CN113746213A - 基于对称pssp补偿的原边调频控制强抗偏移wpt装置 - Google Patents

基于对称pssp补偿的原边调频控制强抗偏移wpt装置 Download PDF

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CN113746213A CN202110957423.2A CN202110957423A CN113746213A CN 113746213 A CN113746213 A CN 113746213A CN 202110957423 A CN202110957423 A CN 202110957423A CN 113746213 A CN113746213 A CN 113746213A
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Abstract

本发明的一种基于对称PSSP补偿的原边调频控制强抗偏移WPT装置，包括输入电源Um、驱动电路、补偿电路、感应补偿电路、耦合变压器、整流滤波电路、负载RL、DSP芯片和鉴相芯片，驱动电路的电源端、DSP芯片的电源端和鉴相芯片的电源端分别与输入电源Um电性连接，DSP芯片的信号接收端与鉴相芯片的信号输出端电性连接，鉴相芯片信号采集端与补偿电路的输入端电性连接，驱动电路的输入端与补偿电路的输入端电性连接，补偿电路的输出端与耦合变压器的输入端电性连接，耦合变压器的输出端与感应补偿电路的输入端电性连接，感应补偿电路的输出端与负载RL的输入端电性连接。本发明克服了传统无线电能传输系统工作效率低的问题。本发明具有电能传输效率高的优点。

Description

基于对称PSSP补偿的原边调频控制强抗偏移WPT装置
技术领域
本发明涉及一种无线电能传输结构领域，更具体地说，涉及一种基于对称PSSP补偿的原边调频控制强抗偏移WPT装置。
背景技术
无线电能传输Wireless Power Transfer，WPT，即通过不同的介质如空间磁场、空间电场、激光、微波、声波等途径完成能量的传输。其优势在于电能接入灵活、方便、安全、可靠，不会对周围环境形成威胁或释放有害污染，不受周围的尘埃、湿气及化学腐蚀的影响，可以做到免维护或低维护可靠运行。目前在无线电能传输的实际应用中，总会不可避免地出现接收线圈与发射线圈的相对偏移，因此提升系统对线圈发生偏移的容忍度，使其能够在一定的耦合系数变化区间内相对平稳的传输能量，达到在无线充电时即使出现一定的相对位移也能保证充电不会产生较大的波动，对促进无线电能传输系统的广泛应用具有重要意义。提升抗偏移性能可以通过寻找抗偏移性能良好的补偿拓扑以及对系统进行闭环控制等方式。在补偿拓扑方面，目前应用的补偿拓扑大多对于偏移的敏感度较高，一旦偏移超过一定数值，传输效率会变得很小，系统输出的恒压或者恒流特性会被打破，因此需要研究新的补偿拓扑。在闭环控制方面，其策略主要分为副边控制、原副边通信控制及原边控制三种。其中副边控制需要额外增加DC-DC变换电路，使得系统的效率降低；原副边通信控制需要加入无线通信环节，而现有方案的通信时延大多较长，导致控制精度不够；原边控制无需通信，且效率较高，但现有方案的调节精度大多不高。
发明内容
本发明为了克服现有技术中存在的传统的无线电能传输系统的电能传输效率低的问题，现提供具有高效率进行电能传输的一种基于对称PSSP补偿的原边调频控制强抗偏移WPT装置。
本发明的一种基于对称PSSP补偿的原边调频控制强抗偏移WPT装置，包括输入电源Um、驱动电路、补偿电路、感应补偿电路、耦合变压器、整流滤波电路、负载RL、DSP芯片和鉴相芯片，所述的驱动电路的电源端、DSP芯片的电源端和鉴相芯片的电源端分别与输入电源Um电性连接，所述的DSP芯片的信号接收端与鉴相芯片的信号输出端电性连接，所述的鉴相芯片信号采集端与补偿电路的输入端电性连接，所述的驱动电路的输入端与补偿电路的输入端电性连接，所述的补偿电路的输出端与耦合变压器的输入端电性连接，所述的耦合变压器的输出端与感应补偿电路的输入端电性连接，所述的感应补偿电路的输出端与负载RL的输入端电性连接；
其中的补偿电路为补偿拓扑，补偿拓扑分为原边补偿拓扑和副边补偿拓扑，补偿拓扑和松耦合变压器总的二端口传输矩阵如下：
Figure BDA0003219780990000021
A＝APAMAS (4-2)
a11a22-a21a12＝1 (4-3)
Uin是等效的逆变桥输出后的交流电压基波有效值，Iin、Io分别是补偿拓扑的输入输出电压；AP和AS分别是其二端口传输矩阵表达式，AM时松耦合变压器的二端口传输矩阵；补偿拓扑和松耦合变压器总的二端口传输矩阵为A，由此可以得到式(4-1)，A中各个元素分别用a11、a12、a21、a22表示。A和AP、AS、AM之间的关系如式(4-2)，由二端口网络传输矩阵的特性可以得到(4-3)；
松耦合变压器可以等效为一个电压控制电流源，二端口矩阵如下，AP*、AM*、AS*和A之间的关系如式(4-4)，AP*、AM*、AS*的表达式分别是(4-5)、(4-6)、(4-7)；
A＝AP *AM *AS * (4-4)
Figure BDA0003219780990000031
Figure BDA0003219780990000032
Figure BDA0003219780990000033
ZP1和ZP2是原边补偿电路各支路的电抗值；ZS1和ZS2是副边补偿电路各支路的电抗值；原边补偿拓扑的二端口矩阵为AP，变压器互感模型的二端口矩阵为AM，副边补偿拓扑的二端口矩阵为AS；ZP2和LP是串联关系，为了简化分析，将二者合并用ZP3*表示；同样的，ZS1和LS用ZP1*表示；AP*、AM*和AS*是新的二端口矩阵；
由于前置条件为对称拓扑，因此各参数满足(4-8)，将(4-8)代入(4-5)与(4-7)，将AP *与AM *写成(4-9)的形式，可以得到式(4-10)；
Figure BDA0003219780990000041
Figure BDA0003219780990000042
Figure BDA0003219780990000043
由(4-10)可知，在矩阵A中，a11＝a22，接着将(4-10)代入(4-1)中，将方程组两边分别相除，得到关于输入阻抗的关系式(4-11)；
Figure BDA0003219780990000044
代入零相角条件，由于输入阻抗相角为0，Rin则必需是实数以保证输入电流Iin与输入电压Uin相角相同，而由于所有补偿部分等效电阻可以忽略，各部分阻抗均为纯虚数，因此a11与a22一定为纯虚数，而a12与a21为纯实数，因此可得式(4-12)；
Figure BDA0003219780990000045
将(4-12)与a11＝a22代入式(4-3)得到式(4-13)；
a11 2-RE 2a12 2＝1 (4-13)
假设PS/SP拓扑结构在零相角时输入输出电压呈比例k倍关系，即Uin＝kUo以及对称结构条件a11＝a22代入方程组(4-1)中，通过求解含Uin方程求得式(4-14)；
a11 2-RE 2a12 2＝k2 (4-14)
比较(4-13)与(4-14)，可知k＝1时，假设成立，即对称PS/SP拓扑在零相角条件下存在输入电压等于折算后的输出电压的解。求解公式(4-14)有两个频率解f1和f2；
由上述结论可知，当松耦合变压器原副边匝比相等的情况下，该拓扑可以通过调整原边输入电压与电流之间相角为零的方式，使得输出电压与输入电压相等，且输出对耦合不敏感。
通过调节电路工作频率的方式，实现对原边输入相角的调节，从而通过调整能够实现原边输入相角为零。采用AD8302的鉴相器功能，可以得到原边输入相角，将其反馈给DSP控制器。DSP控制器将根据输入相角来调整开关管的开关频率，从而改变电路的工作频率，直至输入相角为0。
本发明通过鉴相芯片，读取输入电流和与输入电压等相角的控制电压，对DSP芯片输出表达二者相角的电压，之后DSP芯片根据相角进行控制。
本发明的鉴相芯片为AD8302，其相位差检测的范围是0°～180°，对应的输出电压变化范围是0V～1.8V，输出电压灵敏度为10mV/度，测量误差小于0.5°。当相位差Δφ＝0°时，输出电压为1.8V，当Δφ＝180°时，输出电压为30mV，输出电流为8mA。相位输出时的转换速率为30MHz，响应时间为40ns～500ns。
