栅极，第二电阻一端连接第二偏置电压，另一端连接第三晶体管的栅极；
所述输出匹配网络由第二电感与输出匹配网络电容组成，第二电感一端连接第三晶体管的漏极，另一端连接电源，输出匹配网络电容一端直接连接第三晶体管的漏极，另一端作为二倍频器的输出端。
其中，
所述输入匹配网络中的差模耦合电感由第一耦合电感和第二耦合电感相互耦合形成；第一耦合电感的输入端接变压器次级线圈的一端，第二耦合电感的输入端接变压器次级线圈的另一端，并且耦合方式应使得同名端处于信号输入与输出两侧。
所述差模耦合电感中第一耦合电感和第二耦合电感由集成电路工艺的金属线相互耦合实现，且为同一层金属的耦合结构。
所述输入匹配网络的输出端即差模耦合电感的输出端直接接第一晶体管和第二晶体管的栅极，将输入的单端基频信号转换为差分基频信号，并将所述差分基频信号传输至二倍频单元。
所述第一偏置电压经由第一电阻连接至变压器次级线圈的中心抽头处，并通过差模耦合电感直接为第一晶体管和第二晶体管的栅极提供直流偏置，所述第一偏置电压选择在相应输入信号的幅度下使输出二次谐波幅度最大时的直流电压。
所述变压器与差模耦合电感均由集成电路工艺的金属线耦合实现，且采用集成电路工艺实现单片集成，所述变压器为同一层金属的相互耦合结构或多层金属的相互耦合结构。
有益效果：本发明的优点在于本发明提供一种小型化宽带二倍频器，由输入匹配网络、二倍频单元、共源输出级以及输出匹配网络组成。输入匹配网络采用电容和变压器构成四阶匹配网络，并采用差模耦合电感来降低晶体管输入阻抗的品质因数，提升了带宽性能。匹配网络采用差模耦合电感替代传统二倍频器输入匹配所常用的串联电感，减小了所需匹配电感的感值，从而大幅缩减了芯片面积，降低制造成本，并且提高了输入匹配网络的自谐振频率，扩展了二倍频器的工作带宽。
附图说明
图1为本发明中二倍频器的电路结构图；
图2为本发明中变压器与差模耦合电感的结构示意图；
图3为本发明中二倍频器输入端口的反射系数；
图4为本发明中二倍频器的变频增益；
图5为相同输入阻抗下变压器与传统设计中串联电感的结构图。
图中有：第一输入匹配网络电容Cp1、第二输入匹配网络电容Cp2、变压器XFMR、第一电阻R1、第二电阻R2、差模耦合电感DMind、输入端IN、第一晶体管M1、第二晶体管M2、第三晶体管M3、第一偏置电压Vbias1、第二偏置电压Vbias2、第一电感L1、第二电感L2、共源输出级电容C1、输出匹配网络电容C2、输出端OUT、电源VDD、第一耦合电感Lg1、第二耦合电感Lg2。
具体实施方式
下面结合附图和实施例对本发明做更进一步的解释，本发明的实施方式包括但不限于下列实施例。
本实施例提供一种小型化宽带二倍频器，如图1所示，由输入匹配网络、二倍频单元、共源输出级以及输出匹配网络组成。
所述输入匹配网络由第一输入匹配网络电容Cp1、变压器XFMR、第一电阻R1、第二输入匹配网络电容Cp2以及差模耦合电感DMind组成。变压器XFMR初级线圈的一端接二倍频器的输入端IN，另一端接地，第一输入匹配网络电容Cp1并联在变压器XFMR的初级线圈上，变压器XFMR次级线圈的两端连接差模耦合电感DMind的两输入端，差模耦合电感DMind的另外两输出端分别连接二倍频单元中第一晶体管M1和第二晶体管M2的栅极，第一电阻R1一端连接变压器XFMR次级线圈的中心抽头、另一端连接第一偏置电压Vbias1，第二输入匹配网络电容Cp2并联在变压器XFMR次级线圈的两端；
