CN113839556A - Dc-dc变换器及其控制电路 - Google Patents

Abstract

本申请公开了一种DC‑DC变换器及其控制电路，控制电路包括电流偏置电路、电流采样电路、误差放大器、PWM比较器、驱动电路以及省流比较器，省流比较器用于将误差放大信号与第二基准电压进行比较，并根据比较结果生成一省流控制信号，省流控制信号表征DC‑DC变换器工作于轻载模式还是重载模式，电流偏置电路根据省流控制信号调节输出的偏置电流的电流值，以在DC‑DC变换器从重载模式切换至轻载模式时减小偏置电流的电流值，从而在DC‑DC变换器工作在轻载模式时降低电路中各个模块的电流，可以实现极低的静态功耗。

Description

DC-DC变换器及其控制电路

技术领域

本发明涉及电子技术领域，更具体地，涉及一种DC-DC变换器及其控制电路。

背景技术

随着电力电子产品的需求和半导体技术的发展，电源管理芯片在便携式电脑、移动电话、个人数字助理以及其他便携或非便携电子设备中的应用更加广泛。开关电源中DC-DC变换器因转换效率高、输出电流大、静态电流小、输出负载范围宽等优点而被广泛应用。DC-DC变换器是将误差信号转换为占空比控制信号来驱动功率开关管的导通和关断，进而将输入电压转换为固定输出电压的电压变换器。

如图1示出根据现有技术的一种DC-DC变换器的电路示意图。如图1所示，DC-DC变换器100包括集成在同一集成电路芯片中的功率级电路和控制电路110。控制电路110包括误差放大器101、PWM比较器102、驱动电路103和电流采样电路104。功率级电路包括电感L1、主开关管Mn、同步开关管Mp、和输出电容Cout等分立元件。

控制电路110通过控制主开关管Mn和同步开关管Mp的导通和关断来为负载RL提供直流输出电压Vout。在每个开关周期中，主开关管Mn和同步开关管Mp交替导通和关断，使得电感L1交替储存电能和供给电能。DC-DC变换器100开始工作时，主开关管Mn导通，同步开关管Mp关断，电感L1开始储存电能，然后主开关M1关断，同步开关管Mp导通，电感L1开始向输出电容Cout供给电能，使得直流输出电压Vout逐渐升高。

误差放大器101用于将输出电压Vout与一基准电压Vref进行比较，并获得二者之间的误差放大信号Vc。电流采样电路104通过检测流过主开关管Mn的电流得到电流检测信号Is。PWM比较器102用于将误差放大信号Vc与该电流检测信号Is进行比较，以获得一比较信号。驱动电路103根据所述比较信号和一时钟信号产生用于控制主开关管Mn和同步开关管Mp的驱动信号。驱动信号例如为具有一定占空比的脉宽调制信号，通过调节驱动信号的占空比，可以将输出电压Vout维持在恒定值。

现有的DC-DC变换器100可通过检测负载电流来控制变换器在重载情况下工作在正常模式下，在轻载情况下工作在省流模式下。在省流模式下可通过减小大部分模块中的电流，例如误差放大器101和电流采样电路104等，来保证芯片在轻载时能够正常工作且保持超低功耗。但是在省流模式到正常模式切换过程中，往往会出现环路建立时间长、响应慢，从而引起输出电压过冲或者下冲大，造成输出电压纹波大，影响后级系统正常工作的问题。

发明内容

鉴于上述问题，本发明的目的在于提供一种DC-DC变换器及其控制电路，降低DC-DC变换器在模式切换时的输出电压的纹波，提高电路的瞬态响应速度。

根据本发明实施例的一方面，提供了一种DC-DC变换器的控制电路，所述DC-DC变换器包括彼此连接的主开关管、同步开关管、电感以及输出电容，其中，所述控制电路包括：电流偏置电路，用于生成至少一个偏置电流；电流采样电路，用于检测流经所述主开关管的电流以获得电流检测信号；误差放大器，用于在所述偏置电流的控制下，根据所述DC-DC变换器的输出电压与第一基准电压生成一误差放大信号；PWM比较器，用于将所述电流检测信号和所述误差放大信号进行比较，以获得一比较信号；驱动电路，用于根据所述比较信号和一时钟信号生成一驱动信号，所述驱动信号用于控制所述主开关管和所述同步开关管的导通和关断；以及省流比较器，用于将所述误差放大信号与第二基准电压进行比较，并根据比较结果生成一省流控制信号，所述省流控制信号表征所述DC-DC变换器工作于轻载模式还是重载模式，其中，所述电流偏置电路根据所述省流控制信号调节所述偏置电流的电流值。

优选地，所述电流偏置电路被配置为在所述省流控制信号表征所述DC-DC变换器从重载模式切换至轻载模式时减小所述偏置电流的电流值，以及在所述省流控制信号表征所述DC-DC变换器从轻载模式切换至所述重载模式时增大所述偏置电流的电流值。

优选地，当所述省流控制信号为高电平信号时，所述DC-DC变换器工作于轻载模式，当所述省流控制信号为低电平信号时，所述DC-DC变换器工作于重载模式。

优选地，所述电流偏置电路包括：第一电流源，用于产生第一电流；第一电流镜，所述第一电流镜的供电端与输入电压连接，所述第一电流镜的输入端与所述第一电流源连接于第一节点，所述第一电流镜的第一输出端用于提供第一偏置电流；调节模块，与所述第一节点连接，所述调节模块用于在所述省流控制信号为高电平信号时增大所述第一节点的电压，以减小所述第一偏置电流的电流值。

优选地，所述电流偏置电路还包括：单脉冲模块，适于根据所述省流控制信号的下降沿生成一单脉冲信号；第一充电模块，适于根据所述单脉冲信号向所述第一节点提供第一充电电流，以减小所述第一节点的电压。

优选地，所述电流偏置电路还包括：第二电流镜，所述第二电流镜的供电端接地，所述第二电流镜的输入端与所述第一电流镜的第二输出端连接于第二节点，所述第二电流镜的输出端用于提供第二偏置电流，所述第二偏置电流的电流值受控于所述第二节点的电压；以及第二充电模块，适于根据所述单脉冲信号的反相信号向所述第二节点提供第二充电电流，增大所述第二节点的电压。

优选地，所述调节模块包括：依次连接于所述输入电压和所述第一节点之间的第一晶体管和第二晶体管，所述第一晶体管构成二极管结构；所述第二晶体管的控制端受控于所述省流控制信号的反相信号。

优选地，所述第一电流镜包括：第三至第五晶体管，所述第三至第五晶体管的控制端彼此连接，所述第三至第五晶体管的第一端与所述输入电压连接，第三晶体管的第二端与所述第一节点连接，第四晶体管的第二端与所述第二节点连接，第五晶体管的第二端用于提供所述第一偏置电流。

优选地，所述第二电流镜包括：第六晶体管和第七晶体管，所述第六晶体管和所述第七晶体管的控制端彼此连接，所述第六晶体管的第一端与所述第二节点连接，所述第七晶体管的第一端用于提供所述第二偏置电流，所述第六晶体管和所述第七晶体管的第二端与地连接。

优选地，所述第一至第五晶体管分别选自P型的金属氧化物半导体场效应晶体管，所述第六晶体管和所述第七晶体管分别选自N型的金属氧化物半导体场效应晶体管。

优选地，所述第一晶体管和所述第三晶体管的宽长比之比为n:1，n为大于1的整数。

优选地，所述第一充电模块包括：第二电流源，用于提供第二电流；以及第八晶体管，所述第八晶体管的第一端与所述第一节点连接，所述第八晶体管的第二端与所述第二电流源连接，所述第八晶体管的控制端受控于所述单脉冲信号，其中，所述第八晶体管适于在导通时根据所述第二电流向所述第一节点提供所述第一充电电流。

优选地，所述第二充电模块包括：第三电流源，用于提供第三电流；以及第九晶体管，所述第九晶体管的第一端与所述第三电流源连接，所述第九晶体管的第二端与所述第二节点连接，所述第九晶体管的控制端受控于所述单脉冲信号的反相信号，其中，所述第九晶体管适于在导通时根据所述第三电流向所述第二节点提供所述第二充电电流。

优选地，所述第八晶体管选自N型的金属氧化物半导体场效应晶体管，所述第九晶体管选自P型的金属氧化物半导体场效应晶体管。

优选地，所述单脉冲模块包括：依次连接的第一反相器、第二反相器、电阻以及第三反相器，所述第一反相器的输入端用于接收所述省流控制信号；一电容，所述电容的第一端与所述电阻和所述第三反相器的中间节点连接，所述电容的第二端接地；以及一或非门，所述或非门的第一输入端与所述第三反相器的输出端连接，所述或非门的第二输入端接收所述省流控制信号，所述或非门的输出端用于提供所述单脉冲信号。