作为优选，所述的驱动电路包括MOS管Q1、MOS管Q2、MOS管Q3和MOS管Q4，所述的输入电源Um的正极分别与MOS管Q1的1引脚和MOS管Q2的1引脚电性连接，所述的输入电源Um的负极分别与MOS管Q3的2引脚和MOS管Q4的2引脚电性连接，所述的MOS管Q1的2引脚与MOS管Q3的1引脚电性连接，所述的MOS管Q2的2引脚与MOS管Q4的1引脚电性连接。
作为优选，所述的补偿电路包括电容C4和电感LP1，所述的电容C4的一端与MOS管Q1的2引脚电性连接，所述的电容C4的另一端与电感LP1的一端电性连接，所述的电感LP1的另一端分别与MOS管Q2的2引脚和鉴相芯片的信号采集端电性连接。
作为优选，所述的耦合变压器包括电容C1、电容C2、电感LP和电感LS，所述的电容C1的一端与电容C4的一端电性连接，所述的所述的电容C1的另一端与电感LP的一端电性连接，所述的电感LP的另一端与电感LP1的另一端电性连接，所述的电感LP与电感LS磁性耦合，所述的电感LS的一端与电容C2的一端电性连接，所述的电容C2的另一端和电感LS的另一端分别与感应补偿电路电性连接。
作为优选，所述的感应补偿电路包括电容C5和电感LS1，所述的电容C5的一端与电容C2的另一端电性连接，所述的电容C5的另一端与电感LS1的一端电性连接，所述的电感LS1的另一端与电感LS的另一端电性连接。
作为优选，所述的整流滤波电路包括二极管D1、二极管D2、二极管D3、二极管D4和电容C3，所述的二极管D1的正极分别与二极管D3的负极和电容C2的另一端电性连接，所述的二极管D1的负极分别与二极管D2的负极、电容C3的一端和负载RL的一端电性连接，所述的二极管D2的正极与二极管D4的负极电性连接，所述的二极管D3的正极分别与二极管D4的正极、电容C3的另一端、电感LS1的另一端和负载RL的另一端电性连接。
本发明通过提出与耦合无关的对称PS/SP拓扑，采用调频的方法来进行零输入相角控制，使得在耦合变化的情况下输出电压能够稳定，并与输入电压呈现一定的比例关系，这些措施都能够使得WPT系统在实际应用场景下输出更为稳定，从而推动了无线电能传输的产业化与应用化进程。
本发明具有以下有益效果：可持续稳定地输出电能，传输效率高，传输精度高。
附图说明
图1为本发明的电路原理示意图。
图2为本发明的电路原理示意图的二端口传输网络等效电路原理图。
图3为本发明的电路原理示意图的受控源模型电路图；
DSP芯片1，鉴相芯片2。
具体实施方式
下面通过实施例，并结合附图，对本发明的技术方案作进一步具体的说明。
实施例：根据附图1进行进一步说明，本例的一种基于对称PS/SP补偿的原边调频控制强抗偏移WPT装置，包括输入电源Um、驱动电路、补偿电路、感应补偿电路、耦合变压器、整流滤波电路、负载RL、DSP芯片1和鉴相芯片2，所述的驱动电路的电源端、DSP芯片1的电源端和鉴相芯片2的电源端分别与输入电源Um电性连接，所述的DSP芯片1的信号接收端与鉴相芯片2的信号输出端电性连接，所述的鉴相芯片2信号采集端与补偿电路的输入端电性连接，所述的驱动电路的输入端与补偿电路的输入端电性连接，所述的补偿电路的输出端与耦合变压器的输入端电性连接，所述的耦合变压器的输出端与感应补偿电路的输入端电性连接，所述的感应补偿电路的输出端与负载RL的输入端电性连接。
所述的驱动电路包括MOS管Q1、MOS管Q2、MOS管Q3和MOS管Q4，所述的输入电源Um的正极分别与MOS管Q1的1引脚和MOS管Q2的1引脚电性连接，所述的输入电源Um的负极分别与MOS管Q3的2引脚和MOS管Q4的2引脚电性连接，所述的MOS管Q1的2引脚与MOS管Q3的1引脚电性连接，所述的MOS管Q2的2引脚与MOS管Q4的1引脚电性连接。
所述的补偿电路包括电容C4和电感LP1，所述的电容C4的一端与MOS管Q1的2引脚电性连接，所述的电容C4的另一端与电感LP1的一端电性连接，所述的电感LP1的另一端分别与MOS管Q2的2引脚和鉴相芯片2的信号采集端电性连接。
所述的耦合变压器包括电容C1、电容C2、电感LP和电感LS，所述的电容C1的一端与电容C4的一端电性连接，所述的所述的电容C1的另一端与电感LP的一端电性连接，所述的电感LP的另一端与电感LP1的另一端电性连接，所述的电感LP与电感LS磁性耦合，所述的电感LS的一端与电容C2的一端电性连接，所述的电容C2的另一端和电感LS的另一端分别与感应补偿电路电性连接。
所述的感应补偿电路包括电容C5和电感LS1，所述的电容C5的一端与电容C2的另一端电性连接，所述的电容C5的另一端与电感LS1的一端电性连接，所述的电感LS1的另一端与电感LS的另一端电性连接。
所述的整流滤波电路包括二极管D1、二极管D2、二极管D3、二极管D4和电容C3，所述的二极管D1的正极分别与二极管D3的负极和电容C2的另一端电性连接，所述的二极管D1的负极分别与二极管D2的负极、电容C3的一端和负载RL的一端电性连接，所述的二极管D2的正极与二极管D4的负极电性连接，所述的二极管D3的正极分别与二极管D4的正极、电容C3的另一端、电感LS1的另一端和负载RL的另一端电性连接。
根据附图2的描述，本发明将ICPT系统等效为一个二端口网络，Uin是等效的逆变桥输出后的交流电压基波有效值，LP、LS分别是松耦合变压器原边线圈和副边线圈的自感，RE是整流桥的等效输入阻抗，Vo是其等效基波电压有效值，Iin、lo分别是补偿拓扑的输入输出电压。
本发明将补偿拓扑分为原边补偿拓扑和副边补偿拓扑两部分，AP和AS分别是其二端口传输矩阵表达式，AM是松耦合变压器的二端口传输矩阵。补偿拓扑和松耦合变压器总的二端口传输矩阵为A，由此可以得到式
Figure BDA0003219780990000101
A中各个元素分别用a11、a12、a21、a22表示。A和AP、AS、AM之间的关系如式A＝APAMAS，由二端口网络传输矩阵的特性可以得到a11a22-a21a12＝1。
根据附图3描述，松耦合变压器AM可以等效为一个电压控制电流源。ZP1和ZP2是原边补偿电路各支路的电抗值。ZS1和ZS2是副边补偿电路各支路的电抗值。Uin是逆变器输出电压的基波分量值；lin是逆变器输出电流的基波分量值；Uo是整流器输入电压的基波分量值。Io是整流器输入电流的基波分量值。I1和I2分别是松耦合变压器原边和副边线圈的电流。UP和US分别是松耦合变压器原边和副边受控源的电压。原边补偿拓扑的二端口矩阵为AP，变压器互感模型的二端口矩阵为AM，副边补偿拓扑的二端口矩阵为AS。ZP2和LP是串联关系，为了简化分析，将二者合并用ZP3*表示；同样的，ZS1和LS用ZP1*表示。
AP*、AM*、AS*和A之间的关系如式：A＝AP *AM *AS *。AP*、AM*、AS*的表达式分别是
Figure BDA0003219780990000102
Figure BDA0003219780990000103
由于前置条件为对称拓扑，因此各参数满足
Figure BDA0003219780990000104
将
Figure BDA0003219780990000111
分别代入AP*、AM*、AS*，将AP*与AM*写成
Figure BDA0003219780990000112
的形式，可以得到式
Figure BDA0003219780990000113
由
Figure BDA0003219780990000114
可知，在矩阵A中，a11＝a22，接着将
Figure BDA0003219780990000115
代入
Figure BDA0003219780990000116
中，将方程组两边分别相除，得到关于输入阻抗的关系式
Figure BDA0003219780990000117
代入零相角条件，由于输入阻抗相角为0，Rin则必需是实数以保证输入电流Iin与输入电压Uin相角相同，而由于所有补偿部分等效电阻可以忽略，各部分阻抗均为纯虚数，因此a11与a22一定为纯虚数，而a12与a21为纯实数，因此可得式
Figure BDA0003219780990000118
将
Figure BDA0003219780990000119
与a11＝a22代入式a11a22-a21a12＝1得到式a11 2-RE 2a12 2＝1。
假设PS/SP拓扑结构在零相角时输入输出电压呈比例k倍关系，即Uin＝kUo以及对称结构条件a11＝a22代入方程组
Figure BDA0003219780990000121
中，通过求解含Uin方程求得式a11 2-RE 2a12 2＝k2。
比较a11 2-RE 2a12 2＝1与a11 2-RE 2a12 2＝k2，可知k＝1时，假设成立，即对称PS/SP拓扑在零相角条件下存在输入电压等于折算后的输出电压的解。求解公式a11 2-RE 2a12 2＝k2有两个频率解f1和f2.
由上述结论可知，当松耦合变压器原副边匝比相等的情况下，该拓扑可以通过调整原边输入电压与电流之间相角为零的方式，使得输出电压与输入电压相等，且输出对耦合不敏感。本发明通过调节电路工作频率的方式，实现对原边输入相角的调节，从而通过调整能够实现原边输入相角为零。采用AD8302的鉴相器功能，可以得到原边输入相角，将其反馈给DSP控制器。DSP控制器将根据输入相角来调整开关管的开关频率，从而改变电路的工作频率，直至输入相角为0。
以上所述仅为本发明的具体实施例，但本发明的结构特征并不局限于此，任何本领域的技术人员在本发明的领域内，所作的变化或修饰皆涵盖在本发明的专利范围之中。

Claims (6)

1.一种基于对称PSSP补偿的原边调频控制强抗偏移WPT装置，包括输入电源Um、驱动电路、补偿电路、感应补偿电路、耦合变压器、整流滤波电路、负载RL、DSP芯片(1)和鉴相芯片(2)，其特征是，所述的驱动电路的电源端、DSP芯片(1)的电源端和鉴相芯片(2)的电源端分别与输入电源Um电性连接，所述的DSP芯片(1)的信号接收端与鉴相芯片(2)的信号输出端电性连接，所述的鉴相芯片(2)信号采集端与补偿电路的输入端电性连接，所述的驱动电路的输入端与补偿电路的输入端电性连接，所述的补偿电路的输出端与耦合变压器的输入端电性连接，所述的耦合变压器的输出端与感应补偿电路的输入端电性连接，所述的感应补偿电路的输出端与负载RL的输入端电性连接；
其中的补偿电路为补偿拓扑，补偿拓扑分为原边补偿拓扑和副边补偿拓扑，补偿拓扑和松耦合变压器总的二端口传输矩阵如下：
Figure FDA0003219780980000011
A＝APAMAS (4-2)
a11a22-a21a12＝1 (4-3)
Uin是等效的逆变桥输出后的交流电压基波有效值，Iin、Io分别是补偿拓扑的输入输出电压；AP和AS分别是其二端口传输矩阵表达式，AM时松耦合变压器的二端口传输矩阵；补偿拓扑和松耦合变压器总的二端口传输矩阵为A，由此可以得到式(4-1)，A中各个元素分别用a11、a12、a21、a22表示。A和AP、AS、AM之间的关系如式(4-2)，由二端口网络传输矩阵的特性可以得到(4-3)；
松耦合变压器可以等效为一个电压控制电流源，二端口矩阵如下，AP*、AM*、AS*和A之间的关系如式(4-4)，AP*、AM*、AS*的表达式分别是(4-5)、(4-6)、(4-7)；
A＝AP *AM *AS * (4-4)
Figure FDA0003219780980000021
Figure FDA0003219780980000022
Figure FDA0003219780980000023
ZP1和ZP2是原边补偿电路各支路的电抗值；ZS1和ZS2是副边补偿电路各支路的电抗值；原边补偿拓扑的二端口矩阵为AP，变压器互感模型的二端口矩阵为AM，副边补偿拓扑的二端口矩阵为AS；ZP2和LP是串联关系，为了简化分析，将二者合并用ZP3*表示；同样的，ZS1和Ls用ZP1*表示；AP*、AM*和AS*是新的二端口矩阵；
由于前置条件为对称拓扑，因此各参数满足(4-8)，将(4-8)代入(4-5)与(4-7)，将AP *与AM *写成(4-9)的形式，可以得到式(4-10)；
Figure FDA0003219780980000024
Figure FDA0003219780980000031
Figure FDA0003219780980000032
由(4-10)可知，在矩阵A中，a11＝a22，接着将(4-10)代入(4-1)中，将方程组两边分别相除，得到关于输入阻抗的关系式(4-11)；
Figure FDA0003219780980000033
代入零相角条件，由于输入阻抗相角为0，Rin则必需是实数以保证输入电流Iin与输入电压Uin相角相同，而由于所有补偿部分等效电阻可以忽略，各部分阻抗均为纯虚数，因此a11与a22一定为纯虚数，而a12与a21为纯实数，因此可得式(4-12)；
Figure FDA0003219780980000034
将(4-12)与a11＝a22代入式(4-3)得到式(4-13)；
a11 2-RE 2a12 2＝1 (4-13)
假设PS/SP拓扑结构在零相角时输入输出电压呈比例k倍关系，即Uin＝kUo以及对称结构条件a11＝a22代入方程组(4-1)中，通过求解含Uin方程求得式(4-14)；
a11 2-RE 2a12 2＝k2 (4-14)
比较(4-13)与(4-14)，可知k＝1时，假设成立，即对称PS/SP拓扑在零相角条件下存在输入电压等于折算后的输出电压的解。求解公式(4-14)有两个频率解f1和f2；
由上述结论可知，当松耦合变压器原副边匝比相等的情况下，该拓扑可以通过调整原边输入电压与电流之间相角为零的方式，使得输出电压与输入电压相等，且输出对耦合不敏感。
2.根据权利要求1所述的一种基于对称PSSP补偿的原边调频控制强抗偏移WPT装置，其特征是，所述的驱动电路包括MOS管Q1、MOS管Q2、MOS管Q3和MOS管Q4，所述的输入电源Um的正极分别与MOS管Q1的1引脚和MOS管Q2的1引脚电性连接，所述的输入电源Um的负极分别与MOS管Q3的2引脚和MOS管Q4的2引脚电性连接，所述的MOS管Q1的2引脚与MOS管Q3的1引脚电性连接，所述的MOS管Q2的2引脚与MOS管Q4的1引脚电性连接。
3.根据权利要求2所述的一种基于对称PSSP补偿的原边调频控制强抗偏移WPT装置，其特征是，所述的补偿电路包括电容C4和电感LP1，所述的电容C4的一端与MOS管Q1的2引脚电性连接，所述的电容C4的另一端与电感LP1的一端电性连接，所述的电感LP1的另一端分别与MOS管Q2的2引脚和鉴相芯片(2)的信号采集端电性连接。
4.根据权利要求3所述的一种基于对称PSSP补偿的原边调频控制强抗偏移WPT装置，其特征是，所述的耦合变压器包括电容C1、电容C2、电感LP和电感LS，所述的电容C1的一端与电容C4的一端电性连接，所述的所述的电容C1的另一端与电感LP的一端电性连接，所述的电感LP的另一端与电感LP1的另一端电性连接，所述的电感LP与电感LS磁性耦合，所述的电感LS的一端与电容C2的一端电性连接，所述的电容C2的另一端和电感LS的另一端分别与感应补偿电路电性连接。
5.根据权利要求4所述的一种基于对称PSSP补偿的原边调频控制强抗偏移WPT装置，其特征是，所述的感应补偿电路包括电容C5和电感LS1，所述的电容C5的一端与电容C2的另一端电性连接，所述的电容C5的另一端与电感LS1的一端电性连接，所述的电感LS1的另一端与电感LS的另一端电性连接。
6.根据权利要求5所述的一种基于对称PSSP补偿的原边调频控制强抗偏移WPT装置，其特征是，所述的整流滤波电路包括二极管D1、二极管D2、二极管D3、二极管D4和电容C3，所述的二极管D1的正极分别与二极管D3的负极和电容C2的另一端电性连接，所述的二极管D1的负极分别与二极管D2的负极、电容C3的一端和负载RL的一端电性连接，所述的二极管D2的正极与二极管D4的负极电性连接，所述的二极管D3的正极分别与二极管D4的正极、电容C3的另一端、电感LS1的另一端和负载RL的另一端电性连接。
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