其中差模耦合电感DMind由第一耦合电感Lg1和第二耦合电感Lg2相互耦合形成，并且耦合方式应使得同名端处于信号输入与输出两侧，用以减小输入阻抗的品质因数，增加匹配带宽。差模耦合电感DMind、变压器XFMR、第一输入匹配网络电容Cp1与第二输入匹配网络Cp2一起构成宽带输入匹配网络，将输入的单端基频信号转换为差分基频信号，并将所述差分基频信号传输至二倍频单元中第一晶体管M1和第二晶体管M2的栅极。第一电阻R1则用来提供直流偏置路径并提升二倍频器的稳定性。
所述二倍频单元由第一晶体管M1、第二晶体管M2和第一电感L1组成，第一晶体管M1和第二晶体管M2的源极接地，第一晶体管M1和第二晶体管M2的漏极直接相连以抑制基频信号的输出，第一电感L1一端连接第一晶体管M1和第二晶体管M2的漏极，另一端连接电源VDD；
所述共源输出级由共源输出级电容C1、第二电阻R2及第三晶体管M3组成，共源输出级电容C1一端直接连接第一晶体管M1和第二晶体管M2的漏极，另一端连接第三晶体管M3的栅极，第二电阻R2一端连接第二偏置电压Vbais2，另一端连接第三晶体管M3的栅极；
所述输出匹配网络由第二电感L2与输出匹配网络电容C2组成，第二电感L2一端连接第三晶体管M3的漏极，另一端连接电源VDD，输出匹配网络电容C2一端直接连接第三晶体管M3的漏极，另一端作为二倍频器的输出端OUT。
从工作原理上讲，本发明提供一种小型化宽带二倍频器，采用差模耦合电感替代传统二倍频器所常用的串联电感，大幅缩减了芯片面积，提高了网络的自谐振频率，并配合由变压器和电容组成的四阶匹配网络实现二倍频器的宽带匹配。更为具体的讲：
为满足在5G通信频段的使用需求，在相应频段内，所需晶体管的尺寸较小，导致晶体管串联输入阻抗的虚部很大，品质因数较高，难以实现宽带匹配。因此，传统设计中会先串联电感以降低输入阻抗的品质因数，从而实现宽带匹配。由于输入阻抗虚部很大，所需的串联电感感值也会比较大，占用了较大的芯片面积。芯片制造中，片上的大电感自谐振频率一般较低，限制了整个倍频器的工作带宽。本发明利用差模耦合电感替代传统的串联电感，经过变压器后的信号为差分信号，对于差分信号来说，差模耦合电感每条支路的等效电感为：
Ldm＝L(1+k2) (1)
其中，Ldm为差模耦合电感每条支路的等效电感，L为每条支路的固有电感，k2为差模耦合电感的耦合系数；
可以看出，差模耦合电感每条支路的等效电感相比于没有耦合情况下的固有电感感值提高了(1+k2)倍，在Ldm相同的情况下，耦合系数越大，实现相同匹配效果所需的固有电感感值就越小，从而缩减了芯片面积，同时提高了网络的自谐振频率，扩展了二倍频器的工作带宽。
基于上述工作原理，本实施例基于0.18μmCMOS工艺，对上述电路进行了设计与仿真，验证了本发明的实用性。
如图2所示为上述输入匹配网络中的变压器以及差模耦合电感的结构示意图，图中没有显示第一输入匹配网络电容Cp1、第二输入匹配网络电容Cp2以及第一电阻R1。可以看出网络面积为330μm×132μm≈0.044mm2，图5为相同输入阻抗下变压器与传统设计中串联电感的结构图，可以看出不采用差模耦合电感的网络面积为323μm×295μm≈0.095mm2，相比之下采用差模耦合电感使得网络面积缩小了54％。
图3给出了设计的二倍频器的输入端口反射系数，在10.13～18.83GHz频率范围内均小于-10dB，相对带宽达到60％。图4给出了二倍频器的变频增益，在输入功率为4.6dBm，输入频率为11.19～15.33GHz时，变频增益为-3.61至-6.61dB，3dB带宽为31.22％。
以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (6)

1.一种小型化宽带二倍频器，其特征在于，包括输入匹配网络、二倍频单元、共源输出级、输出匹配网络；
所述输入匹配网络由第一输入匹配网络电容(Cp1)、变压器(XFMR)、第一电阻(R1)、第二输入匹配网络电容(Cp2)以及差模耦合电感(DMind)组成；变压器(XFMR)初级线圈的一端接二倍频器的输入端(IN)，另一端接地，第一输入匹配网络电容(Cp1)并联在变压器(XFMR)的初级线圈上，变压器(XFMR)次级线圈的两端连接差模耦合电感(DMind)的两输入端，差模耦合电感(DMind)的另外两输出端分别连接二倍频单元中的第一晶体管(M1)和第二晶体管(M2)的栅极；第一电阻(R1)的一端连接变压器(XFMR)次级线圈的中心抽头，另一端连接第一偏置电压(Vbias1)，第二输入匹配网络电容(Cp2)并联在变压器(XFMR)次级线圈的两端；
所述二倍频单元由第一晶体管(M1)、第二晶体管(M2)和第一电感(L1)组成，第一晶体管(M1)和第二晶体管(M2)的源极接地，第一晶体管(M1)和第二晶体管(M2)的漏极直接相连后再连接到第一电感(L1)和共源输出级电容(C1)，第一电感(L1)的另一端连接电源(VDD)；
所述共源输出级由共源输出级电容(C1)、第二电阻(R2)及第三晶体管(M3)组成，共源输出级电容(C1)一端直接连接第一晶体管(M1)和第二晶体管(M2)的漏极，另一端连接输出匹配网络的第三晶体管(M3)的栅极，第二电阻(R2)一端连接第二偏置电压(Vbias2)，另一端连接第三晶体管(M3)的栅极；
所述输出匹配网络由第二电感(L2)与输出匹配网络电容(C2)组成，第二电感(L2)一端连接第三晶体管(M3)的漏极，另一端连接电源(VDD)，输出匹配网络电容(C2)一端直接连接第三晶体管(M3)的漏极，另一端作为二倍频器的输出端(OUT)。
2.根据权利要求1所述的小型化宽带二倍频器，其特征在于，所述输入匹配网络中的差模耦合电感(DMind)由第一耦合电感(Lg1)和第二耦合电感(Lg2)相互耦合形成；第一耦合电感(Lg1)的输入端接变压器(XFMR)次级线圈的一端，第二耦合电感(Lg2)的输入端接变压器(XFMR)次级线圈的另一端，并且耦合方式应使得同名端处于信号输入与输出两侧。
3.根据权利要求1所述的小型化宽带二倍频器，其特征在于，所述差模耦合电感(DMind)中第一耦合电感(Lg1)和第二耦合电感(Lg2)由集成电路工艺的金属线相互耦合实现，且为同一层金属的耦合结构。
4.根据权利要求1所述的小型化宽带二倍频器，其特征在于，所述输入匹配网络的输出端即差模耦合电感(DMind)的输出端直接接第一晶体管(M1)和第二晶体管(M2)的栅极，将输入的单端基频信号转换为差分基频信号，并将所述差分基频信号传输至二倍频单元。
5.根据权利要求1所述的小型化宽带二倍频器，其特征在于，所述第一偏置电压(Vbias1)经由第一电阻(R1)连接至变压器(XFMR)次级线圈的中心抽头处，并通过差模耦合电感(DMind)直接为第一晶体管(M1)和第二晶体管(M2)的栅极提供直流偏置，所述第一偏置电压(Vbias1)选择在相应输入信号的幅度下使输出二次谐波幅度最大时的直流电压。
6.根据权利要求1所述的小型化宽带二倍频器，其特征在于，所述变压器(XFMR)与差模耦合电感(DMind)均由集成电路工艺的金属线耦合实现，且采用集成电路工艺实现单片集成，所述变压器(XFMR)为同一层金属的相互耦合结构或多层金属的相互耦合结构。
CN202111254615.3A 2021-10-27 2021-10-27 一种小型化宽带二倍频器 Pending CN113965166A (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202111254615.3A CN113965166A (zh) 2021-10-27 2021-10-27 一种小型化宽带二倍频器