根据本发明实施例的另一方面，提供了一种DC-DC变换器，包括：彼此连接的主开关管、同步开关管、电感以及输出电容；以及上述的控制电路。

本发明实施例的DC-DC变换器及其控制电路具有以下有益效果。

该控制电路包括电流偏置电路、电流采样电路、误差放大器、PWM比较器、驱动电路以及省流比较器，省流比较器用于将误差放大信号与第二基准电压进行比较，并根据比较结果生成一省流控制信号，省流控制信号表征DC-DC变换器工作于轻载模式还是重载模式。其中，电流偏置电路根据所述省流控制信号调节所述偏置电流的电流值，以在DC-DC变换器从重载模式切换至轻载模式时减小所述偏置电流的电流值，从而在DC-DC变换器工作在轻载模式时降低电路中各个模块的电流，可以实现极低的静态功耗。

进一步的，电流偏置电路还用于在DC-DC变换器从轻载模式切换至重载模式时，在一定的脉冲时间内使得DC-DC变换器的各个模块的偏置电流迅速恢复到正常值附近，以保证DC-DC变换器进行快速的模式切换，解决DC-DC变换器在轻载模式切换至重载模式时响应时间过长，导致当负载发生变化时，输出电压的纹波较大，电路的瞬态响应较差的问题。

附图说明

通过以下参照附图对本发明实施例的描述，本发明的上述以及其他目的、特征和优点将更为清楚，在附图中：

图1示出根据现有技术的一种DC-DC变换器的电路示意图；

图2示出根据本发明第一实施例的一种电子设备的结构示意图；

图3示出根据本发明第二实施例的一种DC-DC变换器的电路示意图；

图4示出图3中的电流偏置电路的结构示意图；

图5示出图4中的单脉冲模块的结构示意图；

图6示出本发明实施例的电流偏置电路和现有技术的电流偏置电路的输出示意图。

具体实施方式

以下将参照附图更详细地描述本发明的各种实施例。在各个附图中，相同的元件采用相同或类似的附图标记来表示。为了清楚起见，附图中的各个部分没有按比例绘制。

应当理解，在以下的描述中，“电路”可包括单个或多个组合的硬件电路、可编程电路、状态机电路和/或能存储由可编程电路执行的指令的元件。当称元件或电路“连接到”另一元件或称元件/电路“连接在”两个节点之间时，它可以直接耦合或连接到另一元件或者可以存在中间元件，元件之间的连接可以是物理上的、逻辑上的、或者其结合。相反，当称元件“直接耦合到”或“直接连接到”另一元件时，意味着两者不存在中间元件。

在本申请中，开关管是工作开关模式以提供电流路径的晶体管，包括选自双极晶体管或场效应晶体管的一种。开关管的第一端和第二端分别是电流路径上的高电位端和低电位端，控制端用于接收驱动信号以控制开关管的导通和关断。MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor，金属氧化物半导体场效应晶体管)包括第一端、第二端和控制端，在MOSFET的导通状态，电流从第一端流至第二端。P型MOSFET的第一端、第二端和控制端分别为源极、漏极和栅极，N型MOSFET的第一端、第二端和控制端分别为漏极、源极和栅极。

下面结合附图和实施例对本发明进一步说明。

图2示出根据本发明第一实施例的电子设备的结构示意图。如图2所示，电子设备200包括电源201、DC-DC变换器202、以及负载203。该电子设备200可以是笔记本电脑、移动电话、个人数据助理等多种设备。电源201可以是锂离子电池等多种电源，用于向DC-DC变换器202提供一输入电压Vin。DC-DC变换器202将输入电压Vin转换为固定的输出电压Vout并提供给负载203。为了方便说明，在图2中仅示出一个DC-DC变换器和负载，但是可以理解的是，实际上电子设备200可以有多个DC-DC变换器和多个负载。

图3示出根据本发明第二实施例的DC-DC变换器的电路示意图。如图3所示，DC-DC变换器202包括集成在同一集成电路芯片中的功率级电路和控制电路210。控制电路210包括误差放大器211、PWM比较器212、驱动电路213、电流采样电路214、省流比较器215以及电流偏置电路216。功率级电路包括电感L1、主开关管Mn、同步开关管Mp、和输出电容Cout等分立元件。

DC-DC变换器202用于为负载203提供直流输出电压Vout。参照图3，功率级电路的电感L1和主开关管Mn串联连接在直流输入电压Vin和地之间，同步开关管Mp的第一端连接至电感L1和主开关管Mn之间的节点，第二端连接至直流输出电压Vout端，输出电容Cout连接在同步开关管Mp的第二端和地之间。控制电路210用于控制主开关管Mn和同步开关管Mp的导通和关断。主开关管Mn例如采用N型MOSFET，同步开关管Mp例如采用P型MOSFET，在每个开关周期中，主开关管Mn和同步开关管Mp交替导通和关断，使得电感L1交替储存电能和供给电能。DC-DC变换器202开始工作时，主开关管Mn导通，同步开关管Mp关断，电感L1开始储存电能，然后主开关M1关断，同步开关管Mp导通，电感L1开始向输出电容Cout供给电能，使得直流输出电压Vout逐渐升高。

在本发明其他实施例中，主开关管Mn和同步开关管Mp也可以是其他种类的晶体管，例如NPN达林顿管、NPN型双极性晶体管、PNP型双极性晶体管等。

误差放大器211用于将输出电压Vout与第一基准电压Vref1进行比较，并获得二者之间的误差放大信号Vc。在一种实施例中，误差放大器211的反相输入端用于接收一表征输出电压Vout的反馈信号。反馈信号的电压的大小可以等于输出电压Vout，也可以小于输出电压Vout。例如可以通过串联的电阻R1和电阻R2构成的分压网络作为反馈电阻网络来得到所述反馈信号。误差放大器211的正相输入端用于接收所述第一基准电压Vref1。该第一基准电压Vref1可以有多种来源，例如通过带隙基准电路实现。

电流采样电路214通过检测流过主开关管Mn的电流得到电流检测信号Is。

PWM比较器212用于将误差放大信号Vc与该电流检测信号Is进行比较，以获得一比较信号。

驱动电路213根据所述比较信号和一时钟信号产生用于控制主开关管Mn和同步开关管Mp的驱动信号。驱动信号例如为具有一定占空比的脉宽调制信号，通过调节驱动信号的占空比，可以将输出电压Vout维持在恒定值。

省流比较器215用于将误差放大信号Vc与第二基准电压Vref2进行比较，根据比较结果生成省流控制信号Save，省流控制信号Save用于表征DC-DC变换器工作于轻载模式还是重载模式。进一步的，当省流控制信号Save为高电平信号时，DC-DC变换器工作在轻载模式下；当省流控制信号Save为低电平信号时，变换器工作在重载模式下。在一种实施例中，省流比较器215的反相输入端用于接收所述误差放大信号Vc，正相输入端用于接收所述第二基准电压Vref2。该第二基准电压Vref2可以有多种来源，例如通过带隙基准电路实现。

电流偏置电路216用于产生至少一个偏置电流Ibias，该偏置电流Ibias用于保证DC-DC变换器中的各个模块的正常工作电流。例如，该偏置电流Ibias可以保证DC-DC变换器中的运算放大器工作在线性范围，为运算放大器提供直流工作点。其中，电流偏置电路216还用于接收所述省流控制信号Save，并根据所述省流控制信号Save调节所述偏置电流Ibias的电流值，以在DC-DC变换器从重载模式切换至轻载模式时减小所述偏置电流Ibias的电流值，在所述DC-DC变换器从轻载模式切换至重载模式时增大所述偏置电流Ibias的电流值，从而在DC-DC变换器工作在轻载模式时降低电路中各个模块的电流，可以实现极低的静态功耗。

进一步的，电流偏置电路216还用于在DC-DC变换器从轻载模式切换至重载模式时，在一定的脉冲时间内使得DC-DC变换器的各个模块的偏置电流迅速恢复到正常值附近，以保证DC-DC变换器进行快速的模式切换，解决DC-DC变换器在轻载模式切换至重载模式时响应时间过长，导致当负载发生变化时，输出电压的纹波较大，电路的瞬态响应较差的问题。

图4示出根据本发明第二实施例的DC-DC变换器中的电流偏置电路的电路示意图。如图4所示，第一电流源I1、第一电流镜2161、第二电流镜2162、调节模块2163、第一充电模块2164、第二充电模块2165以及单脉冲模块2166。

第一电流镜2161的供电端与输入电压Vin连接，第一电流镜2161的输入端与第一电流源I1连接于第一节点A，第一电流镜2161的一个输出端用于提供第一偏置电流Ibias1，第一电流镜2161的另一个输出端与第二电流镜2162的输入端连接于第二节点B，第二电流镜2162的输出端用于提供第二偏置电流Ibias2。其中，第一电流源I1用于提供第一电流，第一电流镜2161适于根据第一电流得到所述第一偏置电流Ibias，第一偏置电流Ibias的电流值受控于第一节点A的电压，第二电流镜2162适于根据第一电流镜2161的输出电流得到所述第二偏置电流Ibias2，所述第二偏置电流Ibias2的电流值受控于第二节点B的电压。

进一步的，第一电流镜2161包括晶体管Mp3-Mp5，晶体管Mp3-Mp5的控制端彼此连接，晶体管Mp3的第二端和控制端连接，晶体管Mp3-Mp5的第一端作为第一电流镜2161的供电端与输入电压Vin连接，晶体管Mp3的第二端作为第一电流镜2161的输入端与第一节点A连接，晶体管Mp4的第二端作为第一电流镜2161的第二输入端与第二节点B连接，晶体管Mp5的第二端作为第一电流镜2161的第一输入端用于提供第一偏置电流Ibias1。

第二电流镜2162包括晶体管Mn1和晶体管Mn2，晶体管Mn1和晶体管Mn2的控制端彼此连接，晶体管Mn1的第一端和控制端连接，晶体管Mn1和晶体管Mn2的第二端作为第二电流镜2162的供电端与地连接，晶体管Mn1的第一端作为第二电流镜2162的输入端与第二节点B连接，晶体管Mn2的第一端作为第二电流镜2162的输出端用于提供第二偏置电流Ibias2。

需要说明的是，虽然上述实施例以第一电流镜2161和第二电流镜2162分别输出一个偏置电流为例进行说明，但是，在另外一些实施例中，第一电流镜2161和第二电流镜2162也可以分别输出多个偏置电流。通过改变第一电流镜2161和第二电流镜2162的电路结构使得其可以输出多个偏置电流的方法为本领域的常规技术，本发明对此不作限制。

进一步的，调节模块2163连接于所述输入电压Vin与第一节点A之间。调节模块2163用于在省流控制信号Save为高电平信号时减小第一节点A的电压，以减小所述第一偏置电流Ibias的电流值。进一步的，调节模块2163包括晶体管Mp1和晶体管Mp2，晶体管Mp1和晶体管Mp2依次连接于输入电压Vin和第一节点A之间，晶体管Mp1连接成二极管结构，晶体管Mp2的控制端受控于省流控制信号Save的反相信号。

其中，晶体管Mp1-Mp5例如选自P型MOSFET，晶体管Mn1和晶体管Mn2选自N型MOSFET，且晶体管Mp1和晶体管Mp3的宽长比为n:1，n为大于1的整数。当DC-DC变换器工作于轻载模式时，省流控制信号Save为高电平信号，晶体管Mp2导通，晶体管Mp1与晶体管Mp3并联连接，由于晶体管Mp1的分流，第一节点A的电压减小，此时流经晶体管Mp4和晶体管Mp5的电流变为原来的1/(1+n)，流经晶体管Mn1和晶体管Mn2的电流也变为原来的1/(1+n)，也即，第一偏置电流Ibias1和第二偏置电流Ibias2的电流值变为原来的1/(1+n)，从而在DC-DC变换器工作在轻载模式时降低电路中各个模块的电流，可以实现极低的静态功耗。进一步的，通过改变晶体管Mp1和晶体管Mp3的宽长比之比，来进一步调节DC-DC变换器在轻载模式下的静态功耗。

进一步的，单脉冲模块2166适于根据省流控制信号Save的下降沿生成一单脉冲信号oneshotA。第一充电模块2164适于根据所述单脉冲信号oneshotA向第一节点A提供第一充电电流，增大第一节点A的电压，以增大第一偏置电流Ibias1的电流值。进一步的，第一充电模块2164包括晶体管Mn0和第二电流源I2，晶体管Mn0的第一端与第一节点A连接，第二端与第二电流源I2连接，控制端受控于所述单脉冲信号oneshotA。第二电流源I2用于提供第二电流，晶体管Mn0适于在导通时根据所述第二电流向第一节点A提供所述第一充电电流。其中，晶体管Mn0例如选自N型MOSFET，晶体管Mn0在单脉冲信号oneshotA为高电平信号时导通，晶体管Mn0在单脉冲信号oneshotA为低电平信号时关断。

第二充电模块2165适于根据单脉冲信号oneshotA的反相信号oneshotB向第二节点B提供第二充电电流，增大第二节点B的电压，以增大第二偏置电流Ibias2的电流值。进一步的，第二充电模块2165包括晶体管Mp0和第三电流源I3，晶体管Mp0的第一端与第三电流源I3连接，第二端与第二节点B连接，控制端受控于单脉冲信号oneshotA的反相信号oneshotB。第三电流源I3用于提供第三电流，晶体管Mp0适于在导通时根据第三电流向第二节点B提供所述第二充电电流。其中，晶体管Mp0例如选自P型MOSFET，晶体管Mp0在单脉冲信号oneshotA为低电平信号时导通，晶体管Mp0在单脉冲信号oneshotA为高电平信号时关断。

进一步的，电流偏置电路216还包括反相器INV1和反相器INV2。反相器INV1的输入端接收省流控制信号Save，输出端与晶体管Mp2的控制端连接以提供省流控制信号Save反相信号。反相器INV2的输入端与单脉冲模块2166连接以接收单脉冲信号oneshotA，输出端与晶体管Mp0的控制端连接以提供单脉冲信号oneshotA的反相信号oneshotB。

图5示出图4中的单脉冲模块的结构示意图。如图5所示，单脉冲模块2166包括依次连接的反相器INV3、反相器INV4、电阻R1和反相器INV5、电容C1、以及或非门NOR1，反相器INV3的输入端用于接收所述省流控制信号Save，电容C1的第一端与电阻R1和反相器INV5的中间节点连接，电容C1的第二端接地，或非门NOR1的第一输入端与反相器INV5的输出端连接，或非门NOR1的第二输入端接收所述省流控制信号Save，或非门NOR1的输出端用于提供单脉冲信号oneshotA。

图6示出本发明实施例的电流偏置电路和现有技术的电流偏置电路的输出示意图。在图6中，曲线1、3、5、7分别表示本发明实施例的电流偏置电路中第二节点的电压VB、第二偏置电流Ibias2、第一节点的电压VA和第一偏置电流Ibias1的变化示意图；曲线2、4、6、8分别表示现有技术的电流偏置电路中第二节点的电压VB、第二偏置电流Ibias2、第一节点的电压VA和第一偏置电流Ibias1的变化示意图。下面参照图4和图6对本发明实施例的电流偏置电路的工作原理进行说明。

当DC-DC变换器工作在轻载模式时，第一节点的电压VA大于正常值(当DC-DC变换器工作在重载模式时，电路中各个模块正常工作，假设此时的第一节点的电压VA为正常值)，第二节点的电压VB小于正常值(当DC-DC变换器工作在重载模式时，电路中各个模块正常工作，假设此时的第二节点的电压VB为正常值)。

在现有的DC-DC变换器中，当变换器从轻载模式切换至重载模式时，第一节点的电压VA逐渐被拉低，同时第一偏置电流Ibias1的电流值也逐渐增大，当第一节点的电压VA被拉低至正常值附近时，第一偏置电流Ibias1增大到正常值，此外，第二节点的电压VB逐渐被拉高，同时第二偏置电流Ibias2的电流值也逐渐增大，当第二节点的电压VB被拉高至正常值附近时，第二偏置电流Ibias2增大到正常值，这一过程所需要的时间为t1。

在本发明实施例的电流偏置电路中，当DC-DC变换器从轻载模式切换至重载模式时，省流控制信号Save从高电平信号翻转为低电平信号，单脉冲模块生成一个时间宽度为t2的单脉冲信号oneshotA，晶体管Mn0和晶体管Mp0导通，利用第二电流源I2对第一节点A的寄生电容充电，在时间宽度t2内将第一节点的电压VA迅速拉低至正常值，利用第三电流源I3对第二节点B的寄生电容充电，使得第二节点B的电压可以迅速增大到正常值附近，从而可以快速增大第一偏置电流Ibias1和第二偏置电流Ibias2的电流值，当第一偏置电流Ibias1和第二偏置电流Ibias2增大到正常值附近时，DC-DC变换器中各个模块就可以正常工作了，从而解决了DC-DC变换器在轻载模式切换至重载模式时响应时间过长，输出电压的纹波较大，电路的瞬态响应较差的问题。

综上所述，本发明实施例的DC-DC变换器及其控制电路中，控制电路包括电流偏置电路、电流采样电路、误差放大器、PWM比较器、驱动电路以及省流比较器，省流比较器用于将误差放大信号与第二基准电压进行比较，并根据比较结果生成一省流控制信号，省流控制信号表征DC-DC变换器工作于轻载模式还是重载模式。其中，电流偏置电路根据所述省流控制信号调节所述偏置电流的电流值，以在DC-DC变换器从重载模式切换至轻载模式时减小所述偏置电流的电流值，从而在DC-DC变换器工作在轻载模式时降低电路中各个模块的电流，可以实现极低的静态功耗。

进一步的，电流偏置电路还用于在DC-DC变换器从轻载模式切换至重载模式时，在一定的脉冲时间内使得DC-DC变换器的各个模块的偏置电流迅速恢复到正常值附近，以保证DC-DC变换器进行快速的模式切换，解决DC-DC变换器在轻载模式切换至重载模式时响应时间过长，导致当负载发生变化时，输出电压的纹波较大，电路的瞬态响应较差的问题。

应当说明，尽管在本文中，将器件说明为某种N沟道或P沟道器件、或者某种N型或者P型掺杂区域，然而本领域的普通技术人员可以理解，根据本发明，互补器件也是可以实现的。本领域的普通技术人员可以理解，导电类型是指导电发生的机制，例如通过空穴或者电子导电，因此导电类型不涉及掺杂浓度而涉及掺杂类型，例如P型或者N型。本领域普通技术人员可以理解，本文中使用的与电路运行相关的词语“期间”、“当”和“当……时”不是表示在启动动作开始时立即发生的动作的严格术语，而是在其与启动动作所发起的反应动作(reaction)之间可能存在一些小的但是合理的一个或多个延迟，例如各种传输延迟等。本文中使用词语“大约”或者“基本上”意指要素值(element)具有预期接近所声明的值或位置的参数。然而，如本领域所周知的，总是存在微小的偏差使得该值或位置难以严格为所声明的值。本领域已恰当的确定了，至少百分之十(10％)(对于半导体掺杂浓度，至少百分之二十(20％))的偏差是偏离所描述的准确的理想目标的合理偏差。当结合信号状态使用时，信号的实际电压值或逻辑状态(例如“1”或“0”)取决于使用正逻辑还是负逻辑。

此外，还需要说明的是，在本文中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。

依照本发明的实施例如上文，这些实施例并没有详尽叙述所有的细节，也不限制该发明仅为的具体实施例。显然，根据以上描述，可作很多的修改和变化。本说明书选取并具体描述这些实施例，是为了更好地解释本发明的原理和实际应用，从而使所属技术领域技术人员能很好地利用本发明以及在本发明基础上的修改使用。本发明的保护范围应当以本发明权利要求所界定的范围为准。

Claims (16)

1.一种DC-DC变换器的控制电路，所述DC-DC变换器包括彼此连接的主开关管、同步开关管、电感以及输出电容，其中，所述控制电路包括：

电流偏置电路，用于生成至少一个偏置电流；

电流采样电路，用于检测流经所述主开关管的电流以获得电流检测信号；

误差放大器，用于在所述偏置电流的控制下，根据所述DC-DC变换器的输出电压与第一基准电压生成一误差放大信号；

PWM比较器，用于将所述电流检测信号和所述误差放大信号进行比较，以获得一比较信号；

驱动电路，用于根据所述比较信号和一时钟信号生成一驱动信号，所述驱动信号用于控制所述主开关管和所述同步开关管的导通和关断；以及

省流比较器，用于将所述误差放大信号与第二基准电压进行比较，并根据比较结果生成一省流控制信号，所述省流控制信号表征所述DC-DC变换器工作于轻载模式还是重载模式，

其中，所述电流偏置电路根据所述省流控制信号调节所述偏置电流的电流值。

2.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于，所述电流偏置电路被配置为在所述省流控制信号表征所述DC-DC变换器从重载模式切换至轻载模式时减小所述偏置电流的电流值，以及

在所述省流控制信号表征所述DC-DC变换器从轻载模式切换至所述重载模式时增大所述偏置电流的电流值。

3.根据权利要求2所述的控制电路，其特征在于，当所述省流控制信号为高电平信号时，所述DC-DC变换器工作于轻载模式，当所述省流控制信号为低电平信号时，所述DC-DC变换器工作于重载模式。

4.根据权利要求3所述的控制电路，其特征在于，所述电流偏置电路包括：

第一电流源，用于产生第一电流；

第一电流镜，所述第一电流镜的供电端与输入电压连接，所述第一电流镜的输入端与所述第一电流源连接于第一节点，所述第一电流镜的第一输出端用于提供第一偏置电流；

调节模块，与所述第一节点连接，所述调节模块用于在所述省流控制信号为高电平信号时增大所述第一节点的电压，以减小所述第一偏置电流的电流值。

5.根据权利要求4所述的控制电路，其特征在于，所述电流偏置电路还包括：

单脉冲模块，适于根据所述省流控制信号的下降沿生成一单脉冲信号；

第一充电模块，适于根据所述单脉冲信号向所述第一节点提供第一充电电流，以减小所述第一节点的电压。

6.根据权利要求4所述的控制电路，其特征在于，所述电流偏置电路还包括：

第二电流镜，所述第二电流镜的供电端接地，所述第二电流镜的输入端与所述第一电流镜的第二输出端连接于第二节点，所述第二电流镜的输出端用于提供第二偏置电流，所述第二偏置电流的电流值受控于所述第二节点的电压；以及

第二充电模块，适于根据所述单脉冲信号的反相信号向所述第二节点提供第二充电电流，增大所述第二节点的电压。

7.根据权利要求6所述的控制电路，其特征在于，所述调节模块包括：依次连接于所述输入电压和所述第一节点之间的第一晶体管和第二晶体管，

所述第一晶体管构成二极管结构；

所述第二晶体管的控制端受控于所述省流控制信号的反相信号。

8.根据权利要求7所述的控制电路，其特征在于，所述第一电流镜包括：

第三至第五晶体管，所述第三至第五晶体管的控制端彼此连接，所述第三至第五晶体管的第一端与所述输入电压连接，第三晶体管的第二端与所述第一节点连接，第四晶体管的第二端与所述第二节点连接，第五晶体管的第二端用于提供所述第一偏置电流。

9.根据权利要求8所述的控制电路，其特征在于，所述第二电流镜包括：

第六晶体管和第七晶体管，所述第六晶体管和所述第七晶体管的控制端彼此连接，所述第六晶体管的第一端与所述第二节点连接，所述第七晶体管的第一端用于提供所述第二偏置电流，所述第六晶体管和所述第七晶体管的第二端与地连接。

10.根据权利要求9所述的控制电路，其特征在于，所述第一至第五晶体管分别选自P型的金属氧化物半导体场效应晶体管，所述第六晶体管和所述第七晶体管分别选自N型的金属氧化物半导体场效应晶体管。

11.根据权利要求8所述的控制电路，其特征在于，所述第一晶体管和所述第三晶体管的宽长比之比为n:1，n为大于1的整数。

12.根据权利要求6所述的控制电路，其特征在于，所述第一充电模块包括：

第二电流源，用于提供第二电流；以及

第八晶体管，所述第八晶体管的第一端与所述第一节点连接，所述第八晶体管的第二端与所述第二电流源连接，所述第八晶体管的控制端受控于所述单脉冲信号，

其中，所述第八晶体管适于在导通时根据所述第二电流向所述第一节点提供所述第一充电电流。

13.根据权利要求12所述的控制电路，其特征在于，所述第二充电模块包括：

第三电流源，用于提供第三电流；以及

第九晶体管，所述第九晶体管的第一端与所述第三电流源连接，所述第九晶体管的第二端与所述第二节点连接，所述第九晶体管的控制端受控于所述单脉冲信号的反相信号，

其中，所述第九晶体管适于在导通时根据所述第三电流向所述第二节点提供所述第二充电电流。

14.根据权利要求13所述的控制电路，其特征在于，所述第八晶体管选自N型的金属氧化物半导体场效应晶体管，所述第九晶体管选自P型的金属氧化物半导体场效应晶体管。

15.根据权利要求5所述的控制电路，其特征在于，所述单脉冲模块包括：

依次连接的第一反相器、第二反相器、电阻以及第三反相器，所述第一反相器的输入端用于接收所述省流控制信号；

一电容，所述电容的第一端与所述电阻和所述第三反相器的中间节点连接，所述电容的第二端接地；以及

一或非门，所述或非门的第一输入端与所述第三反相器的输出端连接，所述或非门的第二输入端接收所述省流控制信号，所述或非门的输出端用于提供所述单脉冲信号。

16.一种DC-DC变换器，其特征在于，包括：

彼此连接的主开关管、同步开关管、电感以及输出电容；以及

权利要求1-15任一项所述的控制电路。

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