CN113852289B - 一种bcm反激逆变器的多抽头变压器电感分段配置和控制方法 - Google Patents
一种bcm反激逆变器的多抽头变压器电感分段配置和控制方法 Download PDFInfo
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Abstract
本发明公开了一种BCM反激逆变器的多抽头变压器电感分段配置和控制方法，涉及变压器电感控制领域。该控制结构为：使用多抽头变压器结构对接入BCM反激逆变器的电感值进行控制。该控制方法包括：电感值分段的选取和变压器分段匝数计算方法，通过选取限制系统工作的最小开关频率，从而选取对应的基准相角，将半波按基准相角进行平均划分开关切换区域，计算不同区域最小开关频率对应的电感值，按电感值进行变压器匝数的划分；开关切换的控制策略通过检测逆变工作相角，在不同相角区域接入不同的变压器匝数对，实现接入电路电感值的分段控制。本发明能够在不改变直流工作点的情况下改变接入电路的变压器电感值，避免了采用直流偏置控制工作点改变电感时容易发生磁饱和的情况。
Description
技术领域
本发明涉及变压器电感控制领域，具体为一种BCM反激逆变器的多抽头变压器电感分段配置和控制方法。
背景技术
随着科技发展和人类对新能源的探索，光伏发电逐渐占据可再生能源中较为重要的一环。同时随着能源互联网的发展，逆变器在微电网中举足轻重。自2008年临界电流导通模式(BCM)的光伏逆变器的控制方法被提出以来，因为其控制方法具有简单易用、电流响应速度快、输出电压波形不含特定次谐波等优点，且控制器体积小、容易集成，在光伏微型逆变器领域得到了较为广泛的应用。
BCM反激逆变器使用变压器一次侧和二次侧的电流作为滞环量，通过控制电流输出逆变波形。该方法存在两个问题：在逆变正弦波中间位置电流波形较宽而两侧较窄，这导致输出波形在中心位置THD的增加。目前存在通过控制励磁电流改变磁芯工作点来控制变压器电感的方法，但是该方法将导致磁芯可用能量容量下降，容易饱和。因此需要设计改进控制变压器电感的方法，以优化当前通过直流偏置电流控制变压器电感的方法的不足。
发明内容
本发明为了解决通过直流偏置电流控制变压器电感方法导致直流工作点改变从而使得磁芯容易饱和的问题，提供了一种BCM反激逆变器的多抽头变压器电感分段配置和控制方法。
本发明是通过如下技术方案来实现的：一种BCM反激逆变器的多抽头变压器电感分段配置和控制方法，其特征在于：所述分段配置和控制方法在满足如下条件的带变压器的逆变电路中实现：至少设有一个逆变相角信号的来源；至少设有一个变压器，所述变压器带有多个抽头，而且一次侧和二次侧所拥有的抽头数量相等，抽头数量不限，根据所需要分段控制的K个电感值，则在单边侧设有K+1个抽头；一次侧各抽头之间的匝数按总匝数对应的电感值进行划分；二次侧各抽头之间的匝数按一次侧匝数的平方数进行划分；在二次侧还连接有改变逆变波形的H4桥；
所述BCM反激逆变器的多抽头变压器电感分段配置和控制方法，通过将不同匝数对应的抽头接入半导体开关，通过控制器对其通断进行控制，一次只接通一对开关，连接变压器与变换器的前后级，实现电感值的步进变化；包括如下步骤：
一、电感分配与变压器匝数分配：
1)推导反激BCM逆变器开关频率与电感的关系：
当一次侧开关管导通时，由KVL推出反激逆变器变压器一次侧的电流与电压的关系如下式(1)所示：
其中，uL为折算到一次侧的电感电压，uL≈Vdc，Vdc为逆变输入电压，L为折算到一次侧的变压器电感值，ip为变压器一次侧电流/输入侧电流；故一次侧电流上升的斜率如式(2)所示：
由于BCM反激逆变器的工作方式是使一次侧电流的包络线呈正弦规律变化的，故通过正弦变化参考电流iref和ip的比较、iLs和0A的比较来控制开关通断，iLs为二次侧电流；当iLs≤0A时，一次侧开关导通；当ip>iref时，一次侧开关关断，故一次侧开关开通时间TON如式(3)所示：
联立(2)和(3)，得到如下计算TON的公式：
开关管关断时，忽略二极管压降，变压器二次侧的电感电压uLs计算如公式(5)，由于逆变输出的负半周电压是由H桥控制将uLs翻转后得到的，故uLs≥0；
uLs＝|Vac| (5)
其中，Vac为交流侧电压，其值为VAC*sin(ωt)，VAC为交流侧并网电压峰值，ω为角频率；定义变压器变比
Np为变压器一次侧匝数，Ns为变压器二次侧匝数，变压器两侧的电感量分别为L和L/n2，故由(1)(5)可知式(6)：
由此推出(7)，即为一次侧开关管关断时所需时间TOFF；
BCM变换器工作的开关频率Tsw可以由(3)(7)表示为式(8)：
由(8)可知，随着相角趋于正弦中心，开关频率是逐渐增大的，当逆变工作于过正弦零点位置时，开关频率达到最大，最大开关频率计算如式(9)所示：
在输入电压和参考电流稳定时，一次侧电流斜率不变，二次侧电流的下降时间不变，开关占空比连续变化；
2)变压器电感的影响参数推导：
通过控制变压器的电感，使其在中心位置处电感值L降低，从而缩短一次侧电流上升时间，如此便可以控制BCM的开关周期，使开关频率变化量更小，降低输出电流的THD，变压器电感值的定义式如下所示：
其中ζ为变压器磁芯的等效磁路长度，单位m，A为变压器的有效截面积，单位为m2，N为线圈匝数，μ为磁导率，单位为NA-2，μ的值取决于不同材料的磁滞回线，而磁滞回线上的工作点由可以由式(12)表示，其中磁场强度H的大小由磁芯电流I确定，在变压器磁芯的匝数N不变时，μ由变压器的电流I决定，故(10)又可以写成(11)的形式，此时可知变压器的电感值L完全由磁芯的工作电流I确定；
其中B为变压器的磁感应强度；
以式(11)和(12)为基础，不通过控制μ来控制电感L的变化，而是通过改变变压器接入电路中的匝数N来控制电感值，以此来控制开关频率，同时改变变压器接入电路的一次侧匝数Np和二次侧匝数Ns，并保持变比n不改变，控制可变电感值满足式(13)，其中L0为初始电感值：
控制匝数N变化，使
其中/>
联立式(8)，得到式(14)：
3)正弦输出周期的分段：
将正弦半波的前90°进行K分段，分为K个不同的电感值区间，将第一个电感值区间(0,θ1]的最大开关周期θ1处的
作为参考周期Tref，限制整个工况的开关周期上限值，即最小开关频率，设定第一个电感值区间的电感为L1，整个正弦输出周期钟最大开关周期被限制在Tref；
4)计算各个相角位置所需要的电感值：
令其它分段区域的最大开关周期等于参考周期，使在其它的θi处的开关周期等于参考周期；如式(15)(16)所示：
通过改变电感值，使工作在相角为θ1、θ2、θ3、...、θi处的电感值都相同，计算各分段区域电感的公式如下所示：
5)计算变压器各个抽头对应的匝数：
当合适的Li都分段好之后，可以通过式(13)推算匝数N的值，计算公式如下：
变压器匝数和对应抽头的分配在开始变压器结构设计之前计算完成；
二、控制方法：
正弦半波的(90°,180°]范围与(0°,90°]范围关于90°位置中心对称，由于BCM逆变输出为正弦半波电流，改变逆变波形的方向由H4桥处理，故相角(180°,360°]处的控制方法与(0°,180°]完全一致；包括如下步骤：
1)检测来自于锁相环的输出相角，记为λ；
2)相角λ对Π求余，得到半周期相角值λhf；
3)如果半周期相角值λhf小于90°，说明工作于电感递减区间，否则工作于电感递增区间；
4)若二次侧电流降低为0，半周期相角λhf在对应分段区域时，即λn<λhf<λm+1时，关断其它开关，仅打开第m+1对开关。
优选的，所述逆变相角信号的来源源于锁相环或其它的并网相角的信号。
优选的，所述变压器的抽头开关切换方式包括但不限于采用硬件控制和软件控制来实现。
优选的，在二次侧电流的过零位置再进行变压器抽头的切换，为了保证THD处于较低水平，以减小开关动作时产生的高电流尖峰和电压振荡。
与现有技术相比本发明具有以下有益效果：本发明所提供的一种BCM反激逆变器的多抽头变压器电感分段配置和控制方法：(1)与使用励磁电流控制变压器的工作从而控制电感相比，本发明不会改变变压器的直流工作点，使直流工作点依旧保持在磁滞回线上磁通密度的较低位置，从而使得前者改变电感方法所导致的磁芯饱和的风险降低；(2)与使用机械式可变电感变压器而言，使用电力电子开关避免了机械磨损问题，使在电感变化时增长变压器寿命；(3)与传统的BCM控制方法相比较，该方法能够在不改变变压器变比和直流工作点的情况下通过限制逆变的最小开关频率来增加正弦波中心位置的开关频率，使中心开关频率与正弦波两侧开关频率的差异更小，从而降低逆变输出电流THD。
附图说明
图1为加入了可变抽头变压器的BCM反激变换器结构。
图2为反激BCM反激逆变器结构图。
图3为反激BCM反激逆变器简化等效电路。
图4为反激BCM反激逆变器一次侧开关管开通时一次侧回路示意图。
图5为反激BCM反激逆变器一次侧开关管关断时二次侧回路示意图。
图6为一次侧和二次侧电流波形图(局部)。
图7为一次侧和二次侧电流波形图。
图8为采用可变电感时的一次侧和二次侧电流波形图。
图9为在磁滞回线中两个不同直流工作点下的工作点轨迹。
图10为按角度划分分段控制区域。
图11为变压器各抽头的匝数配比示意图。
图12为变压器的抽头开关切换控制策略图。
具体实施方式
以下结合具体实施例对本发明作进一步说明。
一种BCM反激逆变器的多抽头变压器电感分段配置和控制方法，其特征在于：所述分段配置和控制方法在满足如下条件的带变压器的逆变电路中实现：至少设有一个逆变相角信号的来源；至少设有一个变压器，所述变压器带有多个抽头，而且一次侧和二次侧所拥有的抽头数量相等，抽头数量不限，根据所需要分段控制的K个电感值，则在单边侧设有K+1个抽头；一次侧各抽头之间的匝数按总匝数对应的电感值进行划分；二次侧各抽头之间的匝数按一次侧匝数的平方数进行划分；在二次侧还连接有改变逆变波形的H4桥；
所述BCM反激逆变器的多抽头变压器电感分段配置和控制方法，通过将不同匝数对应的抽头接入半导体开关，通过控制器对其通断进行控制，一次只接通一对开关，连接变压器与变换器的前后级，实现电感值的步进变化；包括如下步骤：
一、电感分配与变压器匝数分配：
1)推导反激BCM逆变器开关频率与电感的关系：
当一次侧开关管导通时，由KVL推出反激逆变器变压器一次侧的电流与电压的关系如下式(1)所示：
其中，uL为折算到一次侧的电感电压，uL≈Vdc，Vdc为逆变输入电压，L为折算到一次侧的变压器电感值，ip为变压器一次侧电流/输入侧电流；故一次侧电流上升的斜率如式(2)所示：
由于BCM反激逆变器的工作方式是使一次侧电流的包络线呈正弦规律变化的，故通过正弦变化参考电流iref和ip的比较、iLs和0A的比较来控制开关通断，iLs为二次侧电流；当iLs≤0A时，一次侧开关导通；当ip>iref时，一次侧开关关断，故一次侧开关开通时间TON如式(3)所示：
联立(2)和(3)，得到如下计算TON的公式：
开关管关断时，忽略二极管压降，变压器二次侧的电感电压uLs计算如公式(5)，由于逆变输出的负半周电压是由H桥控制将uLs翻转后得到的，故uLs≥0；
uLs＝|Vac| (5)
其中，Vac为交流侧电压，其值为VAC*sin(ωt)，VAC为交流侧并网电压峰值，ω为角频率；定义变压器变比
Np为变压器一次侧匝数，Ns为变压器二次侧匝数，变压器两侧的电感量分别为L和L/n2，故由(1)(5)可知式(6)：
由此推出(7)，即为一次侧开关管关断时所需时间TOFF；
BCM变换器工作的开关频率Tsw可以由(3)(7)表示为式(8)：
由(8)可知，随着相角趋于正弦中心，开关频率是逐渐增大的，当逆变工作于过正弦零点位置时，开关频率达到最大，最大开关频率计算如式(9)所示：
在输入电压和参考电流稳定时，一次侧电流斜率不变，二次侧电流的下降时间不变，开关占空比连续变化；
2)变压器电感的影响参数推导：
通过控制变压器的电感，使其在中心位置处电感值L降低，从而缩短一次侧电流上升时间，如此便可以控制BCM的开关周期，使开关频率变化量更小，降低输出电流的THD，变压器电感值的定义式如下所示：
其中ζ为变压器磁芯的等效磁路长度，单位m，A为变压器的有效截面积，单位为m2，N为线圈匝数，μ为磁导率，单位为NA-2，μ的值取决于不同材料的磁滞回线，而磁滞回线上的工作点由可以由式(12)表示，其中磁场强度H的大小由磁芯电流I确定，在变压器磁芯的匝数N不变时，μ由变压器的电流I决定，故(10)又可以写成(11)的形式，此时可知变压器的电感值L完全由磁芯的工作电流I确定；
其中B为变压器的磁感应强度；
以式(11)和(12)为基础，不通过控制μ来控制电感L的变化，而是通过改变变压器接入电路中的匝数N来控制电感值，以此来控制开关频率，同时改变变压器接入电路的一次侧匝数Np和二次侧匝数Ns，并保持变比n不改变，控制可变电感值满足式(13)，其中L0为初始电感值：
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联立式(8)，得到式(14)：/>
3)正弦输出周期的分段：
将正弦半波的前90°进行K分段，分为K个不同的电感值区间，将第一个电感值区间(0,θ1]的最大开关周期θ1处的
作为参考周期Tref，限制整个工况的开关周期上限值，即最小开关频率，设定第一个电感值区间的电感为L1，整个正弦输出周期钟最大开关周期被限制在Tref；
4)计算各个相角位置所需要的电感值：
令其它分段区域的最大开关周期等于参考周期，使在其它的θi处的开关周期等于参考周期；如式(15)(16)所示：
通过改变电感值，使工作在相角为θ1、θ2、θ3、...、θi处的电感值都相同，计算各分段区域电感的公式如下所示：
5)计算变压器各个抽头对应的匝数：
当合适的Li都分段好之后，可以通过式(13)推算匝数N的值，计算公式如下：
变压器匝数和对应抽头的分配在开始变压器结构设计之前计算完成，可以按照图11设计变压器各抽头对应的匝数。
二、控制方法：
正弦半波的(90°,180°]范围与(0°,90°]范围关于90°位置中心对称，由于BCM逆变输出为正弦半波电流，改变逆变波形的方向由H4桥处理，故相角(180°,360°]处的控制方法与(0°,180°]完全一致；包括如下步骤：
1)检测来自于锁相环的输出相角，记为λ；
2)相角λ对Π求余，得到半周期相角值λhf；
3)如果半周期相角值λhf小于90°，说明工作于电感递减区间，否则工作于电感递增区间；
4)若二次侧电流降低为0，半周期相角λhf在对应分段区域时，即λn<λhf<λm+1时，关断其它开关，仅打开第m+1对开关。
如此，整个工作范围内的开关周期最大值被限制在了Tθ1，降低了正弦中心位置的开关周期，增大了开关频率，提高了THD。
本实施例中，所述逆变相角信号的来源源于锁相环或其它的并网相角的信号，二者均可实现该功能；所述变压器的抽头开关切换方式包括但不限于采用硬件控制和软件控制来实现；在二次侧电流的过零位置再进行变压器抽头的切换，为了保证THD处于较低水平，以减小开关动作时产生的高电流尖峰和电压振荡。
图3为反激BCM反激逆变器简化等效电路，由于BCM反激逆变器输出为正弦半波电流，交流输出方向的变化由H4桥控制，因此电网和H4桥可以等效为一个正弦半波的电压源。
图4为反激BCM反激逆变器一次侧开关管开通时一次侧回路示意图，一次侧开关导通时，输入电源和解耦电容通过回路对变压器磁芯充能，变压器一次侧电流上升。
图5为反激BCM反激逆变器一次侧开关管关断时二次侧回路示意图，由于一次侧回路已经断开，磁芯通过二次侧回路的输出二极管进行放电，输出电流到电网。
图6为一次侧和二次侧电流波形图(局部)，BCM(临界导通模式)下的逆变器通过参考电流Iref对变压器一次侧和二次侧电流进行滞环控制，参考电流呈正弦规律变化，使输出电流包络线呈现正弦波。
图7为采用固定电感值变压器的一次侧和二次侧电流波形图，此时在正弦中心位置开关频率较低，两边开关频率较高。
图8为采用可变电感时的一次侧和二次侧电流波形图，由于对电感值的控制，此时正弦中心位置和两边的开关频率都较高，有利于降低输出波形的THD。
图9为在磁滞回线中两个不同直流工作点下的工作点轨迹，磁性元件的电感值与磁滞回线的斜率呈正比，若要通过直流偏置电流降低电感值，需要使得工作点上移(即降低斜率)，例如使得工作点从A向B移动，但这样会使工作区域接近磁饱和值BS。
图10为按角度划分分段控制区域，划分区域的多少据变压器具体可分段的匝数、变压器封装上允许的最大抽头数量和设计者对电感分段数量的需求确定。
图11为变压器各抽头的匝数配比示意图，为变压器的输入、输出抽头设计的参考。
图12为变压器的抽头开关切换控制策略图，该流程由程序控制实现，但不限于模拟方法实现。
本发明要求保护的范围不限于以上具体实施方式，而且对于本领域技术人员而言，本发明可以有多种变形和更改，凡在本发明的构思与原则之内所作的任何修改、改进和等同替换都应包含在本发明的保护范围之内。
Claims (5)
1.一种BCM反激逆变器的多抽头变压器电感分段配置和控制方法，其特征在于：所述分段配置和控制方法在满足如下条件的带变压器的逆变电路中实现：至少设有一个逆变相角信号的来源；至少设有一个变压器，所述变压器带有多个抽头，而且一次侧和二次侧所拥有的抽头数量相等，抽头数量不限，根据所需要分段控制的K个电感值，则在单边侧设有K+1个抽头；一次侧各抽头之间的匝数按总匝数对应的电感值进行划分；二次侧各抽头之间的匝数按一次侧匝数的平方数进行划分；在二次侧还连接有改变逆变波形的H4桥；
所述BCM反激逆变器的多抽头变压器电感分段配置和控制方法，通过将不同匝数对应的抽头接入半导体开关，通过控制器对其通断进行控制，一次只接通一对开关，连接变压器与变换器的前后级，实现电感值的步进变化；包括如下步骤：
一、电感分配与变压器匝数分配：
1)推导反激BCM逆变器开关频率与电感的关系：
当一次侧开关管导通时，由KVL推出反激逆变器变压器一次侧的电流与电压的关系如下式(1)所示：
其中，uL为折算到一次侧的电感电压，uL≈Vdc，Vdc为逆变输入电压，L为折算到一次侧的变压器电感值，ip为变压器一次侧电流/输入侧电流；故一次侧电流上升的斜率如式(2)所示：
由于BCM反激逆变器的工作方式是使一次侧电流的包络线呈正弦规律变化的，故通过正弦变化参考电流iref和ip的比较、iLs和0A的比较来控制开关通断，iLs为二次侧电流；当iLs≤0A时，一次侧开关导通；当ip>iref时，一次侧开关关断，故一次侧开关开通时间TON如式(3)所示：
联立(2)和(3)，得到如下计算TON的公式：
开关管关断时，忽略二极管压降，变压器二次侧的电感电压uLs计算如公式(5)，由于逆变输出的负半周电压是由H桥控制将uLs翻转后得到的，故uLs≥0；
其中，Vac为交流侧电压，其值为VAC*sin(ωt)，VAC为交流侧并网电压峰值，ω为角频率；定义变压器变比
Np为变压器一次侧匝数，Ns为变压器二次侧匝数，变压器两侧的电感量分别为L和L/n2，故由(1)(5)可得式(6)：/>
由此推出(7)，即为一次侧开关管关断时所需时间TOFF；
BCM变换器工作的开关频率Tsw可以由(3)(7)表示为式(8)：
由(8)可知，随着相角趋于正弦中心，开关频率是逐渐增大的，当逆变工作于过正弦零点位置时，开关频率达到最大，最大开关频率计算如式(9)所示：
在输入电压和参考电流稳定时，一次侧电流斜率不变，二次侧电流的下降时间不变，开关占空比连续变化；
2)变压器电感的影响参数推导：
通过控制变压器的电感，使其在中心位置处电感值L降低，从而缩短一次侧电流上升时间，如此便可以控制BCM的开关周期，使开关频率变化量更小，降低输出电流的THD，变压器电感值的定义式如下所示：
其中ζ为变压器磁芯的等效磁路长度，单位m，A为变压器的有效截面积，单位为m2，N为线圈匝数，μ为磁导率，单位为NA-2，μ的值取决于不同材料的磁滞回线，而磁滞回线上的工作点由式(12)表示，其中磁场强度H的大小由磁芯电流I确定，在变压器磁芯的匝数N不变时，μ由变压器的电流I决定，故(10)又可以写成(11)的形式，此时可知变压器的电感值L完全由磁芯的工作电流I确定；
其中B为变压器的磁感应强度；
以式(11)和(12)为基础，不通过控制μ来控制电感L的变化，而是通过改变变压器接入电路中的匝数N来控制电感值，以此来控制开关频率，同时改变变压器接入电路的一次侧匝数Np和二次侧匝数Ns，并保持变比n不改变，控制可变电感值满足式(13)，其中L0为初始电感值：
控制匝数N变化，使
其中/>
联立式(8)，得到式(14)：
3)正弦输出周期的分段：
将正弦半波的前90°进行K分段，分为K个不同的电感值区间，将第一个电感值区间(0,θ1]的最大开关周期θ1处的
T作为参考周期Tref，限制整个工况的开关周期上限值，即最小开关频率，设定第一个电感值区间的电感为L1，整个正弦输出周期钟最大开关周期被限制在Tref；
4)计算各个相角位置所需要的电感值：
令其它分段区域的最大开关周期等于参考周期，使在其它的θi处的开关周期等于参考周期；如式(15)(16)所示：
通过改变电感值，使工作在相角为θ1、θ2、θ3、...、θi处的电感值都相同，计算各分段区域电感的公式如下所示：
5)计算变压器各个抽头对应的匝数：
当合适的Li都分段好之后，可以通过式(13)推算匝数N的值，计算公式如下：
变压器匝数和对应抽头的分配在开始变压器结构设计之前计算完成；
二、控制方法：
正弦半波的(90°,180°]范围与(0°,90°]范围关于90°位置中心对称，由于BCM逆变输出为正弦半波电流，改变逆变波形的方向由H4桥处理，故相角(180°,360°]处的控制方法与(0°,180°]完全一致；包括如下步骤：
1)检测来自于锁相环的输出相角，记为λ；
2)相角λ对Π求余，得到半周期相角值λhf；
3)如果半周期相角值λhf小于90°，说明工作于电感递减区间，否则工作于电感递增区间；
4)若二次侧电流降低为0，半周期相角λhf在对应分段区域时，即λn<λhf<λm+1时，关断其它开关，仅打开第m+1对开关。
2.根据权利要求1所述的一种BCM反激逆变器的多抽头变压器电感分段配置和控制方法，其特征在于：所述逆变相角信号的来源源于锁相环或其它的并网相角的信号。
3.根据权利要求1所述的一种BCM反激逆变器的多抽头变压器电感分段配置和控制方法，其特征在于：所述变压器的抽头开关切换方式包括采用硬件控制和软件控制来实现。
4.根据权利要求1所述的一种BCM反激逆变器的多抽头变压器电感分段配置和控制方法，其特征在于：在二次侧电流的过零位置再进行变压器抽头的切换。
5.根据权利要求1所述的一种BCM反激逆变器的多抽头变压器电感分段配置和控制方法，其特征在于：所述半导体开关可更换为隔离驱动器驱动开关。
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