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202111254615.3A CN113965166A (zh) 2021-10-27 2021-10-27 一种小型化宽带二倍频器

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN113965166A true CN113965166A (zh) 2022-01-21

Family

ID=79467525

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202111254615.3A Pending CN113965166A (zh) 2021-10-27 2021-10-27 一种小型化宽带二倍频器

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN113965166A (zh)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN114759879A (zh) * 2022-05-20 2022-07-15 成都通量科技有限公司 一种基于push-push的二三倍频器
CN115580291A (zh) * 2022-09-27 2023-01-06 电子科技大学 无直流功耗的低温低噪声参数分频器电路及芯片

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN114759879A (zh) * 2022-05-20 2022-07-15 成都通量科技有限公司 一种基于push-push的二三倍频器
CN114759879B (zh) * 2022-05-20 2024-05-28 成都通量科技有限公司 一种基于push-push的二三倍频器
CN115580291A (zh) * 2022-09-27 2023-01-06 电子科技大学 无直流功耗的低温低噪声参数分频器电路及芯片
CN115580291B (zh) * 2022-09-27 2024-03-26 电子科技大学 无直流功耗的低温低噪声参数分频器电路及芯片

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN111565040B (zh) 一种基于双重共模谐振的压控振荡器
CN113965166A (zh) 一种小型化宽带二倍频器
CN112671344B (zh) 一种带压控电容匹配的基于变压器的自混频三倍频器
CN110729967B (zh) 一种具有宽调谐范围的窄带切换毫米波压控振荡器
CN107623492A (zh) 一种高频宽带压控振荡器及其运作方法
CN113839619B (zh) 一种高功率、高效率的片上硅基双模太赫兹信号源结构
CN112671346A (zh) 一种带跨导增强技术和双lc匹配网络的宽带倍频器
CN112615590A (zh) 一种基于双平衡混频的tsm-pi三倍频器
CN113746429B (zh) 一种基于变压器耦合的堆叠压控振荡器
CN111884615B (zh) 一种高阶宽带输入阻抗匹配网络及其应用
CN111934632B (zh) 一种超宽带高功率放大器
CN210693872U (zh) 一种毫米波变压耦合合成高功率放大器
CN112542994A (zh) 用于三倍化频率的电子电路
CN116743093A (zh) 一种宽带Doherty功率放大器
CN111277222A (zh) 一种基于栅源变压器反馈的电流复用压控振荡器
CN112953395B (zh) 一种逆f类压控振荡器及芯片
CN107548511B (zh) 将输入射频信号变换为输出射频信号的射频变压器
CN110784178B (zh) 宽带注入锁定倍频器
Lin et al. A 0.011-mm 2 27.5-GHz VCO with transformer-coupled bandpass filter achieving-191 dBc/Hz FoM in 16-nm FinFET CMOS
CN106130485B (zh) 一种基于复合左右手材料传输线的二倍频器
CN113507266B (zh) 一种基于多振荡核心的太赫兹压控振荡器
CN116054745B (zh) 一种用于毫米波超宽带低功耗自混频架构的三倍频器
CN112542995B (zh) 高输出功率毫米波二倍频器及其输出方法
CN110729998B (zh) 基于分布式注入与变压器的宽带注入锁定分频器
WO2024045820A1 (zh) 功率放大器、功率放大器组件和信号处理设备

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination