CN113924732A - 包含失配校正方案的实例的无线装置和系统 - Google Patents

包含失配校正方案的实例的无线装置和系统 Download PDF

Info

Publication number
CN113924732A
CN113924732A CN202080041662.7A CN202080041662A CN113924732A CN 113924732 A CN113924732 A CN 113924732A CN 202080041662 A CN202080041662 A CN 202080041662A CN 113924732 A CN113924732 A CN 113924732A
Authority
CN
China
Prior art keywords
signal
filter
feedback
switch
antenna
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN202080041662.7A
Other languages
English (en)
Other versions
CN113924732B (zh
Inventor
罗法隆
J·卡明斯
T·施米茨
J·赫里茨
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Micron Technology Inc
Original Assignee
Micron Technology Inc
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Micron Technology Inc filed Critical Micron Technology Inc
Publication of CN113924732A publication Critical patent/CN113924732A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN113924732B publication Critical patent/CN113924732B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/02—Transmitters
    • H04B1/04—Circuits
    • H04B1/0475—Circuits with means for limiting noise, interference or distortion
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/08—Modifications for reducing interference; Modifications for reducing effects due to line faults ; Receiver end arrangements for detecting or overcoming line faults
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/06—Receivers
    • H04B1/10—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference
    • H04B1/1027—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference assessing signal quality or detecting noise/interference for the received signal
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/38—Transceivers, i.e. devices in which transmitter and receiver form a structural unit and in which at least one part is used for functions of transmitting and receiving
    • H04B1/40—Circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/38—Transceivers, i.e. devices in which transmitter and receiver form a structural unit and in which at least one part is used for functions of transmitting and receiving
    • H04B1/40—Circuits
    • H04B1/50—Circuits using different frequencies for the two directions of communication
    • H04B1/52—Hybrid arrangements, i.e. arrangements for transition from single-path two-direction transmission to single-direction transmission on each of two paths or vice versa
    • H04B1/525—Hybrid arrangements, i.e. arrangements for transition from single-path two-direction transmission to single-direction transmission on each of two paths or vice versa with means for reducing leakage of transmitter signal into the receiver
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H04L1/0056—Systems characterized by the type of code used
    • H04L1/0057—Block codes
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H04L1/0056—Systems characterized by the type of code used
    • H04L1/0071—Use of interleaving
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L25/03343—Arrangements at the transmitter end
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/38—Transceivers, i.e. devices in which transmitter and receiver form a structural unit and in which at least one part is used for functions of transmitting and receiving
    • H04B1/40—Circuits
    • H04B1/44—Transmit/receive switching
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/02—Transmitters
    • H04B1/04—Circuits
    • H04B2001/0408—Circuits with power amplifiers
    • H04B2001/0425—Circuits with power amplifiers with linearisation using predistortion
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/02—Transmitters
    • H04B1/04—Circuits
    • H04B2001/0408—Circuits with power amplifiers
    • H04B2001/0433—Circuits with power amplifiers with linearisation using feedback
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L2025/0335—Arrangements for removing intersymbol interference characterised by the type of transmission
    • H04L2025/03426—Arrangements for removing intersymbol interference characterised by the type of transmission transmission using multiple-input and multiple-output channels

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Transceivers (AREA)
  • Transmitters (AREA)

Abstract

描述用于无线通信的系统、方法和设备。可以补偿同相支路/正交支路(I/Q)失衡或失配的输入数据，或者可以使用非线性功率放大器噪声来生成补偿的输入数据。在一些实例中，发射器可配置成经由第一天线发射通信信令，所述发射器包含配置用于数字失配校正的滤波器；接收器可配置成经由第二天线接收通信信令；并且开关可配置成选择性地激活第一开关路径以耦合所述发射器和所述第一天线并激活第二开关路径以耦合所述接收器和所述发射器从而通过所述接收器提供经由所述发射器接收的通信信令作为对所述滤波器的反馈。

Description

包含失配校正方案的实例的无线装置和系统
背景技术
可使用硬件(例如，硅)计算平台来实施例如数字基带处理或数字前端实施方案等用于无线通信的数字信号处理。例如，可以通过专用集成电路(ASIC)来实施多媒体处理和数字射频(RF)处理，ASIC可以实施无线收发器的数字前端。有多种硬件平台可用于实施此类数字信号处理，例如ASIC、被实施为现场可编程门阵列(FPGA)的一部分的数字信号处理器(DSP)，或片上系统(SoC)。然而，这些解决方案中的每一个常常需要实施硬件实施方案特定的定制信号处理方法。例如，数字信号处理器可以在蜂窝基站处实施数字处理的特定部分，例如基于所述基站处的环境参数对干扰进行滤波。所执行的整体信号处理的每个部分可能由不同的、专门设计的硬件实施，从而产生复杂性。
此外，人们对将无线通信发展到“第五代”(5G)系统越来越感兴趣。5G有望提高速度和普及率，但尚未确定处理5G无线通信的方法。在5G无线通信的一些实施方案中，“物联网”(IoT)装置可以在可以被称为窄带IoT(NB-IoT)的窄带无线通信标准上运行。例如，3GPP规范的第13版描述了窄带无线通信标准。
附图说明
图1是根据本文描述的实例布置的系统的示意图。
图2是根据本文描述的实例布置的电子装置的示意图。
图3是无线发射器的示意图。
图4是无线接收器的示意图。
图5是根据本文描述的实例布置的实例处理单元的示意图。
图6是根据本文描述的实例布置的时分复用时间段的时间帧的示意图。
图7是根据本文描述的实例的功率放大器噪声补偿方法的示意图。
图8是根据本文描述的实例布置的计算装置的框图。
图9是根据本公开的方面布置的无线通信系统的示意图。
图10是根据本公开的方面布置的无线通信系统的示意图。
图11是根据本文描述的实例布置的电子装置的示意图。
图12是根据本文描述的实例布置的电子装置的示意图。
发明内容
本文公开了实例设备。在本公开的实施例中，一种设备包含：发射器，其配置成经由第一天线发射通信信令，所述发射器包括配置用于数字失配校正的滤波器；接收器，其配置成经由第二天线接收通信信令；以及开关，其配置成选择性地激活第一开关路径以耦合所述发射器和所述第一天线并激活第二开关路径以耦合所述接收器和所述发射器从而通过所述接收器提供经由所述发射器接收的通信信令作为对所述滤波器的反馈。
另外或替代地，进一步包含权重估计电路，其耦合在所述发射器与接收器之间。
另外或替代地，所述权重估计电路配置成：基于经由所述第二开关路径接收的所述反馈确定系数数据；响应于确定的权重系数数据修改所述通信信令；以及将修改后的通信信令提供到所述第一天线。
另外或替代地，所述第一开关路径进一步配置成至少部分地基于经由所述第二开关路径接收的所述反馈来提供所述通信信令。
另外或替代地，所述滤波器配置成基于通过所述接收器接收的所述反馈，至少部分地补偿将经由所述第一天线发射的所述通信信令中的数字失配。
另外或替代地，所述接收器配置成经由所述开关耦合到所述发射器以向所述滤波器提供所述反馈以至少部分地补偿将经由所述第一天线发射的所述通信信令中的数字失配。
另外或替代地，所述发射器进一步包括配置用于功率放大器噪声校正的另一滤波器。
另外或替代地，配置用于功率放大器噪声校正的所述另一滤波器的输出耦合到配置用于数字失配校正的所述滤波器的输入。
另外或替代地，配置用于功率放大器噪声校正的所述另一滤波器的输入耦合到配置用于数字失配校正的所述滤波器的输出。
另外或替代地，所述开关进一步配置成接收指示是否要激活所述第二开关路径的选择信号，并且所述选择信号部分地基于下行链路子帧或上行链路子帧。
另外或替代地，所述开关进一步配置成在第一开关状态下将经由所述发射器接收的所述通信信令提供到激活的第一开关路径中的所述第一天线，并且在第二开关状态下将经由所述第二天线接收的所述通信信令提供到激活的第二开关路径中的所述接收器。
另外或替代地，所述发射器经由处于第一开关状态的所述开关耦合到所述第一天线以将所述通信信令提供到所述第一天线。
另外或替代地，所述发射器进一步配置成在补偿了将经由所述第一天线发射的所述通信信令中的数字失配之后，提供将经由所述第一天线发射的所述通信信令。
另外或替代地，基于所述反馈来补偿所述通信信令中的所述数字失配。
本文公开了实例方法。在本公开的实施例中，一种方法包含：在配置用于时分双工(TDD)通信的系统中，在无线电帧的下行链路子帧期间经由第一射频(RF)链发射通信信号；在所述下行链路子帧期间将来自第一RF链的所述通信信号提供到第二RF链的低噪声放大器(LNA)；将至少部分地基于所述LNA的输出的模拟信号转换为所述第二RF链内的数字信号；以及在所述下行链路子帧期间将来自所述第二RF链的反馈信号提供到所述第一RF链的滤波器。所述反馈信号至少部分地基于在所述第二RF链内转换的所述数字信号并且所述滤波器配置用于数字失配校正。
另外或替代地，进一步包含：在所述无线电帧的上行链路子帧期间在所述第二RF链的所述LNA处接收另一通信信号；将至少部分地基于所述另一通信信号的另一模拟信号转换为所述第二RF链内的另一数字信号；以及在所述上行链路子帧期间在所述第一RF链的所述滤波器处提供来自所述第二RF链的另一反馈信号。所述另一反馈信号至少部分地基于所述另一数字信号。
另外或替代地，进一步包含：由所述第一RF链中的权重估计电路基于从所述第二RF链接收的所述反馈信号确定系数数据；以及由所述权重估计电路响应于确定的系数数据修改所述通信信号。
另外或替代地，响应于提供到所述滤波器的所述反馈信号，经由所述第一RF链中的所述滤波器发射所述通信信号。
另外或替代地，经由所述第一RF链中的开关将所述通信信号从所述第一RF链提供到所述第二RF链的所述LNA。所述开关在所述下行链路子帧期间处于第一开关状态以至少部分地补偿所述通信信号中的数字失配。
另外或替代地，所述通信信号经由配置用于非线性功率放大器噪声补偿的滤波器来发射。配置用于非线性功率放大器噪声补偿的所述滤波器的输出耦合到配置用于数字失配校正的所述滤波器的输入，或者配置用于数字失配校正的所述滤波器的输入耦合到配置用于非线性功率放大器噪声补偿的所述滤波器的输出。
另外或替代地，进一步包含由所述第一RF链中的开关接收指示是否要激活所述第一RF链的选择信号，所述选择信号部分地基于所述下行链路子帧。
另外或替代地，进一步包含由所述第一RF链中的开关至少部分地基于所述开关处于第一开关状态而将所述通信信号提供到所述第二RF链的所述LNA；以及由所述第一RF链中的所述开关至少部分地基于所述开关处于第二开关状态而发射所述通信信号。
在本公开的另一方面，一种设备包含：发射天线，其配置成在边带链路上将信号发射到对等装置。所述发射信号至少部分地基于由反馈电路提供的反馈，并且接收天线配置成在所述边带链路上从所述对等装置接收另一信号并将所述另一信号提供到接收电路和所述反馈电路。所述反馈电路和所述接收电路包括相同射频(RF)链的组件。
另外或替代地，所述RF链包括中频(IF)滤波器、模数转换器和数控振荡器(NCO)。所述NCO耦合到配置用于数字失配校正的滤波器。
另外或替代地，经由配置用于数字失配校正的滤波器将所述发射信号提供到所述发射天线。基于所述反馈经由所述滤波器将所述发射信号提供到所述发射天线。
另外或替代地，经由发射电路中的滤波器将所述发射信号提供到所述发射天线。所述滤波器耦合到系数计算器，所述系数计算器配置成：接收来自所述反馈电路的反馈，确定用于减少因数字失配而引入所述发射信号中的误差的系数数据，以及响应于确定的系数数据修改所述发射信号。
具体实施方式
本文描述的实例包含无线装置和系统，其可以包含减少带内干扰信号和补偿功率放大器噪声的实例。补偿功率放大器噪声的实施例已经在例如第15/986,555号美国申请中进行了描述，所述申请出于任何目的以全文引用的方式并入本文中。数字预失配(DPM)和数字预失真(DPD)滤波器可用于分别补偿同相支路/正交支路(I/Q)失衡和非线性功率放大器噪声。例如，发射信号在I支路和Q支路上提供并且可能经历失衡或失配。这种I/Q失衡或失配可能难以建模，因此，使用DPM滤波器来补偿这种I/Q失衡或失配。由DPD滤波器补偿的同相支路/正交支路(I/Q)失衡和非线性功率放大器噪声可能是在具有功率放大器的无线装置和系统中发现的功率放大器噪声。例如，可以在无线装置和系统的发射器中利用RF功率放大器(PA)来放大将发射的无线发射信号。来自功率放大器的这种非线性功率放大器噪声可能难以建模。因此，使用DPD滤波器来补偿这种非线性功率放大器噪声，从而减少在发射期间从功率放大器引入无线发射信号中的噪声。常规无线装置和系统可以利用专门设计的硬件在无线装置或系统中实施DPM滤波器和DPD滤波器。例如，DPM滤波器和DPD滤波器可以在各种硬件平台中实施为无线收发器或发射器的一部分。
如本文所描述，无线装置或系统中的系数计算器可以在处理补偿的无线发射信号之后利用反馈来确定DPM滤波器和DPD滤波器补偿这种无线发射信号的效率如何。例如，在确定DPM滤波器和DPD滤波器分别对I/Q失衡和非线性功率放大器噪声执行补偿的效率如何时，系数计算器可以计算误差信号。计算出的误差信号可以在初始无线发射信号与补偿的I/Q失衡信号之间以减少DPM滤波器模型中的误差(例如，用于对补偿滤波器建模的系数数据)。计算出的误差信号可以在初始无线发射信号与补偿的、放大的无线发射信号之间以减少DPD滤波器模型中的误差(例如，用于对补偿滤波器建模的系数数据)。常规无线装置可以在DPM滤波器和DPD滤波器处包含用于处理反馈信号的具有接收器部分的特定路径，这在利用计算资源和/或电路板空间来为反馈提供这种路径方面可能是低效的。处理反馈信号的具有接收器部分的特定路径可以是无线装置的无线接收器部分的无线接收器路径的补充。因此，可能需要以高效方案将反馈信号提供到系数计算器的芯片架构，以减少所需的计算资源和/或优化所述无线芯片的电路板空间。
在本文描述的实例中，时分双工(TDD)配置的无线电帧与单个接收器路径结合使用以向系数计算器提供反馈信号并接收无线发射信号，所述无线发射信号可以在无线装置的无线接收器部分接收。根据本文描述的实例，当无线接收器路径没有接收活动无线信号时，开关可以激活路径以通过无线接收器路径向系数计算器提供反馈信号。例如，无线接收器路径在TDD配置的无线电帧的上行链路时间段期间可能不接收活动无线信号。TDD配置的无线电帧的上行链路时间段可以称为上行链路发射时间间隔(TTI)。类似地，TDD配置的无线电帧的下行链路时间段可以称为下行链路发射时间间隔(TTI)。在上行链路TTI期间，可以激活开关以通过无线接收器路径向系数计算器提供反馈。在通过多个上行链路TTI提供反馈时，系数计算器可以提供补偿非线性功率放大器噪声的模型系数。另外，在下行链路TTI期间，开关可以去激活通过无线接收器路径提供反馈的路径，以便无线收发器的无线接收器部分可以接收无线发射信号，从而提供高效的TDD帧以将反馈信号提供到系数计算器并使用相同的无线接收器路径接收无线信号。
图1是根据本文描述的实例布置的系统100的示意图。系统100包含电子装置102、电子装置110、天线101、天线103、天线105、天线107、天线121、天线123、天线125、天线127、无线发射器111、无线发射器113、无线接收器115、无线接收器117、无线发射器131、无线发射器133、无线接收器135和无线接收器137。电子装置102可以包含天线121、天线123、天线125、天线127、无线发射器131、无线发射器133、无线接收器135和无线接收器137。电子装置110可以包含天线101、天线103、天线105、天线107、无线发射器111、无线发射器113、无线接收器115和无线接收器117。在操作中，电子装置102、110可以在每个电子装置的相应天线之间传送无线通信信号。在TDD模式的实例中，耦合到天线121的无线发射器131可以在TDD配置的无线电帧的上行链路时段期间向耦合到无线接收器115的天线105发射，而同时或在至少一部分同时期间，无线发射器还可以激活开关路径，所述开关路径向无线发射器131的系数计算器提供反馈信号。
无线发射器131的系数计算器可提供在模型中使用以至少部分地补偿无线发射器131内部的功率放大器噪声的系数。无线发射器131可以包含功率放大器，所述功率放大器在将无线发射信号提供到天线121以进行RF发射之前放大这些相应无线发射信号。在一些实例中，系数计算器无线发射器131还可以提供(例如，优化)还至少部分地补偿来自电子装置102的其它组件(例如无线发射器133的功率放大器)的功率放大器噪声的系数。时分双工(TDD)配置的无线电帧的上行链路时段已经过去后，无线接收器135和/或无线接收器137可以在时分双工配置的无线电帧的下行链路时段期间接收无线信号。例如，已经从耦合到天线101的无线发射器111和/或从耦合到天线103的无线发射器113发射无线信号的情况下，无线接收器135和/或无线接收器137可以从电子装置110接收单独的信号或信号的组合(例如，MIMO信号)。功率放大器噪声通常可以指从电子装置发射的信号中的任何噪声，其可能至少部分地由所述电子装置的一或多个功率放大器产生。
可使用期望通信能力的大体上任何电子装置实施本文描述的电子装置，例如图1所示的电子装置102和电子装置110。例如，可使用移动电话、智能手表、计算机(例如，服务器、膝上型计算机、平板计算机、台式机)或无线电实施电子装置102和/或电子装置110。在一些实例中，电子装置102和/或电子装置110可并入到期望通信能力的其它设备和/或与其通信，例如但不限于可穿戴式装置、医疗装置、汽车、飞机、直升机、电器、标签、相机或其它装置。
虽然在图1中未明确示出，但在一些实例中，电子装置102和/或电子装置110可以包含各种组件中的任一种，包含但不限于存储器、输入/输出装置、电路系统、处理单元(例如，处理元件和/或处理器)或其组合。
电子装置102和电子装置110可各自包含多个天线。例如，电子装置102和电子装置110可各自具有多于两个天线。图1中示出各自三个天线，但可以使用大体上任何数目的天线，包含2、3、4、5、6、7、8、9、10、11、12、13、14、15、16、32或64个天线。在其它实例中可使用其它数目的天线。在一些实例中，电子装置102和电子装置110可以具有相同数目的天线，如图1所示。在其它实例中，电子装置102和电子装置110可以具有不同数目的天线。大体上，本文描述的系统可以包含多输入多输出(“MIMO”)系统。MIMO系统大体上指代包含使用多个天线发射发射的一或多个电子装置和使用多个天线接收发射的一或多个电子装置。在一些实例中，电子装置可使用多个天线发射和接收发射。本文所描述的一些实例系统可为“大规模MIMO”系统。一般来说，大规模MIMO系统指采用大于某一数目(例如，64)个天线来发射和/或接收发射的系统。随着天线数目增加，因此大体上准确地发射和/或接收发射中涉及的复杂性也增加。
虽然图1中示出两个电子装置(例如，电子装置102和电子装置110)，但通常系统100可以包含任何数目的电子装置。
本文描述的电子装置可以包含接收器、发射器和/或收发器。例如，图1的电子装置102包含无线发射器131和无线接收器135，且电子装置110包含无线发射器111和无线接收器115。通常，可提供接收器用于从一或多个经连接天线接收发射，可提供发射器用于从一或多个经连接天线发射发射，且可提供收发器用于从一或多个经连接天线接收和发射发射。虽然图1描绘的电子装置102、110都具有单独的无线发射器和单独的无线接收器，但可了解无线收发器可耦合到电子装置的天线且作为无线发射器或无线接收器操作以接收和发射发射。例如，电子装置102的收发器可用于向天线121提供发射和/或从天线121接收发射，而电子装置110的其它收发器可用于向天线101和天线103提供发射和/或从所述天线接收发射。通常，电子装置中可以提供多个接收器、发射器和/或收发器，电子装置的天线中的每一个与其中一个通信。发射可以根据多种协议中的任一种，包含但不限于5G信号，和/或可以使用多种调制/解调方案，包含但不限于：正交频分复用(OFDM)、滤波器组多载波(FBMC)、广义频分复用(GFDM)、通用滤波多载波(UFMC)发射、双向正交频分复用(BFDM)、稀疏码多址(SCMA)、非正交多址(NOMA)、多用户共享接入(MUSA)和具有时频打包的快于奈奎斯特(FTN)的信令。在一些实例中，可以根据5G协议和/或标准来发送、接收或发送以及接收发射。
本文描述的发射器、接收器和/或收发器的实例，例如无线发射器131和无线发射器111，可以使用各种组件来实施，包含硬件、软件、固件或它们的组合。例如，收发器、发射器或接收器可以包含电路系统和/或一或多个处理单元(例如，处理器)和用可执行指令编码的存储器，所述可执行指令用于使收发器执行本文描述的一或多个功能(例如软件)。
图2是根据本文描述的实例布置的电子装置200的示意图。电子装置200包含基带发射器(Tx)215和基带接收器(Rx)285，其各自分别具有去往/来自发射天线(Tx)250和接收天线(Rx)255的发射器路径和接收器路径。电子装置200可以表示电子装置102、110的实施方案；基带发射器215和发射器路径表示无线发射器131、133或无线发射器111、113；并且基带接收器285表示无线接收器135、137或无线接收器115、117。
在接收到待发射信号t(n)210之后，基带发射器215可以对所述待发射信号t(n)210执行基带处理以生成待发射基带信号t(n)216。信号216被提供到系数计算器280并且还沿着朝向发射天线250的发射器路径被提供到DPD滤波器220。例如，电子装置200可以包含信号216沿着其进行处理的从DPD滤波器220朝向基带发射天线250的发射器路径，即第一通信路径。DPD滤波器220基于包含由系数计算器280提供到DPD滤波器的系数数据(例如，多个系数)的模型来至少部分地补偿信号t(n)216。DPD滤波器220利用基于系数数据的模型在电子装置200中至少部分地补偿信号216的的噪声，例如由功率放大器240产生的非线性功率放大器噪声。如将关于系数计算器280描述的，可以确定系数数据，以在所述信号216被功率放大器240放大以在发射天线250处发射时减少非线性功率放大器噪声引入待发射信号t(n)216中的误差。
在已经被DPD滤波器220至少部分地补偿了噪声之后，待发射信号t(n)可以沿着朝向发射天线250的发射器路径被进一步处理。因此，补偿后的信号216由数控振荡器(NCO)225、数模转换器(DAC)230、中频(IF)滤波器235、混频器237(结合从本地振荡器290提供的本地振荡信号)和功率放大器240处理以生成放大的待发射信号T(n)247。待发射信号T(n)247经由开关245提供到发射天线250。到发射天线250的发射器路径包含通过开关245用于发射任何待发射信号的路径。当开关245被激活时，将同一放大的待发射信号T(n)247经由开关245提供到接收器路径，作为信号X(n)249。电子装置200可以包含信号X(n)249沿着其进行处理的从开关245朝向基带接收器285的接收器路径，即第二通信路径。
开关245可以由指示上行链路(TTI)在电子装置200使用的时分双工配置的无线电帧中发生的控制信号(例如，选择信号)激活。当开关245被激活时，放大的待发射信号T(n)247被提供到电子装置200的接收器路径，以在系数计算器280执行的计算中用作反馈信号。从低噪声放大器(LNA)260开始，放大的待发射信号T(n)247被提供到接收器路径，作为信号X(n)249。信号X(n)249和放大的待发射信号T(n)247表示由功率放大器240处理的相同信号。当开关245被激活时，信号X(n)249和放大的待发射信号T(n)247均由开关245分别提供到电子装置200和发射天线250的接收器路径。因此，信号X(n)249由LNA 260、混频器263(结合从本地振荡器290提供的本地振荡信号)、中频(IF)滤波器265、模数转换器270以及数控振荡器(NCO)275处理以生成提供到系数计算器280的反馈信号X(n)277。系数计算器280还可以接收指示上行链路时间段正在发生的控制信号，并且可以接收反馈信号X(n)277以在计算中处理所述信号从而减少由功率放大器240产生的非线性功率放大器噪声引入的误差。
在接收到反馈信号X(n)277之后，系数计算器280可以确定计算待发射信号t(n)216与补偿后的无线转换信号之间的误差信号以减少DPD滤波器220的模型中的误差。系数计算器利用误差信号来确定和/或更新提供到DPD滤波器220的系数数据B(n)243(例如，多个系数)以在DPD滤波器220的模型中用于至少部分地补偿非线性功率放大器噪声。对于系数计算器280计算多个系数，系数计算器280可以计算误差信号，用于减小输入到DPD滤波器220的待发射信号t(n)216与反馈信号X(n)277之间的差。例如，可以通过利用等式(1)来减小(例如，最小化)差：
Figure BDA0003393425390000091
待发射信号t(n)216可以在等式(1)中计算为z(k)。反馈信号X(n)277可以在等式(1)中计算为y(k)，对‘p’和‘m’求和，其中‘P’表示待补偿的功率放大器噪声的非线性阶并且‘M’表示系数计算器280的“记忆”。例如，系数计算器可以存储反馈信号X(n)277的先前版本，其中‘m’项表示反馈信号X(n)277的偏移量，使得所述偏移量指示接收到的反馈信号X(n)277与在系数计算器280处已经接收到反馈信号X(n)277以执行计算之前的‘m’个时间段接收的反馈信号X(n)277的先前版本之间的时间段的数目。在实例中，‘P’可以表示用于DPD滤波器220的模型以至少部分地补偿功率放大器噪声的非线性的滤波器抽头的数目。在各种实施方案中，‘P’可以等于1、2、3、4、7、9、10、12、16、20、100或200。另外或替代地，‘M’可以等于0、1、2、3、4、7、9、10、12、16、20、100或200。系数计算器280可以结合算法利用等式(1)来减小(例如，最小化)z(k)与y(k)之间的差，例如最小均方(LMS)算法、最小二乘(LS)算法或总最小二乘(TLS)算法。因此，在减小z(k)与y(k)之间的差时，系数计算器将系数数据B(n)243确定为等式1中的项ap,m，以在DPD滤波器220中使用。在一些实施方案中，可以使用样本向量代替待发射信号t(n)216来确定系数数据B(n)243的初始集合。
在一些实例中，系数计算器确定要在DPD滤波器220中用作“无记忆”系统的系数数据B(n)243，其中系数数据B(n)243用新的系数数据更新DPD滤波器220，替换DPD滤波器在接收系数数据B(n)243之前使用的任何系数数据。用系数数据B(n)243更新DPD滤波器220可以称为优化系数数据，其中一些或所有系数数据被更新。例如，当在计算中不使用反馈信号X(n)277的其它版本时，等式(1)可以简化为等式(2)，从而将‘m’项简化为零，使得等式(1)简化为等式(2)：
Figure BDA0003393425390000101
在利用相同的接收器路径来处理接收信号和上述反馈信号的生成时，与包含用于反馈信号的单独路径和用于处理接收信号的单独路径的电子装置相比，电子装置200可以利用电路板空间和/或实施电子装置200的电路上的资源。例如，电子装置200利用LNA260、混频器263(结合从本地振荡器290提供的本地振荡信号)、中频(IF)滤波器265、模数转换器270和数控振荡器(NCO)275用于反馈信号X(n)277的生成和接收信号R(n)257的处理。如所描述，当开关245被激活时，电子装置200利用LNA 260、混频器263(结合从本地振荡器290提供的本地振荡信号)、中频(IF)滤波器265、模数转换器270和数控振荡器(NCO)275生成反馈信号X(n)277并用系数计算器280计算系数数据。当开关245被去激活时，电子装置200利用LNA 260、混频器263(结合从本地振荡器290提供的本地振荡信号)、中频(IF)滤波器265、模数转换器270和数控振荡器(NCO)275接收和处理接收信号R(n)257。
开关245可以在激活时段结束时被去激活。例如，激活开关245的控制信号可以包含指定开关245将被激活多长时间(例如，激活时段)的信息。激活时段可以与电子装置200使用的时分双工配置的无线电帧的上行链路TTI相同。例如，如参考图6所描述的，激活时段可以是在与下行链路TTI不同的时间段操作的特定上行链路TTI。在一些实例中，可以针对信号216的长度激活开关245，所述长度可以与信号210的长度相同。另外或替代地，当在接收天线255处检测到无线信号时可以去激活开关245。例如，当在接收天线255处检测到信号时，控制信号可以指示下行链路TTI的开始，这指示激活时段已经结束。因此，可以去激活开关245。
开关245可以通过控制信号去激活，所述控制信号指示在电子装置200利用的时分双工配置的无线电帧中正在发生下行链路TTI。因此，信号X(n)249没有被提供到电子装置200的接收器路径，因为开关245被去激活。在开关245被去激活的情况下，接收信号R(n)257被提供到电子装置200的接收器路径以在接收器路径中进行处理从而生成基带接收信号287。接收信号R(n)257被提供到接收器路径，从低噪声放大器(LNA)260开始。因此，接收信号R(n)257由LNA 260、混频器263(结合从本地振荡器290提供的本地振荡信号)、中频(IF)滤波器265、模数转换器270、数控振荡器(NCO)275和基带接收器285处理以生成基带接收信号287。在生成基带接收信号287时，电子装置200利用用于生成反馈信号并将反馈信号提供到系数计算器280的相同接收器路径，从而有效地利用电子装置200的计算资源和/或电路板空间。因此，电子装置200的相同接收器路径用于在下行链路时间段期间接收无线信号并在上行链路时间段期间向系数计算器提供反馈信号。在一些实例中，系数计算器280虽然在下行链路时间段期间没有被提供反馈信号X(n)277，但是可以在处理接收信号R(n)257的同时计算和/或确定系数数据。因此，结合时分双工配置的无线电帧，电子装置200利用单个接收器路径来向系数计算器280提供反馈信号X(n)277并接收无线发射信号(例如，接收信号R(n)257)以提供基带接收信号r(n)287。
图3是无线发射器300的示意图。无线发射器300接收数据信号311并执行操作以生成经由天线303发射的无线通信信号。发射器输出数据xN(n)310在输出数据在RF天线303上发射之前被功率放大器332放大。对RF前端的操作通常可以用模拟电路系统来执行或作为数字基带操作进行处理以实施数字前端。RF前端的操作包含加扰器304、译码器308、交织器312、调制映射316、帧自适应320、IFFT 324、保护间隔328和上变频330。
加扰器304可将输入数据转换为伪随机或随机二进制序列。例如，输入数据可以是输送层源(例如MPEG-2输送流和其它数据)，其经转换为具有生成器多项式的伪随机二进制序列(PRBS)。虽然在生成器多项式的实例中描述，但各种加扰器304是可能的。
译码器308可对从加扰器输出的数据进行编码以将数据译码。例如，里德-所罗门(RS)编码器、涡轮编码器可用作第一译码器以生成用于由加扰器304馈送的每一随机化输送包的奇偶校验块。在一些实例中，奇偶校验块和输送包的长度可根据各种无线协议变化。交织器312可交织由译码器308输出的奇偶校验块，例如，交织器312可利用卷积字节交织。在一些实例中，可在译码器308和交织器312之后执行额外译码和交织。例如，额外译码可包含第二译码器，所述第二译码器可例如用具有某一约束长度的删余卷积译码对从交织器输出的数据进一步译码。额外交织可以包含形成接合块的群组的内部交织器。虽然在RS译码、涡轮译码和删余卷积译码的上下文中进行描述，但各种译码器308是可能的，例如低密度奇偶校验(LDPC)译码器或极性译码器。虽然在卷积字节交织的上下文中进行描述，但各种交织器312是可能的。
调制映射316可调制从交织器312输出的数据。例如，可使用正交幅度调制(QAM)通过改变(例如，调制)相关载波的幅度来映射数据。可使用各种调制映射，包含但不限于：正交相移键控(QPSK)、SCMA、NOMA，和MUSA(多用户共享接入)。来自调制映射316的输出可称为数据符号。虽然在QAM调制的上下文中进行描述，但各种调制映射316是可能的。帧自适应320可根据表示对应调制符号、载波和帧的位序列布置来自调制映射的输出。
IFFT 324可将已经帧化为子载波(例如，通过帧自适应320)的符号变换成时域符号。以5G无线协议方案为例，IFFT可以作为N点IFFT应用：
Figure BDA0003393425390000121
其中Xn是在第n个5G子载波中发送的调制符号。因此，IFFT 324的输出可以形成时域5G符号。在一些实例中，IFFT 324可以由脉冲整形滤波器或多相滤波组代替以输出用于上变频330的符号。
在图3的实例中，保护间隔328向时域5G符号添加保护间隔。例如，保护间隔可以是添加的符号持续时间的分数长度，以通过在帧的开始处重复时域5G符号结尾的一部分来减少符号间干扰。例如，保护间隔可以是与5G无线协议方案的循环前缀部分对应的时间段。
上变频330可以将时域5G符号上变频转换到特定射频。例如，时域5G符号可以被视为基带频率范围，并且本地振荡器可以将其振荡频率与5G符号混频，以在振荡频率下生成5G符号。也可使用数字上变频器(DUC)转换时域5G符号。因此，可以将5G符号上变频转换为特定的射频以进行RF发射。
在发射之前，在天线303处，功率放大器332可以放大发射器输出数据xN(n)310以输出数据用于在天线303处的RF域中进行RF发射。天线303可以是设计成以特定射频辐射的天线。例如，天线303可以以上变频转换5G符号的频率进行辐射。因此，无线发射器300可以基于在加扰器304处接收的数据信号311经由天线303发射RF发射。如上文关于图3所描述的，无线发射器300的操作可以包含各种处理操作。此类操作可以在常规无线发射器中实施，其中每个操作由用于相应操作的专门设计的硬件实施。例如，DSP处理单元可以专门设计为实施IFFT 324。可以理解，常规无线接收器中可以包含无线发射器300的额外操作。
例如，无线发射器300可用于实施图1的无线发射器111、113或无线发射器131、133。无线发射器300还可表示其中可利用DPD滤波器220和系数计算器280的配置。例如，DPD滤波器可以在将数据信号311提供到加扰器304之前至少部分地补偿数据信号311。系数计算器280可以在无线发射器300中实施，具有从无线发射器300的发射器路径的任何元件到系数计算器的信号路径。
图4是无线接收器400的示意图。无线接收器400从天线405接收输入数据X(i,j)410并且执行无线接收器的操作以在解扰器444处生成接收器输出数据。天线405可以是设计成以特定射频进行接收的天线。无线接收器的操作可以用模拟电路来执行或被处理为数字基带操作以实施数字前端。无线接收器的操作包含下变频412、保护间隔去除416、快速傅立叶变换420、同步424、信道估计428、解调映射432、解交织器436、解码器440和解扰器444。
下变频412可以将频域符号下变频转换到基带处理范围。例如，继续5G实施方案的实例，频域5G符号可以与本地振荡器频率混频以在基带频率范围内生成5G符号。也可使用数字下变频器(DDC)转换频域符号。因此，包含时域5G符号的RF发射可以被下变频转化到基带。保护间隔去除416可以从频域5G符号去除保护间隔。FFT 420可以将时域5G符号变换为频域5G符号。以5G无线协议方案为例，FFT可以作为N点FFT应用：
Figure BDA0003393425390000131
其中Xn是在第n个5G子载波中发送的调制符号。因此，FFT 420的输出可以形成时域5G符号。在一些实例中，FFT 420可以由多相滤波组代替以输出用于同步424的符号。
同步424可检测5G符号中的导频符号以同步所发射数据。在5G实施方案的一些实例中，可在时域中在帧的开始处(例如，标头中)检测导频符号。此类符号可由无线接收器400用于帧同步。在帧经同步的情况下，5G符号前进到信道估计428。信道估计428还可使用时域导频符号和额外频域导频符号以估计对接收信号的时间或频率影响(例如，路径损耗)。
例如，可根据在每个信号的前导码时段中(除天线405之外还)通过N个天线接收的N个信号来估计信道。在一些实例中，信道估计428还可使用在保护间隔去除416处去除的保护间隔。通过信道估计处理，信道估计428可通过某个因子至少部分地补偿频域5G符号以减小所估计信道的影响。虽然已根据时域导频符号和频域导频符号描述了信道估计，但其它信道估计技术或系统(例如，基于MIMO的信道估计系统或频域均衡系统)也是可能的。
解调映射432可对从信道估计428输出的数据进行解调。例如，正交幅度调制(QAM)解调器通过改变(例如，调制)相关载波的幅度来映射数据。本文描述的任何调制映射可具有如解调映射432执行的对应解调映射。在一些实例中，解调映射432可检测载波信号的相位以促进5G符号的解调。解调映射432可从5G符号生成位数据以由解交织器436进一步处理。
解交织器436可对作为奇偶校验块从解调映射布置到用于解码器440的位流中的数据位进行解交织，例如，解交织器436可执行卷积字节交织的逆操作。解交织器436还可使用信道估计来至少部分地补偿对奇偶校验块的信道影响。
解码器440可对从加扰器输出的数据进行解码以将数据译码。例如，里德-所罗门(RS)解码器或涡轮解码器可用作解码器以生成用于解扰器444的经解码位流。例如，涡轮解码器可实施并行串接解码方案。在一些实例中，在解码器440和解交织器436之后可执行额外解码和/或解交织。例如，额外解码可以包含可进一步对从解码器440输出的数据进行解码的另一解码器。虽然在RS解码和涡轮解码的上下文中进行描述，但各种解码器440是可能的，例如低密度奇偶校验(LDPC)解码器或极性解码器。
解扰器444可将来自解码器440的输出数据从伪随机或随机二进制序列转换为原始源数据。例如，解扰器44可将解码数据转换到输送层目的地(例如，MPEG-2输送流)，其以加扰器304的生成器多项式的逆来进行解扰。解扰器因此输出接收器输出数据。因此，无线接收器400接收包含输入数据X(i,j)410的RF发射以生成接收器输出数据。
如本文例如关于图4所描述的，无线接收器400的操作可包含各种处理操作。此类操作可以在常规无线接收器中实施，其中每个操作由用于相应操作的专门设计的硬件实施。例如，DSP处理单元可以专门设计为实施FFT 420。可以理解，常规无线接收器中可以包含无线接收器400的额外操作。
例如，无线接收器400可用于实施图1的无线接收器115、117或无线接收器135、137。无线接收器400还可以表示其中可利用系数计算器280的配置。例如，无线接收器400可以在解扰器444处对反馈信号进行解扰之后向系数计算器280提供反馈信号。因此，可以在无线接收器400中实施系数计算器280，其具有从无线接收器400的接收器路径到系数计算器的信号路径。
图5是根据本文描述的实例的可实施为系数计算器280的处理单元550的框图。处理单元550可以从此类计算系统接收输入数据(例如，X(i,j))560a-c，例如t(n)216和/或X(n)277。例如，如果输入数据560a-c对应于反馈信号，例如反馈信号X(n)277，则处理单元550可以从存储器580中检索待发射信号t(n)210或反馈信号的先前版本，例如先前接收到的反馈信号X(n)277。先前接收到的反馈信号X(n)277可能已经在与当前上行链路时间段期间接收到的反馈信号X(n)277不同的时间段接收到。例如，在当前上行链路时间段之前的先前上行链路时间段期间可能已经接收到存储器中存储的其它反馈信号X(n)277。
另外或替代地，当前接收到的反馈信号X(n)277可以存储在存储器580中以供处理单元550(例如，系数计算器)访问以用于计算系数数据。例如，当前接收到的反馈信号X(n)277可以在当前上行链路时间段期间被存储在存储器580中，以便稍后在下行链路时间段或另一时间段期间由处理单元550计算。
处理单元550可以包含乘法单元/累加单元562a-c、566a-c和存储器查找单元564a-c、568a-c，其可生成输出数据(例如，B(u,v))570a-c。输出数据B(u,v)570a-c可以例如在电子装置200中作为系数数据B(n)243提供到DPD滤波器220以在至少部分地补偿非线性功率放大器噪声的DPD滤波器220的模型中使用。可以向处理单元550提供指令，使得处理单元550配置乘法单元562a-c以将输入数据560a-c与系数数据相乘，并配置累加单元566a-c以累加处理结果从而生成输出数据570a-c，且因此提供为系数数据B(n)243。
乘法单元/累加单元562a-c、566a-c将来自输入数据560a-c的两个操作数相乘以生成乘法处理结果，所述结果由乘法单元/累加单元562a-c、566a-c的累加单元部分累加。乘法单元/累加单元562a-c、566a-c将乘法处理结果相加以更新存储在累加单元部分中的处理结果，从而累加乘法处理结果。例如，乘法单元/累加单元562a-c、566a-c可以执行乘法累加操作，使得两个操作数M和N相乘然后与P相加以生成存储在其相应乘法单元/累加单元中的P的新版本。存储器查找单元564a-c、568a-c检索存储在存储器580中的数据。例如，存储器查找单元可以是检索存储器580中存储的额外系数数据的特定系数的表查找。例如，存储器580可以另外存储系数数据B(n)243的先前计算版本。存储器查找单元564a-c、568a-c的输出被提供到乘法单元/累加单元562a-c、566a-c，其可以用作乘法单元/累加单元562a-c、566a-c的乘法单元部分中的乘法操作数。使用此类电路系统布置，可以从输入数据(例如，X(i，j))560a-c生成输出数据(例如，B(u，v))570a-c。
在一些实例中，例如来自存储器580的系数数据可以与输入数据X(i,j)560a-c混合以生成输出数据B(u,v)570a-c。系数数据与基于输入数据X(i,j)560a-c的输出数据B(u,v)570a-c的关系可表达为：
Figure BDA0003393425390000151
其中，a'k,l、a"m,n分别是第一组乘法/累加单元562a-c和第二组乘法/累加单元566a-c的系数，且其中f(·)代表存储器查找单元564a-c、568a-c执行的映射关系。如上所述，存储器查找单元564a-c、568a-c检索先前计算的系数数据(例如，系数数据B(n)243的先前版本)以与输入数据混合。因此，可以通过使用存储器580中存储的系数数据以乘法/累加单元操作输入数据来提供输出数据。可以通过额外乘法/累加单元使用存储器中存储的与期望无线协议相关联的额外系数集来操作所得映射数据。
此外，可以示出系统500，如等式(5)所表示的，可以在一些实例中以任意小的误差逼近任何非线性映射，并且系统500的映射由系数a'k,l、a"m,n确定。例如，如果指定了此类系数数据，则输入数据X(i,j)560a-c与输出数据B(u,v)570a-c之间的任何映射和处理可以由系统500完成。从系统500中描绘的电路系统布置导出的此类关系可以用于训练计算系统500的实体以生成系数数据。例如，使用等式(5)，计算系统500的实体可以将输入数据与输出数据进行比较以生成系数数据。
在系统500的实例中，处理单元550利用存储器查找单元564a-c、568a-c将系数数据与输入数据X(i,j)560a-c混合。在一些实例中，存储器查找单元564a-c、568a-c可以被称为查表单元。系数数据可以与输入数据X(i,j)560a-c与输出数据B(u,v)570a-c的映射关系相关联。例如，系数数据可以表示输入数据X(i,j)560a-c与输出数据B(u,v)570a-c的非线性映射。在一些实例中，系数数据的非线性映射可以表示高斯函数、分段线性函数、S型函数、薄板样条函数、多二次函数、三次近似、逆多二次函数，或其组合。在一些实例中，存储器查找单元564a-c、568a-c中的一些或全部可以被去激活。例如，存储器查找单元564a-c、568a-c中的一或多个可以作为具有单位增益的增益单元操作。
乘法单元/累加单元562a-c、566a-c中的每一个可以包含多个乘法器、多个累加单元、或和/或多个加法器。乘法单元/累加单元562a-c、566a中的任何一个都可以使用ALU来实施。在一些实例中，乘法单元/累加单元562a-c、566a-c中的任何一个可以包含一个乘法器和一个加法器，其各自分别执行多次乘法和多次加法。乘法/累加单元562、566的输入输出关系可以表示为：
Figure BDA0003393425390000161
其中“I”表示在所述单元中执行乘法的次数，Ci是可从例如存储器580的存储器存取的系数，且Bin(i)表示来自输入数据X(i,j)560a-c的因子或来自乘法单元/累加单元562a-c、566a-c的输出。在实例中，一组乘法单元/累加单元的输出Bout等于系数数据的总和Ci乘以另一组乘法单元/累加单元的输出Bin(i)。Bin(i)也可以是输入数据，使得一组乘法单元/累加单元的输出Bout等于系数数据的总和Ci乘以输入数据。
虽然以上描述为实施系数计算器280的处理单元550，但是另外或替代地，系数计算器280可以使用例如具有任何数目的核心的一或多个处理单元(例如，处理单元550)来实施。在各种实施方案中，处理单元可以包含算术逻辑单元(ALU)、位操作单元、乘法单元、累加单元、加法器单元、查找表单元、存储器查找单元或其任何组合。例如，处理单元550包含乘法单元、累加单元和存储器查找单元。
图6是根据本文描述的实例布置的TDD发射时间间隔(TTI)的时间帧600的示意图。时间帧600包含下行链路TTI 601、604和605。时间帧还包含上行链路TTI 603。时间帧600还包含特殊时间帧602，其可以包含用于特殊TDD时间段的额外上行链路和/或下行链路TTI。例如，可以在时间帧600中为无线协议的特定功能(例如信令/握手)分配特殊时间段。下行链路TTI可以具有变化的时间段长度，如图所示，下行链路TTI 604是下行链路TTI 601的三倍长。
时间帧600可用于本文描述的电子装置的时分双工配置的无线电帧。例如，对于电子装置200，当无线接收器路径不接收活动无线信号时，开关245激活路径以通过无线接收器路径向系数计算器280提供反馈信号X(n)277。例如，无线接收器路径在上行链路TTI 603期间可能不接收活动无线信号。因此，在上行链路TTI 603期间，可以激活开关245以通过无线接收器路径向系数计算器280提供反馈信号X(n)277。在通过多个上行链路TTI 603提供反馈时，系数计算器280可以提供至少部分地补偿非线性功率放大器噪声的模型系数。另外或替代地，在下行链路TTI 601、604和605的至少一部分期间，开关可以去激活通过无线接收器路径提供反馈信号X(n)277的路径，以便无线收发器的无线接收器部分可以接收无线发射信号R(n)257，从而提供高效的TDD配置的无线电帧以将反馈信号X(n)277提供到系数计算器280并使用相同的无线接收器路径接收无线信号R(n)257。
图7是根据本文描述的实例的全双工补偿方法700的示意图。实例方法700可以使用例如图1的电子装置102、110、图2的电子装置200、图5的处理单元550或本文描述的图中描绘的任何系统或系统的组合(例如，结合图6的时间帧600)来实施。框708-728中描述的操作也可以作为计算机可执行指令存储在计算机可读媒体中。
实例方法700可以从开始执行功率放大器噪声补偿方法的框708开始，并且包含提供将要在发射器处经由耦合发射器和接收器的路径发射到接收器的输入信号。在实例中，发射器和接收器可以包含在具有来自相应发射和接收天线的路径的无线收发器中，例如电子装置200。在图2的上下文中，待发射信号T(n)247经由开关245提供到发射天线250。到发射天线250的发射器路径包含通过开关245的用于发射任何待发射信号的路径。当开关245被激活时，将相同的放大的待发射信号T(n)247经由开关245提供到接收器路径，作为信号X(n)249。框708之后可以是框712，使得所述方法进一步包含在通过接收器处理之后提供基于输入信号的反馈信号以发射到系数计算器。在图2的上下文中，在处理信号X(n)249之后，将反馈信号X(n)277提供到系数计算器280。
框712之后可以是框716，使得所述方法进一步包含部分地基于待发射的输入信号和反馈信号来计算表示功率放大器噪声的误差以生成与功率放大器噪声相关联的系数数据。例如，集成电路中的各种ALU，例如乘法单元，可以配置成用作图5的电路系统，从而组合待发射的输入信号和反馈信号以生成和/或更新多个系数以在DPD滤波器中用作至少部分补偿非线性功率放大器噪声的模型。框716之后可以是框720，使得所述方法进一步包含去激活耦合发射器和接收器的路径。在图2的上下文中，开关245去激活在发射器与接收器之间提供的路径，所述路径将放大的待发射信号X(n)249提供到无线接收器路径。在去激活所述路径时，无线收发器的无线接收器部分可以接收无线发射信号，从而提供高效的TDD配置的无线电帧。
框720之后可以是框724，使得所述方法进一步包含在射频(RF)天线处接收待发射的额外信号。在开关245去激活的情况下，电子装置200利用LNA 260、混频器263(结合从本地振荡器290提供的本地振荡信号)、中频(IF)滤波器265、模数转换器270以及数控振荡器(NCO)275以接收和处理一或多个接收信号R(n)257。框724之后可以是结束实例方法700的框728。
所描述的实例方法700中包含的框是出于说明的目的。在一些实施例中，这些框可以以不同的顺序执行。在一些其它实施例中，可以免除各个框。在其它实施例中，各个框可被划分为额外框、补充有其它框或组合在一起成为更少的框。预期这些特定框的其它变体，包含框的顺序的改变、框的内容划分或组合成其它框的改变等。
下面为了更好的呈现，在图8-10之前首先描述图11和图12。图11是根据本文描述的实例布置的电子装置1100的示意图。电子装置1100包含基带发射器1115，其具有去往/来自发射天线(Tx)1150的相应发射器路径。电子装置1100包含基带接收器1185，其具有去往/来自接收天线(Tx)1155的相应接收器路径。电子装置1100可以实施为具有图1的任何无线发射器和任何无线接收器的电子装置100、110。电子装置1100可以实施为具有图1的无线发射器131、133和无线接收器115、117的电子装置100、110。电子装置1100可以实施为具有图1的无线发射器111、113和无线接收器135、137的电子装置100、110。图11的类似编号的元件可以如关于图2中分别编号的元件所描述的进行操作，但也可以包含关于图11描述的额外元件。例如，电子装置1100包含数模转换器(DAC)1130、中频(IF)滤波器1135、混频器1137。电子装置1100可以提供来自本地振荡器1190的本地振荡器信号。电子装置1100可以包含功率放大器1140，其可以提供放大的待发射信号T(n)1147。
在接收到待发射信号t(n)1110之后，基带发射器1115可以对待发射信号t(n)1110执行基带处理。对待发射信号t(n)1110进行的基带处理可以由基带发射器1115执行以生成待发射基带信号t(n)1116。信号1116被提供到系数计算器1180并且还沿着朝向发射天线1150的发射器路径提供。例如，提供到系数计算器1180的信号1116可以被提供到DPM滤波器1118。DPM滤波器1118基于包含系数计算器1180提供到DPM滤波器1118的系数数据(例如，多个系数)的模型至少部分地补偿信号t(n)1116。DPM滤波器1118利用基于系数数据的模型，通过DPM滤波器1118使用的模型在电子装置1100中至少部分地补偿信号1116的噪声。例如，电子装置1100至少部分地补偿的信号1116中的噪声包含I/Q失衡或失配。当提供信号1116用于发射天线1150处的发射时，可以选择系数数据以减少由于I/Q失衡或失配而引入待发射信号t(n)1116中的误差。使用具有此类系数计算器1180的电子装置1100，DPM滤波器1118可以有利地为待发射信号t(n)1100提供噪声补偿，噪声是由于信号在经过处理作为放大的待发射信号T(n)1147发射时可能经历的I/Q失衡或失配而引起。继续待发射信号t(n)1110的处理，在已由DPM滤波器1118至少部分地补偿噪声之后，可以沿着朝向发射天线1150的发射器路径进一步处理待发射信号t(n)1110。
除了由系数计算器1180提供到DPM滤波器1118之外，待发射基带信号t(n)1116还可以由系数计算器1180沿着朝向发射天线1150的发射器路径提供。例如，系数计算器1180可以将待发射基带信号t(n)1116提供到DPD滤波器1120。DPD滤波器1120基于包含由系数计算器1180提供到DPD滤波器1120的系数数据(例如，多个系数)来至少部分地补偿信号t(n)1116。DPD滤波器1120可以利用基于系数数据的模型在电子装置1100中至少部分地补偿信号1116的噪声。电子装置1100至少部分地补偿的信号1116中的噪声包含由功率放大器1140产生的非线性功率放大器噪声。可以选择系数数据以减少当信号1116被功率放大器1140放大以在发射天线1150处发射时非线性功率放大器噪声引入待发射信号t(n)1116中的误差。通过减少当信号1116被功率放大器1140放大以在发射天线1150处发射时非线性功率放大器噪声引入待发射信号t(n)1116中的误差，在一些实例中可以改进功率放大器的非线性行为并提高功率放大器1140的效率。
在DPD滤波器1120至少部分地补偿待发射信号t(n)1116中的噪声之后，信号1116可以沿着朝向发射天线1150的发射器路径被进一步处理。电子装置1100可以包含补偿信号1116沿着其进行处理的从DPD滤波器1120朝向发射天线1150的发射器路径，即第一通信路径。图11的第一通信路径可以类似于图2的第一通信路径。
开关1145可以由指示上行链路发射时间间隔(TTI)在电子装置1100使用的时分双工配置的无线电帧中发生的控制信号(例如，选择信号)激活。开关1145可以类似于先前针对电子装置200描述的开关245。当开关1145被激活时，放大的待发射信号T(n)1147可以被提供到电子装置1100的接收器路径，以在系数计算器1180执行的计算中用作反馈信号。放大的待发射信号T(n)1147可以被提供到接收器路径，作为信号X(n)1149，以向系数计算器1180提供反馈信号X(n)1177。电子装置1100可以包含信号X(n)1149沿着其进行处理的从开关1145朝向基带接收器1185的接收器路径，即第二通信路径。图11的第二通信路径可以类似于先前针对电子装置200描述的第二通信路径。
在接收到反馈信号X(n)1177之后，系数计算器1180可以计算待发射信号t(n)1116与补偿后的无线转换信号之间的误差信号，所述误差信号可以用于减少DPM滤波器1118和/或DPD滤波器1120的模型中的误差。可以将系数数据B(n)1143(例如，多个系数)提供到DPD滤波器1120。另外或替代地，可以将系数数据B'(n)1142(例如，多个系数)提供到DPM滤波器1118。系数计算器可以使用误差信号来确定和/或更新系数数据B'(n)1142(例如，多个系数)和/或系数数据B(n)1143(例如，多个系数)。DPM滤波器1118可以至少部分地补偿I/Q失衡或失配。DPD滤波器1120可以至少部分地补偿非线性功率放大器噪声。
关于系数数据B'(n)1142，DPM滤波器1118可以利用所述数据来补偿由于I/Q失衡或失配而引入待发射信号t(n)1110中的噪声。例如，由于I/Q支路之间的幅度或相位失配，可能会在信号发射时将I/Q失衡或失配引入信号中。具有I/Q失衡或失配的信号可能导致I/Q支路非正交。幅度或相位的失配可能会导致镜像问题，从而导致带内干扰信号并可能影响性能。I/Q失配(例如，数字失配)可能仅发生在影响其它发射信道的单个发射信道中，或者可能发生在超过一个发射信道中。随着使用更高阶调制波形和/或更多宽带多信道信号，由于I/Q失衡或失配造成的减损影响可能变得更加明显。除非在一些实例中实施I/Q校正，否则信号的解调性能可能受到I/Q失衡或失配的影响。
对于系数计算器1180计算多个系数，系数计算器1180可以计算误差信号，所述误差信号可以用于减小输入到DPD滤波器1120的待发射信号t(n)1116与反馈信号X(n)1177之间的差。反馈信号X(n)1177可以由反馈路径提供到系数计算器1180。反馈信号X(n)1177然后可以由系数计算器1180朝向发射天线1150提供到DPM滤波器1118和/或DPD滤波器1120。因此，信号X(n)1149可以由来自LNA 1160的反馈接收线、混频器1163(结合从本地振荡器1190提供的本地振荡器信号)、中频(IF)滤波器1165、模数转换器1170和数控振荡器(NCO)1175处理。因此，处理后的信号X(n)1149然后可用于生成反馈信号X(n)1177。
信号X(n)1149沿着其进行处理的从LNA 1160开始的用于电子装置1100的接收器路径可以不同于信号X(n)1149沿着其进行处理以生成反馈信号X(n)1177的从LNA1160开始的反馈路径。信号X(n)1149沿着其进行处理的从LNA 1160开始的用于电子装置1100的反馈路径可以包含系数计算器1180，但不包含基带接收信号1187。信号X(n)1149沿着其进行处理的从LNA 116开始的用于电子装置1100的接收器路径可以包含基带接收信号1187，但不包含系数计算器1180。
在接收到反馈信号X(n)1177之后，系数计算器1180可以计算待发射信号t(n)1116与补偿后的无线转换信号之间的误差信号。由系数计算器1180计算的误差信号可以用于减少DPM滤波器1118的模型中的误差。系数计算器可利用误差信号来确定和/或更新提供到DPM滤波器1118的系数数据B'(n)1142(例如，多个系数)。确定和/或更新的系数数据B'(n)1142在至少部分地补偿I/Q失衡或失配的DPM滤波器1118的模型中使用。对于系数计算器1180计算多个系数，系数计算器1180可以计算误差信号，用于减小在提供到DPM滤波器1118的待发射信号t(n)1116与反馈信号X(n)1177之间的差。例如，系数计算器1180可以存储反馈信号X(n)1177的先前版本。系数计算器1180可以利用算法来减少(例如，最小化)待发射信号t(n)1116与反馈信号X(n)1177之间的差。例如，减小差的算法可以是最小均方(LMS)算法、最小二乘(LS)算法和/或总最小二乘(TLS)算法。因此，在减小待发射信号t(n)1116与反馈信号X(n)1177之间的差时，系数计算器可以确定要在DPM滤波器1118中使用的系数数据B'(n)1142。在一些实施方案中，可以利用样本向量来代替待发射信号t(n)1116。例如，可以利用样本向量来确定系数数据B'(n)1142的初始集合。
在一些实例中，系数计算器1180可以确定将在DPM滤波器1118中用作“无记忆”系统的系数数据B'(n)1142。在“无记忆”系统中使用的新系数数据替代了DPM滤波器1118在接收到系数数据B'(n)1142之前使用的系数数据。用系数数据B'(n)1142更新DPM滤波器1118可被称为优化系数数据。用新系数数据更新DPM滤波器1118可以包含更新一些或全部系数数据系数数据B'(n)1142。
将在DPM滤波器1118中使用的系数数据B'(n)1142可以由系数计算器1180确定。系数计算器1180可以基于待发射信号t(n)1116与反馈信号X(n)1177之间的差来确定系数。
以参考图2所示出和描述的类似方式，可以至少部分地利用相同的接收器路径来处理接收信号并生成反馈信号。例如，与利用单独路径用于反馈信号以及处理接收信号的电子装置相比，图11中的电子装置1100可以利用更少的电路板空间和/或资源。包含用于提供反馈信号和处理接收信号的单独路径的电子装置可能对于每个路径需要单独的射频(RF)混频器、单独的中频(IF)滤波器、单独的模数转换器和单独的数控振荡器(NCO)。相比之下，这些组件可以由图11中的单个路径共享，以用于生成反馈信号和处理接收信号。
例如，电子装置1100可以利用若干组件来生成反馈信号(例如，反馈信号X(n)1177)以及处理接收信号(例如，接收信号R(n)1157)。可以用于电子装置1100中的这两种操作的组件可以包含例如LNA 1160、混频器1163、中频(IF)滤波器1165、模数转换器1170和数控振荡器(NCO)1175。开关1145可用于控制组件何时用于生成反馈信号以及何时用于处理接收信号。
开关1145可以通过指示下行链路TTI在无线电帧(例如，时分双工无线电帧)中发生的控制信号去激活。当开关1145被去激活时，反馈信号X(n)1149可不被提供到电子装置1100的接收器路径。随着开关1145被去激活，接收信号R(n)1157可以被提供到电子装置1100的接收器路径。接收信号R(n)可以在接收器路径中处理，例如以生成基带接收信号1187。接收信号R(n)1157可以例如在低噪声放大器(LNA)1160处被提供到接收器路径。因此，接收信号R(n)1157可以由LNA 1160、混频器1163、中频(IF)滤波器1165、模数转换器1170、数控振荡器(NCO)1175和基带接收器1185处理以生成基带接收信号1187。因此，电子装置1100可以利用用于处理接收信号的相同接收器路径来生成用于系数计算器的反馈信号1180。为这两个目的利用接收器路径可以促进电子装置1100的计算资源和/或电路板空间的有效使用。
开关1145可以分别在下行链路间隔和上行链路间隔期间被去激活和激活。在下行链路时间段(例如，下行链路间隔或下行链路TTI)期间去激活的开关可以将接收信号R(n)1157提供到电子装置1100的接收器路径。在上行链路时间段(例如，上行链路间隔或上行链路TTI)期间激活的开关可以将信号X(n)1149提供到电子装置110的接收器路径。因此，电子装置1100的相同接收器路径可以用于在下行链路时间段期间处理接收到的无线信号以及在上行链路时间段期间将反馈信号提供到系数计算器。
在一些实例中，虽然在下行链路时间段期间没有向系数计算器1180提供反馈信号X(n)1177，但是所述系数计算器可以在接收信号R(n)1157被处理的同时计算和/或确定系数数据。因此，结合时分双工配置的无线电帧，电子装置1100可以利用单个接收器路径来提供反馈信号X(n)1177以及处理无线发射信号。在处理无线发射信号的同时提供的反馈信号X(n)1177被提供到系数计算器1180。在提供反馈信号X(n)1177的同时处理的无线发射信号可以是用于提供基带接收信号r(n)1187的接收信号R(n)1157。
在一些实例中，发射器路径可以包含DPM滤波器1118但不包含DPD滤波器1120。例如，即使DPD滤波器1120不包含在发射器路径中，也可以由DPM滤波器1118补偿I/Q失衡或失配。在一些实例中，发射器路径可以包含DPD滤波器1120但不包含DPM滤波器1118。例如，即使DPM滤波器1118不包含在发射器路径中，也可以由DPD滤波器1120来补偿非线性功率放大器噪声。
在一些实例中，图11的装置包含可用于实施图1所示系统的某些组件的某些组件。例如，图11描绘了可以包含在图1的系统100中的基带发射器1115、DPD 1120和功率放大器1140。例如，图11描绘了可以包含在图1的系统100中的耦合到低噪声放大器(LNA)1160的基带接收器1185。此类特征也可以在图1的电子装置102、110中实施。例如，如贯穿本文描述的实例实施的，图11中的基带发射器1115的描述可与电子装置102的无线发射器131、133或电子装置110的无线发射器111、113互换。例如，如贯穿本文描述的实例实施的，图11中的基带接收器1185的描述可与电子装置102的无线接收器135、137或电子装置110的无线接收器115、117的描述互换。因此，可了解，当提及单个无线发射器1115时，无线发射器1115可以是如图1所示的多个无线发射器131、133中的一个，也具有与关于单个无线发射器1115描述的相同特征。可了解，当提及图11中的单个无线接收器1185时，无线接收器1185可以是如图1所示的多个无线接收器135、137和115、117中的一个，也具有与关于单个无线接收器1185描述的相同特征。当提及图11中的单个无线接收器1185时，无线接收器1185可以是如图1所示的多个无线发射器131、133和111、113中的一个，也具有与关于单个无线接收器1185描述的相同特征。
在一些实例中，电子装置1200的发射器路径中的DPD滤波器1120和DPM滤波器1118的顺序颠倒。当DPM滤波器1118和DPD滤波器1120的顺序颠倒时，信号1116被提供到系数计算器1180，并且也被提供到DPD滤波器1120，然后被提供到DPM滤波器1118。耦合到在图11的DPD滤波器1120之后耦合的DPM滤波器1118的第一通信路径可以类似于图2的第一通信路径。
在一些实例中，电子装置1100可以在下行链路间隔期间将开关1145去激活；并在上行链路间隔期间将所述开关激活。在这种情况下，电子装置100可以用作用户设备(UE)。可以在上行链路时间段期间将放大的待发射信号T(n)1147提供到用户设备的发射天线1150。在下行链路时间段期间，用户设备可以将接收天线1155接收的接收信号R(n)1157提供到电子装置1100的接收器路径。
在一些实例中，其它装置可以代替用户设备用作电子装置1100。例如，电子装置1100可以是基站。基站中的开关1145可以在上行链路间隔期间去激活；并在下行链路间隔期间激活。可以在下行链路时间段期间将放大的待发射信号T(n)1147提供到基站的发射天线1150。在上行链路时间段期间，基站可以将接收天线1155接收的接收信号R(n)1157提供到电子装置1100的接收器路径。
在一些实施例中，各种装置也可以实施为UE，如已经关于图11所描述的。例如，先前参考图2描述的电子装置200可以实施为用于在上行链路时间段期间发射放大的待发射信号T(n)247并在下行链路时间段期间接收接收信号R(n)257的UE。或者，电子装置200可以是用于在下行链路时间段期间发射放大的待发射信号T(n)247并在上行链路时间段期间接收接收信号R(n)257的基站。
图12是根据本文描述的实例布置的电子装置1200的示意图。电子装置1200包含无线发射器，无线发射器包含DPM滤波器1218、数模(D/A)转换器1230、混频器1237、I/Q本地振荡器1290、信号发生器1292和反馈电路1294。在D/A转换器1230中，(a)是无线发射器的I支路的第一D/A转换器电路且(b)是无线发射器的Q支路的第二D/A转换器电路。在混频器1237中，(a)是无线发射器的I支路的第一混频器电路且(b)是无线发射器的Q支路的第二混频器电路。电子装置1200可用于提供待发射信号t(n)1210。在待发射信号t(n)1210中，(a)是无线发射器的I支路的信号1210的第一部分且(b)是无线发射器的Q支路的信号1210的第二部分。电子装置1200可以用于实施图1的电子装置100和/或110，包含无线发射器131、133和/或无线发射器111、113。图12的类似编号的元件可以如关于参考图11的分别编号的元件所描述的那样操作，但也可以包含额外特征并耦合到关于图12描述的其它元件。
反馈电路1294可以耦合到系数计算器。耦合到反馈电路1294的系数计算器可以用于实施图11的系数计算器1180。在一些实例中，系数计算器可以集成在反馈电路1294内。电子装置1200的无线发射器可以包含发射天线。发射天线可用于实施图11的发射天线1150。
在接收到待发射信号t(n)1210之后，电子装置1200的无线发射器可以对待发射信号t(n)1210执行基带处理以生成待发射基带信号。所述待发射基带信号可以用于实施图11的待发射基带信号t(n)1116。待发射信号可以被提供到反馈电路1294的系数计算器，并且还可以沿着朝向发射天线的发射器路径被提供到DPM滤波器1218。在一些实例中，电子装置1200可以包含待发射信号沿着其进行处理的从DPM滤波器1218朝向基带发射天线的发射器路径，即第一通信路径。耦合到图12的DPM滤波器1218的第一通信路径可以类似于图11的第一通信路径。
D/A转换器1230和混频器1237连同本地振荡器1290和信号发生器1292可以处理将由发射天线发射的信号。本地振荡器1290可以提供由混频器1237使用的本地振荡信号来处理将由发射天线发射的信号。混频器1237结合本地振荡器1290和信号发生器1292可以输出反馈信号X(n)1249。反馈信号X(n)1249可以基于在信号发生器1292内生成的放大信号(例如，由信号发生器1292中的功率放大器生成的放大信号)输出。
在接收到反馈信号X(n)1249之后，反馈电路1294可以生成提供到耦合到反馈电路1294的系数计算器的反馈信号。提供到系数计算器的反馈信号可以由提供到图11的系数计算器1180的反馈信号X(n)1177来实施。在一些实例中，反馈电路1294可以包含中频(IF)滤波器、模数转换器和数控振荡器(NCO)，用于向系数计算器提供反馈信号。图12的中频(IF)滤波器、模数转换器和数控振荡器(NCO)可用于实施图11的中频(IF)滤波器1165、模数转换器1170和数控振荡器(NCO)1175。在接收到反馈信号X(n)1249之后，系数计算器可以计算待发射信号t(n)1210与补偿后的无线转换信号之间的误差信号。
DPM滤波器1218可以通过使用由系数计算器提供的系数数据来至少部分地补偿待发射信号t(n)1210中的I/Q失衡或失配。可以根据待发射信号t(n)1210生成其中至少部分地补偿I/Q失衡或失配的信号。图12的其中至少部分地补偿I/Q失衡或失配的信号可以用于实施图11的待发射信号t(n)1116。系数数据可以用于实施图11的系数数据B'(n)1142。由反馈电路1294计算出的误差信号可用于减少DPM滤波器1218的模型中的误差。系数计算器可利用误差信号来确定和/或更新提供到DPM滤波器1218以在DPM滤波器1218的模型中使用的系数数据B'(n)1242(例如，多个系数)。DPM滤波器1218可以实施被选择以至少部分地补偿I/Q失衡或失配的模型。对于系数计算器计算多个系数，系数计算器可以计算反映待发射信号t(n)1210与反馈信号之间的差的误差信号。例如，可以通过利用等式(7)来减小(例如，最小化)差：
Z(n)＝ZR(n)+jZ1(n) (7)
对应于I支路和Q支路的待发射信号t(n)1210的第一部分(a)和第二部分(b)可以在等式(7)中表示为Z(n)。Z(n)包含相应实部和虚部ZR(n)和Z1(n)。待发射信号t(n)1210的第一部分(a)和第二部分(b)可以在等式(7)中分别表示为ZR(n)和Z1(n)。待发射信号t(n)1210可由数模(D/A)转换器1230转换以生成经转换信号。可以通过系数计算器校正经转换信号。例如，数模(D/A)转换器1230输出的经转换信号可以通过利用等式(8)来校正：
Zpre(n)＝Z(n)+W(n)Z*(n) (8)
等式(8)指示预匹配信号Zpre(n)可以是待发射信号与权重(例如，W(n))和待发射信号的共轭值Z*(n)的乘积之和。
系数计算器可以通过使用Z(n)的期望值减去反馈路径ZTX(n)的最小化等式来得到期望的权重(例如，W(n))，如下所示：
W(n)＝min E|Z(n)-ZTX(n)|2 (9)
系数数据B'(n)1242可以根据等式(9)计算为W(n)。提供到系数计算器的反馈信号可以根据等式(9)计算为ZTX(n)。DPM滤波器1218可以使用系数数据B'(n)1242至少部分地补偿I/Q失衡或失配。响应于提供到系数计算器的反馈信号，可以在DPM滤波器1218中补偿I/Q失衡或失配。
在生成基带接收信号时，电子装置1200可以利用用于生成和提供反馈信号的相同接收器路径，所述反馈信号被提供到系数计算器。与针对每个目的具有单独路径的装置相比，使用相同路径可以更有效地利用电子装置1200的计算资源和/或电路板空间。因此，电子装置1200的相同接收器路径用于在下行链路时间段期间接收无线信号并且在上行链路时间段期间向反馈电路1294提供反馈信号以生成系数数据B'(n)1242。因此，反馈电路1294可以是双用途电路，其取决于信号发生器1292(例如，信号发生器中的开关)是否被激活以向反馈电路1294提供反馈信号X(n)1249而充当反馈电路和接收电路两者。在一些实例中，反馈电路1294虽然在下行链路时间段期间不生成系数数据B'(n)1242，但可以在处理接收信号的至少一部分时间期间(例如，正当处理接收信号时)计算和/或确定系数数据。以此方式，电子装置1200可以利用单个接收器路径来提供系数数据B'(n)1242并且接收和处理无线发射信号以提供基带接收信号。上文阐述某些细节以提供对所描述的实例的充分理解。然而，所属领域的技术人员将明白，可以在没有这些具体细节的情况下实践所述实例。本文结合附图阐述的描述内容描述了实例配置，且并不表示可以实施的或在权利要求书的范围内的所有实例。如本文中可使用的术语“示例性”和“实例”是指“充当实例、例子或说明”且并非为“优选的”或“比其它实例有利”。详细描述包含出于提供对所描述技术的理解目的的具体细节。然而，可以在没有这些具特定细节的情况下实践这些技术。在一些例子中，以框图的形式展示众所周知的结构和装置以便避免混淆所描述的实例的概念。
图8是根据本文描述的实例布置的电子装置800的框图。电子装置800可以根据本文描述的任何实例(例如，结合图6的时间帧600)操作。例如，电子装置800可以根据图1的电子装置102、110、图2的电子装置200、图5的处理单元550、图11的电子装置1100、图12的电子装置1200或本文描述的图中描绘的任何系统或系统的组合操作。电子装置800可实施于智能电话、可穿戴式电子装置、服务器、计算机、电器、车辆或任何类型的电子装置中。电子装置800包含计算系统802、系数计算器840、I/O接口870，以及耦合到网络895的网络接口890。计算系统802包含无线收发器810。无线收发器可以包含无线发射器和/或无线接收器，例如无线发射器300和无线接收器400。系数计算器840可以包含任何类型的微处理器、中央处理单元(CPU)、专用集成电路(ASIC)、作为现场可编程门阵列(FPGA)的一部分实施的数字信号处理器(DSP)、片上系统(SoC)或其它硬件来为装置800提供处理。
计算系统802包含存储器单元850(例如，存储器查找单元)，其可以是包含分别用于计算系数的指令的非暂时性硬件可读媒体或者是用于检索、计算或存储基于计算出的系数数据补偿的信号的存储器单元。系数计算器840可以用控制指令控制计算系统802，所述控制指令指示何时执行此类所存储指令以计算系数或检索或存储待基于计算出的系数补偿的信号。在接收到此类控制指令时，无线收发器810可以执行此类指令。例如，此类指令可以包含执行方法700的程序。系数计算器840、I/O接口870和网络接口890之间的通信经由内部总线880提供。系数计算器840可以从I/O接口870或网络接口890接收控制指令，例如计算自相关矩阵的指令。
总线880可以包含一或多个物理总线、通信线路/接口，和/或点对点连接，例如外围组件互连(PCI)总线、Gen-Z开关、CCIX接口等。I/O接口870可以包含各种用户接口，包含用于用户的视频和/或音频接口，例如具有麦克风的平板显示器。网络接口890通过网络895与例如电子装置800或云电子服务器之类的其它电子装置通信。例如，网络接口890可以是USB接口。
图9示出根据本公开的方面的无线通信系统900的实例。无线通信系统900包含基站910、移动装置915、无人机917、小型小区930和车辆940、945。基站910和小型小区930可以连接到提供对因特网和传统通信链路的接入的网络。系统900可以促进5G系统中的大范围无线通信连接，其可以包含各种频带，包含但不限于：低于6GHz频带(例如，700MHz通信频率)、中程通信频带(例如，2.4GHz)、毫米波频带(例如，24GHz)和NR频带(例如，3.5GHz)。
另外或替代地，无线通信连接可以支持各种调制方案，包含但不限于：滤波器组多载波(FBMC)、广义频分复用(GFDM)、通用滤波多载波(UFMC)发射、双向正交频分复用(BFDM)、稀疏码多址(SCMA)、非正交多址(NOMA)、多用户共享接入(MUSA)和具有时频打包的快于奈奎斯特(FTN)的信令。此类频带和调制技术可以是标准框架的一部分，例如长期演进(LTE)(例如，1.8GHz频带)或由比如3GPP或IEEE这样的组织发布的其它技术规范，其中可能包含子载波频率范围的各种规范、子载波的数目、上行链路/下行链路发射速度、TDD/FDD和/或无线通信协议的其它方面。
系统900可描绘无线电接入网络(RAN)的方面，且系统900可与核心网络(未示出)通信或包含核心网络。核心网络可以包含一或多个服务网关、移动性管理实体、家庭订户服务器和包数据网关。核心网络可促进用户和控制平面经由RAN链接到移动装置，且其可以是到外部网络(例如，因特网)的接口。基站910、通信装置920和小型小区930可经由有线或无线回程链路(例如，S1接口、X2接口等)与核心网络或与彼此耦合，或这两种情况。
系统900可提供连接到例如太阳能电池937的传感器装置等装置或“事物”的通信链路，以提供物联网(“IoT”)框架。IoT内连接的事物可在对蜂窝式网络服务提供商许可且受其控制的频带内操作，或此类装置或事物可以如此。此类频带和操作可称为窄带IoT(NB-IoT)，因为针对IoT操作分配的频带相对于总体系统带宽可为小的或窄的。针对NB-IoT分配的频带可具有例如50、100、150或200KHz的带宽。
另外或替代地，IoT可以包含在与传统蜂窝式技术不同的频率操作的装置或事物以促进无线频谱的使用。例如，IoT框架可允许系统900中的多个装置在低于6GHz频带或装置可在未经许可使用的共享频谱上操作的其它工业、科学和医疗(ISM)无线电频带处操作。低于6GHz频带也可被表征为且也可被表征为NB-IoT频带。例如，在低频率范围处操作时，为例如太阳能电池937等“事物”提供传感器数据的装置可利用较少能量，从而得到功率效率且可利用较不复杂的信令框架，使得装置可在低于6GHz频带上异步地发射。低于6GHz频带可支持广泛多种用例，包含传感器数据从各种传感器装置的通信。传感器装置的实例包含用于检测能量、热量、光、振动、生物信号(例如，脉搏、EEG、EKG、心率、呼吸速率、血压)、距离、速度、加速度或其组合的传感器。传感器装置可部署在建筑物、个人上和/或环境中的其它位置。传感器装置可与彼此且与计算系统通信，所述计算系统可聚合和/或分析从环境中的一或多个传感器装置提供的数据。
在此类5G框架中，装置可执行由其它移动网络(例如，UMTS或LTE)中的基站执行的功能性，例如形成节点之间的连接或管理移动性操作(例如，越区切换或重新选择)。例如，移动装置915可利用移动装置915从用户接收传感器数据，例如血压数据，且可在窄带IoT频带上将所述传感器数据发射到基站910。在此类实例中，用于移动装置915的确定的一些参数可包含经许可的频谱的可用性、未经许可的频谱的可用性和/或传感器数据的时间敏感性质。在所述实例中继续，移动装置915可因为窄带IoT波段可用而发射血压数据并且可快速发射传感器数据，从而识别对血压的时间敏感性分量(例如，在血压测量值危险地为高或低，例如收缩血压是偏离范数的三个标准差的情况下)。
另外或替代地，移动装置915可与其它移动装置或系统900的其它元件形成装置间(D2D)连接。例如，移动装置915可与包含通信装置920或车辆945的其它装置形成RFID、WiFi、MultiFire、蓝牙或紫蜂连接。在一些实例中，可使用经许可的频谱频带进行D2D连接，且此类连接可受蜂窝式网络或服务提供商管理。因此，虽然上述实例是在窄带IoT的上下文中描述，但可了解移动装置915可利用其它装置间连接来提供在与移动装置915确定的频带不同的频带上收集的信息(例如，传感器数据)以用于所述信息的发射。在一些实例中，移动装置915可以在边带链路上向对等装置发射信号。
此外，一些通信装置可促进特用网络(例如，形成有通信装置920的网络)附接到静止物体和车辆940、945，而不一定形成到基站910和/或核心网络的传统连接。其它静止物体可用于支持通信装置920，例如但不限于树、植物、柱、建筑物、飞艇、飞船、气球、街道标志、邮箱，或其组合。在此类系统900中，通信装置920和小型小区930(例如，小型小区、毫微微小区、WLAN接入点、蜂窝式热点等)可安装于另一结构上或附着到另一结构，例如灯柱和建筑物，以促进形成特用网络和其它基于IoT的网络。此类网络可在与现有技术不同的频带处操作，例如移动装置915在蜂窝式通信频带上与基站910通信。
通信装置920可部分取决于到系统900的另一元件的连接而形成以阶层或特用网络方式操作的无线网络。例如，通信装置920可利用未经许可的频谱中的700MHz通信频率以形成与移动装置915的连接，同时利用经许可的频谱通信频率以形成与车辆945的另一连接。通信装置920可在经许可的频谱上在专用短距离通信(DSRC)的5.9GHz频带上与车辆945通信以提供对时间敏感数据的直接存取，例如用于车辆945的自动驾驶能力的数据。
车辆940和945可在与通信装置920和车辆945之间的连接不同的频带处形成特用网络。例如，对于在车辆940、945之间提供时间敏感数据的高带宽连接，24GHz毫米波频带可用于车辆940、945之间的数据发射。例如，在车辆940、945彼此跨越窄的交叉线的同时，车辆940、945可在连接上彼此共享实时方向和导航数据。每个车辆940、945可跟踪所述交叉线且提供图像数据到图像处理算法以在各自沿着交叉线行进的同时促进每一车辆的自主导航。在一些实例中，此实时数据也可大体上在通信装置920与车辆945之间的专门经许可的频谱连接上同时共享，例如用于处理在车辆945和车辆940处接收的图像数据，例如在24GHz毫米波频带上由车辆940发射到车辆945的图像数据。虽然图9中示出为汽车，但可使用其它车辆，包含但不限于飞行器、航天器、热气球、飞艇、飞船、火车、潜水艇、轮船、渡船、巡航船、直升飞机、摩托车、自行车、无人机，或其组合。
虽然在24GHz毫米波频带的上下文中进行描述，但可了解，可在系统900中在其它毫米波频带或可为经许可或未经许可频带的其它频带中形成连接，所述其它频带例如28GHz、37GHz、38GHz、39GHz。在一些情况下，车辆940、945可共享它们与不同网络中的其它车辆通信的频带。例如，车队可经过车辆940，且除车辆940、945之间的24GHz毫米波连接之外，还临时共享24GHz毫米波频带以形成所述车队之间的连接。作为另一实例，通信装置920可大体上同时维持与由用户(例如，沿着街道行走的行人)操作的移动装置915的700MHz连接，以在5.9GHz频带上将关于用户的位置的信息提供到车辆945。在提供此类信息时，通信装置920可利用天线分集方案作为大规模MIMO框架的部分，以促进与移动装置915和车辆945两者的时间敏感的单独连接。大规模MIMO框架可涉及具有大量天线(例如，12、20、64、128等)的发射和/或接收装置，其可促进根据传统协议(例如，WiFi或LTE)以较少天线操作的装置无法达到的精确波束成形或空间分集。
基站910和小型小区930可与系统900中的装置或系统900中至少具有传感器无线网络的其它有通信能力的装置无线通信，例如可在活动/休眠循环上操作的太阳能电池937，和/或一或多个其它传感器装置。基站910可为进入其覆盖区域的装置(例如，移动装置915和无人机917)提供无线通信覆盖。小型小区930可为例如在小型小区930安装的建筑物附近进入其覆盖区域的装置(例如，车辆945和无人机917)提供无线通信覆盖。
通常，小型小区930可称为小型小区且为本地地理区提供覆盖范围，例如，在一些实例中200米或更小的覆盖范围。这可与宏小区对照，宏小区可在约几平方英里或千米的宽或大面积上提供覆盖范围。在一些实例中，小型小区930可部署(例如，安装在建筑物上)于基站910(例如，宏小区)的一些覆盖区域内，其中根据所述覆盖区域的业务分析，无线通信业务可能是密集的。例如，小型小区930可在图9中的建筑物上部署于基站910的覆盖区域中，前提是基站910大体上接收和/或发射比基站910的其它覆盖区域更高量的无线通信发射。基站910可部署于某一地理区域中以为所述地理区域的部分提供无线覆盖范围。随着无线通信业务变得更密集，可在某些区域中部署额外基站910，这可改变现有基站910的覆盖区域，或可部署其它支持的站，例如小型小区930。小型小区930可以是毫微微小区，其可为小于小型小区的区域(例如，在一些实例中100米或更小(例如，建筑物的一层))提供覆盖范围。
虽然基站910和小型小区930可为包围其相应区域的地理区域的一部分提供通信覆盖，但两者可改变其覆盖范围的方面以促进用于某些装置的较快无线连接。例如，小型小区930可主要为在小型小区930安装的建筑物周围或其中的装置提供覆盖范围。然而，小型小区930还可检测已进入覆盖区域的装置且调整其覆盖区域以促进到所述装置的较快连接。
例如，小型小区930可支持与也可被称作无人机(UAV)的无人机917的大规模MIMO连接，并且当移动装置945进入其覆盖区域时，小型小区930调整一些天线以在装置945而不是无人机917的方向上定向地指向，以促进除无人机917之外还与车辆的大规模MIMO连接。在调整一些天线时，小型小区930可能无法支持以特定频率到无人机917的如同在调节之前那么快的连接。例如，小型小区930可以在1.8GHz的4G LTE频带中的各种可能频率的第一频率与无人机917通信。然而，无人机917还可以请求在其覆盖区域中的另一装置(例如，基站910)以不同频率连接，这可以促进如参考小型小区930描述的类似连接，或例如在5G NR频带中以3.5GHz频率与基站910的不同的(例如，更快、更可靠的)连接。在一些实例中，无人机917可用作可移动或空中基站。因此，系统900可以例如在4GE LTE和5G NR频带中增强现有通信链路以至少部分地补偿包含功率放大器的装置的非线性功率放大器装置。
无线通信系统900可以包含例如基站910、通信装置920和小型小区930之类的装置，它们可以支持在不同频率下到系统900中的装置的若干连接，同时还利用例如系数计算器280之类的系数计算器至少部分地补偿非线性功率放大器噪声。此类装置可与系统900的网络中的其它装置一起在阶层模式或特用模式下操作。虽然在基站910、通信装置920和小型小区930的上下文中进行描述，但可了解，可以支持与网络中的装置的若干连接同时还至少部分地利用系数计算器补偿非线性功率放大器噪声的其它装置可以包含在系统900中，包含但不限于宏小区、毫微微小区、路由器、卫星和RFID检测器。
在各种实例中，无线通信系统900的元件，例如基站910、移动装置915、无人机917、通信装置920、小型小区930和车辆940、945，可以实施为本文描述的利用系数计算器至少部分地补偿非线性功率放大器噪声的电子装置。例如，通信装置920可以实施为本文描述的电子装置，例如图1的电子装置102、110、图2的电子装置200、图5的处理单元550、图11的电子装置1100、图12的电子装置1200，或本文例如结合图6的时间帧600描述的图中描绘的任何系统或系统的组合。
图10示出根据本公开的方面的无线通信系统1000的实例。无线通信系统1000包含移动装置1015、无人机1017、通信装置1020和小型小区1030。建筑物1010还包含无线通信系统1000的可配置成与建筑物1010或小型小区1030中的其它元件通信的装置。建筑物1010包含联网工作站1040、1045、虚拟现实装置1050、IoT装置1055、1060和联网娱乐装置1065。在所描绘的系统1000中，IoT装置1055、1060可以分别是由虚拟现实装置1050控制的用于住宅的洗衣机和烘干机。因此，虽然虚拟现实装置1050的用户可能在建筑物1010的不同房间，但用户可以控制IOT装置1055的操作，例如配置洗衣机设置。虚拟现实装置1050还可以控制联网娱乐装置1065。例如，虚拟现实装置1050可以将虚拟现实装置1050的用户正在玩的虚拟游戏广播到联网娱乐装置1065的显示器上。
小型小区1030或建筑物1010的装置中的任一个可连接到提供对因特网和传统通信链路的接入的网络。类似于系统900，系统1000可促进可包含各种频带的5G系统中的宽范围的无线通信连接，所述各种频带包含但不限于：低于6GHz频带(例如，700MHz通信频率)、中间范围通信频带(例如，2.4GHz)、毫米波频带(例如，24GHz)，或任何其它频带，例如1MHz、5MHz、10MHz、20MHz频带。另外或替代地，无线通信连接可支持如上文参考系统900所描述的各种调制方案。系统1000可以操作并且配置成类似于系统900进行通信。因此，系统1000和系统900的类似编号的元件可以类似方式配置，例如通信装置920与通信装置1020，小型小区930与小型小区1030，等。
类似于系统900，其中系统900的元件配置成形成独立的阶层或特用网络，通信装置1020可与小型小区1030和移动装置1015形成阶层网络，同时可在包含无人机1017和建筑物1010的装置中的一些的小型小区1030网络当中形成额外特用网络，所述一些装置例如联网工作站1040、1045和IoT装置1055、1060。
通信系统1000中的装置还可以与其它移动装置或系统1000的其它元件形成(D2D)连接。例如，虚拟现实装置1050可以与包含IOT装置1055和联网娱乐装置1065在内的其它装置形成窄带IoT连接。如上所述，在一些实例中，D2D连接可以使用许可频谱带进行，并且此类连接可以由蜂窝网络或服务提供商管理。因此，虽然在窄带IoT的上下文中描述了上述实例，但可了解，虚拟现实装置1050可以使用其它装置间连接。
在各种实例中，无线通信系统1000的元件，例如移动装置1015、无人机1017、通信设备1020和小型小区1030、联网工作站1040、1045、虚拟现实装置1050、IoT装置1055、1060和联网娱乐装置1065，可以实施为本文描述的使用系数计算器至少部分地补偿非线性功率放大器噪声的电子装置。例如，通信装置1020可以实施为本文描述的电子装置，例如图1的电子装置102、110、图2的电子装置200、图5的处理单元550、图11的电子装置1100、图12的电子装置1200，或本文例如结合图6的时间帧600描述的图中描绘的任何系统或系统的组合。
可使用多种不同技术和技艺中的任一个来表示本文中所描述的信息和信号。例如，可以通过电压、电流、电磁波、磁场或磁粒子、光场或光粒子或其任何组合来表示在整个上文描述中可能引用的数据、指令、命令、信息、信号、位、符号和码片。
本文中所描述的技术可用于各种无线通信系统，其可以包含多址接入蜂窝通信系统，且其可采用码分多址(CDMA)、时分多址(TDMA)、频分多址(FDMA)、正交频分多址(OFDMA)、或单载波频分多址(SC-FDMA)，或这类技术的任何组合。这些技术中的一些已用于例如第三代合作伙伴计划(3GPP)、第三代合作伙伴计划2(3GPP2)和IEEE的组织的标准化无线通信协议中或与之相关。这些无线标准包含超移动宽带(UMB)、通用移动电信系统(UMTS)、长期演进(LTE)、LTE-高级(LTE-A)、LTE-A Pro、新无线电(NR)、IEEE 802.11(WiFi)和IEEE 802.16(WiMAX)等。
术语“5G”或“5G通信系统”可指根据例如在其相应赞助组织的LTE版本13或14或WiMAX 802.16e-2005之后开发或论述的标准化协议操作的系统。可在根据其它代无线通信系统配置的系统(包含根据上文所描述的标准配置的那些系统)中采用本文中所描述的特征。
可使用通用处理器、数字信号处理器(DSP)、专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)或其它可编程逻辑装置、离散门或晶体管逻辑、离散硬件组件或其经设计以执行本文所描述的功能的任何组合来实施或执行结合本公开描述的各种说明性块和模块。通用处理器可以是微处理器，但在替代方案中，处理器可以是任何常规处理器、控制器、微控制器或状态机。处理器还可以实施为计算装置的组合(例如，DSP和微处理器的组合、多个微处理器、与DSP核心结合的一或多个微处理器，或任何其它此类配置)。
本文描述的功能可以硬件、由处理器执行的软件、固件或其任何组合来实施。如果以由处理器执行的软件来实施，那么可将功能作为一或多个指令或代码存储于计算机可读媒体上或通过计算机可读媒体予以发射。计算机可读媒体包含非暂时性计算机存储媒体以及包含促进将计算机程序从一处传递到另一处的任何媒体的通信媒体两者。非暂时性存储媒体可为可由通用或专用计算机接入的任何可用媒体。借助于实例而非限制，非暂时性计算机可读媒体可以包括RAM、ROM、电可擦除可编程只读存储器(EEPROM)、或光盘存储装置、磁盘存储装置或其它磁性存储装置，或可用于携载或存储呈指令或数据结构形式的所要程序代码装置且可由通用或专用计算机或通用或专用处理器存取的任何其它非暂时性媒体。
并且，适当地将任何连接称作计算机可读媒体。例如，如果使用同轴电缆、光纤电缆、双绞线、数字订户线(DSL)或例如红外线、无线电和微波的无线技术从网站、服务器或其它远程源发射软件，那么所述同轴电缆、光纤电缆、双绞线、DSL或例如红外线、无线电和微波的无线技术包含在媒体的定义中。以上各者的组合也包含在计算机可读媒体的范围内。
其它实例和实施在本公开和所附权利要求书的范围内。例如，由于软件的本质，上文所描述的功能可以使用由处理器执行的软件、硬件、固件、硬连线或这些中的任一者的组合来实施。实施功能的特征还可物理上位于各种位置处，包含经分布以使得功能的部分在不同物理位置处实施。
并且，如本文中所使用，包含在权利要求书中，项目的列表(例如，以例如“中的至少一者”或“中的一或多者”的短语开始的项目的列表)中所使用的“或”指示包含性列表，使得(例如)A、B或C中的至少一者的列表意指A或B或C或AB或AC或BC或ABC(即，A和B和C)。另外，如本文所用，短语“基于”不应理解为提及封闭条件集。例如，在不脱离本公开的范围的情况下，描述为“基于条件A”的示例性步骤可基于条件A和条件B两者。换句话说，如本文所用，短语“基于”应同样地解释为短语“至少部分地基于”。
从前述将了解，虽然本文已出于说明的目的描述具体实例，但可做出各种修改，同时仍保持所要求技术的范围。提供本文中的描述使得所属领域的技术人员能够进行或使用本公开。对于本领域的技术人员来说，对本公开的各种修改将变得非常明显，并且本文中限定的一般原理可以在不背离本公开范围的情况下应用于其它变型。因此，本公开不限于本文描述的实例和设计，而是被赋予与本文公开的原理和新颖特征一致的最宽范围。

Claims (26)

1.一种设备，其包括：
发射器，其配置成经由第一天线发射通信信令，所述发射器包括配置用于数字失配校正的滤波器；
接收器，其配置成经由第二天线接收通信信令；以及
开关，其配置成选择性地激活第一开关路径以耦合所述发射器和所述第一天线并激活第二开关路径以耦合所述接收器和所述发射器从而通过所述接收器提供经由所述发射器接收的通信信令作为对所述滤波器的反馈。
2.根据权利要求1所述的设备，其进一步包括：
权重估计电路，其耦合在所述发射器与接收器之间。
3.根据权利要求2所述的设备，其中所述权重估计电路配置成：
基于经由所述第二开关路径接收的所述反馈确定系数数据；
响应于确定的权重系数数据修改所述通信信令；以及
将修改后的通信信令提供到所述第一天线。
4.根据权利要求1所述的设备，其中所述第一开关路径进一步配置成至少部分地基于经由所述第二开关路径接收的所述反馈来提供所述通信信令。
5.根据权利要求1所述的设备，其中所述滤波器配置成基于通过所述接收器接收的所述反馈，至少部分地补偿将经由所述第一天线发射的所述通信信令中的数字失配。
6.根据权利要求1所述的设备，其中所述接收器配置成经由所述开关耦合到所述发射器以向所述滤波器提供所述反馈以至少部分地补偿将经由所述第一天线发射的所述通信信令中的数字失配。
7.根据权利要求1所述的设备，其中所述发射器进一步包括配置用于功率放大器噪声校正的另一滤波器。
8.根据权利要求7所述的设备，其中配置用于功率放大器噪声校正的所述另一滤波器的输出耦合到配置用于数字失配校正的所述滤波器的输入。
9.根据权利要求7所述的设备，其中配置用于功率放大器噪声校正的所述另一滤波器的输入耦合到配置用于数字失配校正的所述滤波器的输出。
10.根据权利要求1所述的设备，其中所述开关进一步配置成接收指示是否要激活所述第二开关路径的选择信号，并且所述选择信号部分地基于下行链路子帧或上行链路子帧。
11.根据权利要求1所述的设备，其中所述开关进一步配置成在第一开关状态下将经由所述发射器接收的所述通信信令提供到激活的第一开关路径中的所述第一天线，并且在第二开关状态下将经由所述第二天线接收的所述通信信令提供到激活的第二开关路径中的所述接收器。
12.根据权利要求1所述的设备，其中所述发射器经由处于第一开关状态的所述开关耦合到所述第一天线以将所述通信信令提供到所述第一天线。
13.根据权利要求12所述的设备，其中所述发射器进一步配置成在补偿了将经由所述第一天线发射的所述通信信令中的数字失配之后，提供将经由所述第一天线发射的所述通信信令。
14.根据权利要求13所述的设备，其中基于所述反馈来补偿所述通信信令中的所述数字失配。
15.一种方法，其包括：
在配置用于时分双工(TDD)通信的系统中，在无线电帧的下行链路子帧期间经由第一射频(RF)链发射通信信号；
在所述下行链路子帧期间将来自第一RF链的所述通信信号提供到第二RF链的低噪声放大器(LNA)；
将至少部分地基于所述LNA的输出的模拟信号转换为所述第二RF链内的数字信号；以及
在所述下行链路子帧期间将来自所述第二RF链的反馈信号提供到所述第一RF链的滤波器，其中所述反馈信号至少部分地基于在所述第二RF链内转换的所述数字信号并且所述滤波器配置用于数字失配校正。
16.根据权利要求15所述的方法，其进一步包括：
在所述无线电帧的上行链路子帧期间在所述第二RF链的所述LNA处接收另一通信信号；
将至少部分地基于所述另一通信信号的另一模拟信号转换为所述第二RF链内的另一数字信号；以及
在所述上行链路子帧期间在所述第一RF链的所述滤波器处提供来自所述第二RF链的另一反馈信号，其中所述另一反馈信号至少部分地基于所述另一数字信号。
17.根据权利要求15所述的方法，其进一步包括：
由所述第一RF链中的权重估计电路基于从所述第二RF链接收的所述反馈信号确定系数数据；以及
由所述权重估计电路响应于确定的系数数据修改所述通信信号。
18.根据权利要求15所述的方法，其中响应于提供到所述滤波器的所述反馈信号，经由所述第一RF链中的所述滤波器发射所述通信信号。
19.根据权利要求15所述的方法，其中经由所述第一RF链中的开关将所述通信信号从所述第一RF链提供到所述第二RF链的所述LNA，并且
其中所述开关在所述下行链路子帧期间处于第一开关状态以至少部分地补偿所述通信信号中的数字失配。
20.根据权利要求15所述的方法，其中所述通信信号经由配置用于非线性功率放大器噪声补偿的滤波器来发射，并且
其中配置用于非线性功率放大器噪声补偿的所述滤波器的输出耦合到配置用于数字失配校正的所述滤波器的输入，或者配置用于数字失配校正的所述滤波器的输入耦合到配置用于非线性功率放大器噪声补偿的所述滤波器的输出。
21.根据权利要求15所述的方法，其进一步包括由所述第一RF链中的开关接收指示是否要激活所述第一RF链的选择信号，所述选择信号部分地基于所述下行链路子帧。
22.根据权利要求15所述的方法，其进一步包括：
由所述第一RF链中的开关至少部分地基于所述开关处于第一开关状态而将所述通信信号提供到所述第二RF链的所述LNA；以及
由所述第一RF链中的所述开关至少部分地基于所述开关处于第二开关状态而发射所述通信信号。
23.一种设备，其包括：
发射天线，其配置成在边带链路上将信号发射到对等装置，其中所述发射信号至少部分地基于由反馈电路提供的反馈；以及
接收天线，其配置成在所述边带链路上从所述对等装置接收另一信号并将所述另一信号提供到接收电路和所述反馈电路，其中所述反馈电路和所述接收电路包括相同射频(RF)链的组件。
24.根据权利要求23所述的设备，其中所述RF链包括中频(IF)滤波器、模数转换器和数控振荡器(NCO)，并且其中所述NCO耦合到配置用于数字失配校正的滤波器。
25.根据权利要求23所述的设备，其中经由配置用于数字失配校正的滤波器将所述发射信号提供到所述发射天线，并且
其中基于所述反馈经由所述滤波器将所述发射信号提供到所述发射天线。
26.根据权利要求23所述的设备，其中经由发射电路中的滤波器将所述发射信号提供到所述发射天线，并且
其中所述滤波器耦合到系数计算器，所述系数计算器配置成：
接收来自所述反馈电路的反馈，
确定用于减少因数字失配而引入所述发射信号中的误差的系数数据，以及
响应于确定的系数数据修改所述发射信号。
CN202080041662.7A 2019-06-07 2020-06-03 包含失配校正方案的实例的无线装置和系统 Active CN113924732B (zh)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US16/435,264 US10763905B1 (en) 2019-06-07 2019-06-07 Wireless devices and systems including examples of mismatch correction scheme
US16/435,264 2019-06-07
PCT/US2020/035956 WO2020247520A1 (en) 2019-06-07 2020-06-03 Wireless devices and systems including examples of mismatch correction scheme

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN113924732A true CN113924732A (zh) 2022-01-11
CN113924732B CN113924732B (zh) 2022-11-18

Family

ID=72241811

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202080041662.7A Active CN113924732B (zh) 2019-06-07 2020-06-03 包含失配校正方案的实例的无线装置和系统

Country Status (5)

Country Link
US (3) US10763905B1 (zh)
EP (1) EP3981122A4 (zh)
KR (1) KR102641095B1 (zh)
CN (1) CN113924732B (zh)
WO (1) WO2020247520A1 (zh)

Families Citing this family (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US10432240B1 (en) 2018-05-22 2019-10-01 Micron Technology, Inc. Wireless devices and systems including examples of compensating power amplifier noise
US11387790B2 (en) 2019-01-24 2022-07-12 Analog Devices International Unlimited Company Power semiconductor device with charge trapping compensation
US10763905B1 (en) * 2019-06-07 2020-09-01 Micron Technology, Inc. Wireless devices and systems including examples of mismatch correction scheme
US20210119848A1 (en) * 2019-10-22 2021-04-22 Nvidia Corporation Parallel de-rate-matching and layer demapping for physical uplink shared channel
US11533070B2 (en) 2019-12-23 2022-12-20 Analog Devices International Unlimited Company Systems and methods of compensating for narrowband distortion in power semiconductor devices
JP2021132253A (ja) * 2020-02-18 2021-09-09 富士通株式会社 無線通信装置及び係数更新方法
EP3893452B1 (en) * 2020-04-10 2024-07-31 Institut Mines Telecom Optimised circular convolutions stage for os/osb fbmc receivers
US10972139B1 (en) 2020-04-15 2021-04-06 Micron Technology, Inc. Wireless devices and systems including examples of compensating power amplifier noise with neural networks or recurrent neural networks
US11496341B2 (en) 2020-08-13 2022-11-08 Micron Technology, Inc. Wireless devices and systems including examples of compensating I/Q imbalance with neural networks or recurrent neural networks
US11563409B2 (en) 2020-10-26 2023-01-24 Analog Devices International Unlimited Company Configurable non-linear filter for digital pre-distortion
US11757695B2 (en) * 2021-12-06 2023-09-12 Sumitomo Electric Device Innovations, Inc. Predistortion system with targeted spectrum emission for wireless communication

Citations (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20040203548A1 (en) * 2002-09-26 2004-10-14 Kim Hea Joung Measurement of local oscillation leakage in a radio frequency integrated circuit
JP2008312211A (ja) * 2007-06-15 2008-12-25 Solarflare Communication Inc アナログ信号処理システム、並列アナログ／デジタルコンバータシステム、および不整合除去方法
US20100093282A1 (en) * 2008-10-15 2010-04-15 Nokia Siemens Networks Oy MULTI-TRANSCEIVER ARCHITECTURE FOR ADVANCED Tx ANTENNA MONITORING AND CALIBRATION IN MIMO AND SMART ANTENNA COMMUNICATION SYSTEMS
CN101729468A (zh) * 2008-10-27 2010-06-09 夏普株式会社 Iq失配校正电路
US20120321018A1 (en) * 2010-02-25 2012-12-20 China Academy Of Telecommunictions Technology Digital pre-distoration processing method and apparatus
US20130142284A1 (en) * 2011-10-20 2013-06-06 Manel Collados Asensio Predistortion circuit, wireless communication unit and method for coefficient estimation
CN103765783A (zh) * 2011-08-26 2014-04-30 高通股份有限公司 用于多天线发射机中的发射机畸变校准的自适应干扰消除
JPWO2013105538A1 (ja) * 2012-01-10 2015-05-11 株式会社メガチップス Ｉｑミスマッチ補正方法およびｒｆ送受信装置
CN104954294A (zh) * 2014-03-31 2015-09-30 中国科学院微电子研究所 一种发射机的支路相位失配检测和校正系统
CN105075164A (zh) * 2013-02-13 2015-11-18 高通股份有限公司 基站的下行链路发送路径的校准
CN105850063A (zh) * 2013-10-29 2016-08-10 高通股份有限公司 使用可重新配置音调生成器(tg)和本振器(lo)路径的发射机(tx)残留边带(rsb)和lo泄漏校准
EP3062442A1 (en) * 2015-02-27 2016-08-31 Nokia Solutions and Networks GmbH & Co. KG Hybrid recursive active filtering with adaptive transfer function shaping capability
CN108474840A (zh) * 2016-01-22 2018-08-31 德克萨斯仪器股份有限公司 用于雷达系统中的失配的数字补偿
US20180287685A1 (en) * 2015-10-05 2018-10-04 Lg Electronics Inc. Method for transmitting feedback information in wireless communication system and device therefor

Family Cites Families (94)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4885757A (en) 1987-06-01 1989-12-05 Texas Instruments Incorporated Digital adaptive receiver employing maximum-likelihood sequence estimation with neural networks
US5479571A (en) 1991-06-14 1995-12-26 The Texas A&M University System Neural node network and model, and method of teaching same
US6549242B1 (en) 1997-04-04 2003-04-15 Harris Corporation Combining adjacent TV channels for transmission by a common antenna
US6054896A (en) * 1998-12-17 2000-04-25 Datum Telegraphic Inc. Controller and associated methods for a linc linear power amplifier
EP1104093A1 (en) 1999-11-24 2001-05-30 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson Method and apparatus for generation of a RF signal
US8670390B2 (en) 2000-11-22 2014-03-11 Genghiscomm Holdings, LLC Cooperative beam-forming in wireless networks
SE0102885D0 (en) 2001-08-28 2001-08-28 Ericsson Telefon Ab L M Calibration of an adaptive signal conditioning systern
US6967970B2 (en) 2001-10-19 2005-11-22 Interdigital Technology Corporation User equipment having improved power savings during full and partial DTX modes of operation
DE10301499A1 (de) * 2003-01-16 2004-07-29 Siemens Ag Schaltungsanordnung für ein Multimode-Mobiltelefon zum Senden/Empfangen von Signalen in/aus verschiedene/n Mobilfunknetze/n
US7187916B2 (en) * 2003-02-07 2007-03-06 Broadcom Corporation Method and system for measuring receiver mixer IQ mismatch
US7372918B2 (en) 2003-09-30 2008-05-13 Infineon Technologies Ag Transmission device with adaptive digital predistortion, transceiver with transmission device, and method for operating a transmission device
US7039370B2 (en) 2003-10-16 2006-05-02 Flarion Technologies, Inc. Methods and apparatus of providing transmit and/or receive diversity with multiple antennas in wireless communication systems
KR20060015131A (ko) * 2004-08-13 2006-02-16 엘지전자 주식회사 씨피아이씨에이치의 전력을 이용한 디지털 선형화 송신기장치 및 결합 방법
US20060109893A1 (en) * 2004-11-24 2006-05-25 Hsin-Hung Chen Inphase/quadrature phase imbalance compensation
US7529524B1 (en) 2005-10-26 2009-05-05 L3 Communications Corporation Adaptive power amplifier linearization in time division duplex communication systems
US8195103B2 (en) 2006-02-15 2012-06-05 Texas Instruments Incorporated Linearization of a transmit amplifier
CN101479956B (zh) 2006-04-28 2013-07-31 大力系统有限公司 用于无线通信的高效率线性化功率放大器
JP4261578B2 (ja) * 2006-12-27 2009-04-30 株式会社東芝 無線通信装置及び受信方法
KR20090029351A (ko) 2007-09-18 2009-03-23 삼성전자주식회사 이동통신 단말기의 비선형성을 보상하기 위한 장치 및 방법
CN101911477B (zh) 2008-01-15 2013-10-23 三菱电机株式会社 前置补偿器
US8085869B2 (en) 2008-02-14 2011-12-27 Broadcom Corporation Configurable load impedance for power amplifier predistortion calibration
US8260144B2 (en) 2008-03-12 2012-09-04 Hypres Inc. Digital radio frequency tranceiver system and method
JP2009290375A (ja) 2008-05-27 2009-12-10 Fujitsu Ltd 歪補償装置、無線通信装置および歪補償方法
US8542616B2 (en) 2008-10-14 2013-09-24 Texas Instruments Incorporated Simultaneous multiple signal reception and transmission using frequency multiplexing and shared processing
US9397396B2 (en) 2009-04-01 2016-07-19 Kathrein-Werke Kg Radio system and a method for relaying packetized radio signals
US20110013724A1 (en) * 2009-04-24 2011-01-20 Qualcomm Incorporated I/q imbalance estimation and compensation for a transmitter and a receiver
JP2011010120A (ja) 2009-06-26 2011-01-13 Fujitsu Ltd 無線通信装置及び無線通信方法
US8498591B1 (en) * 2009-08-21 2013-07-30 Marvell International Ltd. Digital Predistortion for nonlinear RF power amplifiers
JP2011055271A (ja) * 2009-09-02 2011-03-17 Fujitsu Ltd 無線通信装置
US8824574B2 (en) 2009-09-11 2014-09-02 Crestcom, Inc. Transmitting unit that reduces PAPR and method therefor
US8964536B2 (en) 2009-10-05 2015-02-24 Qualcomm Incorporated Apparatus and method for dynamic load balancing in a multi-carrier wireless communication system
US8259830B1 (en) 2009-10-14 2012-09-04 Google Inc. Simultaneous use of multiple radio frequency channels
CN101741317B (zh) 2009-11-26 2011-12-28 北京北方烽火科技有限公司 一种数字预失真线性宽带射频功率放大器装置
US8542768B2 (en) 2009-12-21 2013-09-24 Dali Systems Co. Ltd. High efficiency, remotely reconfigurable remote radio head unit system and method for wireless communications
JP5526901B2 (ja) * 2010-03-19 2014-06-18 富士通株式会社 直交変復調機能を含む無線通信装置におけるｉｑ不平衡補正方法
US8699620B1 (en) 2010-04-16 2014-04-15 Marvell International Ltd. Digital Predistortion for nonlinear RF power amplifiers
US8660107B2 (en) 2010-06-18 2014-02-25 Mediatek Inc. Uplink HARQ feedback channel design for carrier aggregation in OFDMA systems
US8390378B2 (en) 2010-07-13 2013-03-05 Entropic Communications, Inc. Method and apparatus for broadband input matching with noise and non-linearity cancellation in power amplifiers
US9042838B2 (en) * 2010-08-25 2015-05-26 Intel Corporation Transmit leakage cancellation in a wide bandwidth distributed antenna system
US8478969B2 (en) 2010-09-24 2013-07-02 Intel Corporation Performing a multiply-multiply-accumulate instruction
US8582710B2 (en) * 2011-03-31 2013-11-12 Broadcom Corporation Recovery and synchronization for spread spectrum modulated clock
US9479203B2 (en) * 2011-04-14 2016-10-25 Mediatek Inc. Transceiver capable of IQ mismatch compensation on the fly and method thereof
US8471629B2 (en) 2011-06-30 2013-06-25 Silicon Laboratories Inc Providing automatic power control for a power amplifier
US8737376B2 (en) * 2011-08-12 2014-05-27 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Frontend module for time division duplex (TDD) carrier aggregation
WO2013033715A2 (en) 2011-09-02 2013-03-07 Dali Systems Co. Ltd. Software configurable distributed antenna system and method for reducing uplink noise
US8964821B2 (en) * 2011-10-14 2015-02-24 Qualcomm Incorporated Shared feedback for adaptive transmitter pre-distortion
KR20140084294A (ko) * 2011-10-27 2014-07-04 엘에스아이 코포레이션 복소 지수 비선형 함수와 함께 명령어를 갖는 디지털 처리
US9166707B2 (en) * 2012-03-28 2015-10-20 Panasonic Corporation Transmitter, signal generation device, calibration method, and signal generation method
US11012201B2 (en) * 2013-05-20 2021-05-18 Analog Devices, Inc. Wideband quadrature error detection and correction
CN105284068B (zh) 2013-06-05 2019-08-27 索尼公司 用于传输有效载荷数据和紧急信息的传输器和传输方法
US20140362744A1 (en) * 2013-06-11 2014-12-11 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for transmission by time division duplexing (tdd) devices using multiple antennas
US9294177B2 (en) * 2013-11-26 2016-03-22 Magnolia Broadband Inc. System and method for transmit and receive antenna patterns calibration for time division duplex (TDD) systems
KR101975789B1 (ko) * 2014-01-03 2019-05-09 삼성전자주식회사 I/q 미스매치 보상을 위한 방법 및 그 장치
WO2015112091A1 (en) 2014-01-23 2015-07-30 Massachusetts Institute Of Technology (Mit) An integrated circuit adapted for mobile communication and related mobile computing device
US9209841B2 (en) 2014-01-28 2015-12-08 Scintera Networks Llc Adaptively controlled digital pre-distortion in an RF power amplifier using an integrated signal analyzer with enhanced analog-to-digital conversion
EP3139687A4 (en) * 2014-04-30 2017-12-06 LG Electronics Inc. Method for transmitting and receiving signal for device-to-device communication in wireless communication system and apparatus for same
US9628119B2 (en) 2014-06-27 2017-04-18 Nxp Usa, Inc. Adaptive high-order nonlinear function approximation using time-domain volterra series to provide flexible high performance digital pre-distortion
US9252821B2 (en) 2014-06-27 2016-02-02 Freescale Semiconductor, Inc. Adaptive high-order nonlinear function approximation using time-domain volterra series to provide flexible high performance digital pre-distortion
WO2016016691A1 (en) * 2014-07-31 2016-02-04 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Duplexer system and associated digital correction for improved isolation
US10097396B2 (en) * 2014-08-22 2018-10-09 Texas Instruments Incorporated TX IQ mismatch pre-compensation
AU2015321409B2 (en) * 2014-09-22 2019-04-04 Commonwealth Scientific And Industrial Research Organisation Linear equalization for use in low latency high speed communication systems
US9831899B1 (en) 2015-01-13 2017-11-28 Physical Optics Corporation Integrative software radio
US10090973B2 (en) 2015-05-11 2018-10-02 Cohere Technologies, Inc. Multiple access in an orthogonal time frequency space communication system
US11244225B2 (en) 2015-07-10 2022-02-08 Samsung Electronics Co., Ltd. Neural network processor configurable using macro instructions
US9877308B2 (en) 2015-08-11 2018-01-23 Qualcomm Incorporated Interference mitigation techniques for broadcast multimedia receiver device
US10659277B2 (en) * 2015-08-21 2020-05-19 Viasat, Inc. Method and system in which a remote module assists in counteracting I/Q imbalance and/or DC offset errors
US20180255518A1 (en) 2015-08-24 2018-09-06 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Modulation Specific Measurement Power Offset Reporting in LTE License Assisted Access Systems
US20170230210A1 (en) 2016-02-08 2017-08-10 Qualcomm Incorporated Interference cancellation in radio transceivers
US9749161B1 (en) 2016-02-23 2017-08-29 Nxp Usa, Inc. Fixed-point conjugate gradient digital pre-distortion (DPD) adaptation
US10135482B2 (en) 2016-03-23 2018-11-20 Avago Technologies General Ip (Singapore) Pte. Ltd. Wireless transceiver with remote frontend
US11063620B2 (en) * 2016-05-31 2021-07-13 Apple Inc. Digital pre-emphasis quadrature imbalance compensating filter
CN105826809B (zh) 2016-06-08 2018-10-23 中国人民解放军国防科学技术大学 一种基于自相位调制预补偿的单频脉冲全光纤激光器
EP3479626A4 (en) * 2016-07-01 2020-02-19 INTEL Corporation INTERNET OF THINGS-SWARM-MANAGEMENT
US9813085B1 (en) 2016-09-23 2017-11-07 Qualcomm Incorporated Closed loop digital pre-distortion
US10141960B2 (en) 2016-11-01 2018-11-27 Avago Technologies International Sales Pte. Limited System for and method of reducing transmit signal distortion
US10027523B2 (en) 2016-11-30 2018-07-17 Micron Technology, Inc. Wireless devices and systems including examples of mixing input data with coefficient data
WO2018148893A1 (zh) 2017-02-15 2018-08-23 华为技术有限公司 数据传输方法和设备
EP3652680A4 (en) 2017-07-11 2021-04-21 Technion Research & Development Foundation Limited RECONFIGURABLE DAC IMPLEMENTED BY A MEMRISTOR BASED NEURAL NETWORK
US11676004B2 (en) 2017-08-15 2023-06-13 Xilinx, Inc. Architecture optimized training of neural networks
US11348002B2 (en) 2017-10-24 2022-05-31 International Business Machines Corporation Training of artificial neural networks
CN111386568B (zh) 2017-10-27 2023-10-13 弗劳恩霍夫应用研究促进协会 使用神经网络处理器生成带宽增强的音频信号的装置、方法或计算机可读存储介质
US10116485B1 (en) * 2017-10-31 2018-10-30 Qualcomm Incorporated TX/RX imbalance and carrier leakage calibration
KR102699040B1 (ko) 2017-11-15 2024-08-26 삼성전자주식회사 뉴럴 네트워크 모델들의 공용 연산 그룹을 단일 처리하는 뉴럴 네트워크 시스템, 이를 포함하는 애플리케이션 프로세서 및 뉴럴 네트워크 시스템의 동작방법
US10243596B1 (en) * 2017-12-15 2019-03-26 Nxp Usa, Inc. Radio frequency transceiver having digital pre-distortion feedback
US10432240B1 (en) 2018-05-22 2019-10-01 Micron Technology, Inc. Wireless devices and systems including examples of compensating power amplifier noise
US10902726B2 (en) * 2018-08-23 2021-01-26 Intel Corporation Rogue vehicle detection and avoidance
US10541841B1 (en) * 2018-09-13 2020-01-21 Advanced Micro Devices, Inc. Hardware transmit equalization for high speed
US10938351B2 (en) 2018-10-31 2021-03-02 Qorvo Us, Inc. Envelope tracking system
US10659144B1 (en) * 2019-01-31 2020-05-19 At&T Intellectual Property I, L.P. Management of massively distributed internet of things (IOT) gateways based on software-defined networking (SDN) via fly-by master drones
US10763905B1 (en) * 2019-06-07 2020-09-01 Micron Technology, Inc. Wireless devices and systems including examples of mismatch correction scheme
US11258473B2 (en) 2020-04-14 2022-02-22 Micron Technology, Inc. Self interference noise cancellation to support multiple frequency bands with neural networks or recurrent neural networks
US10972139B1 (en) 2020-04-15 2021-04-06 Micron Technology, Inc. Wireless devices and systems including examples of compensating power amplifier noise with neural networks or recurrent neural networks
US11960990B2 (en) 2020-07-31 2024-04-16 Nanosemi, Inc. Artificial neural network implementations
US11496341B2 (en) 2020-08-13 2022-11-08 Micron Technology, Inc. Wireless devices and systems including examples of compensating I/Q imbalance with neural networks or recurrent neural networks

Patent Citations (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20040203548A1 (en) * 2002-09-26 2004-10-14 Kim Hea Joung Measurement of local oscillation leakage in a radio frequency integrated circuit
JP2008312211A (ja) * 2007-06-15 2008-12-25 Solarflare Communication Inc アナログ信号処理システム、並列アナログ／デジタルコンバータシステム、および不整合除去方法
US20100093282A1 (en) * 2008-10-15 2010-04-15 Nokia Siemens Networks Oy MULTI-TRANSCEIVER ARCHITECTURE FOR ADVANCED Tx ANTENNA MONITORING AND CALIBRATION IN MIMO AND SMART ANTENNA COMMUNICATION SYSTEMS
CN101729468A (zh) * 2008-10-27 2010-06-09 夏普株式会社 Iq失配校正电路
US20120321018A1 (en) * 2010-02-25 2012-12-20 China Academy Of Telecommunictions Technology Digital pre-distoration processing method and apparatus
CN103765783A (zh) * 2011-08-26 2014-04-30 高通股份有限公司 用于多天线发射机中的发射机畸变校准的自适应干扰消除
US20130142284A1 (en) * 2011-10-20 2013-06-06 Manel Collados Asensio Predistortion circuit, wireless communication unit and method for coefficient estimation
JPWO2013105538A1 (ja) * 2012-01-10 2015-05-11 株式会社メガチップス Ｉｑミスマッチ補正方法およびｒｆ送受信装置
CN105075164A (zh) * 2013-02-13 2015-11-18 高通股份有限公司 基站的下行链路发送路径的校准
CN105850063A (zh) * 2013-10-29 2016-08-10 高通股份有限公司 使用可重新配置音调生成器(tg)和本振器(lo)路径的发射机(tx)残留边带(rsb)和lo泄漏校准
CN104954294A (zh) * 2014-03-31 2015-09-30 中国科学院微电子研究所 一种发射机的支路相位失配检测和校正系统
EP3062442A1 (en) * 2015-02-27 2016-08-31 Nokia Solutions and Networks GmbH & Co. KG Hybrid recursive active filtering with adaptive transfer function shaping capability
US20180287685A1 (en) * 2015-10-05 2018-10-04 Lg Electronics Inc. Method for transmitting feedback information in wireless communication system and device therefor
CN108474840A (zh) * 2016-01-22 2018-08-31 德克萨斯仪器股份有限公司 用于雷达系统中的失配的数字补偿

Also Published As

Publication number Publication date
CN113924732B (zh) 2022-11-18
WO2020247520A1 (en) 2020-12-10
US11716104B2 (en) 2023-08-01
KR20220018587A (ko) 2022-02-15
US20220014217A1 (en) 2022-01-13
EP3981122A1 (en) 2022-04-13
KR102641095B1 (ko) 2024-02-28
US20200389194A1 (en) 2020-12-10
EP3981122A4 (en) 2023-06-21
US11139845B2 (en) 2021-10-05
US10763905B1 (en) 2020-09-01

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN113924732B (zh) 包含失配校正方案的实例的无线装置和系统
CN112136277B (zh) 包含补偿功率放大器噪声的实例的无线装置及系统
CN111684728B (zh) 用于支持多个频带的自干扰噪声消除
US20210075464A1 (en) Wireless devices and systems including examples of full duplex transmission using neural networks or recurrent neural networks
CN113454918B (zh) 无线通信系统、装置及方法
US11070257B2 (en) Neuron calculator for artificial neural networks

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant