CN1136751A - 失真补偿电路 - Google Patents

失真补偿电路 Download PDF

Info

Publication number
CN1136751A
CN1136751A CN96101351.6A CN96101351A CN1136751A CN 1136751 A CN1136751 A CN 1136751A CN 96101351 A CN96101351 A CN 96101351A CN 1136751 A CN1136751 A CN 1136751A
Authority
CN
China
Prior art keywords
circuit
phase
mentioned
signal
output
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN96101351.6A
Other languages
English (en)
Other versions
CN1089985C (zh
Inventor
上野众太
渡边和二
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Nippon Telegraph and Telephone Corp
Original Assignee
Nippon Telegraph and Telephone Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Nippon Telegraph and Telephone Corp filed Critical Nippon Telegraph and Telephone Corp
Publication of CN1136751A publication Critical patent/CN1136751A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN1089985C publication Critical patent/CN1089985C/zh
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Fee Related legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
    • H03F1/3223—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using feed-forward

Landscapes

  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Nonlinear Science (AREA)
  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)

Abstract

为了高精度地进行失真补偿控制，本发明将接收信号分到两个系统，使在两系统内的第1信号通过与在发送端产生的失真特性相同的失真发生器，并控制第2信号的相位和振幅，通过将两信号相加，抑制主信号而只抽出失真分量。其次，控制该抽出的失真分量的相位和振幅，通过将其与第2信号相加，除去第2信号中含有的失真分量。因此能使在接收端对发送端产生的失真进行补偿的发送装置小型化。

Description

失真补偿电路
本发明涉及通信传输线路中的非线性失真补偿。本发明适用于光通信，也适用于移动通信方式。
以往所知的补偿非线性失真的技术有预失真法。现参照图16说明该原有例。图16是原有例装置的结构框图。如图16所示的结构所示，设置在无线电信号区域Z内的无线电基地站3接收来自移动终端1、2的无线电信号，将其一律变换成光信号，并由光纤传输线路6传输到基地总站7。在这种访问方式中，采用预失真法补偿无线电基地站3的电光变换器5中产生的非线性失真。
在图16中，由无线电基地站3的天线4接收到的移动终端1、2的无线电信号，经变频器FC变换成中频信号后输入到电光变换器5，再通过光纤传输线路6传输到基地总站7。这时在无线电基地站3的电光变换器5中产生非线性失真。
输入信号在输入电光变换器5之前，由分配器74分成两路，其中的一路信号被输入模拟失真发生电路75使其产生失真后，由可变移相器76和可变衰减器77将其失真的相位和振幅调整成与在电光变换器5中产生的失真分量的振幅相等而相位相反。分配器74的另一路输出信号由延迟元件78进行延迟调整。通过将两路信号复合后输入到电光变换器5，在电光变换器5的输出中失真便被抵消。
电光变换器5的输出信号通过光纤传输线路6被传输到基地总站7，由光电变换器8变换成电信号。光电变换器8的输出由分路用滤波器82输入到对应的相位解调电路1001、1002。有关上述预失真法的详细内容，请参见例如野岛、冈本在ICC′80会议记录文件第2册(1980年6月)第33.2.1至33.2.6页发表的“微波SSB-AM系统用预失真非线性失真补偿电路”。
在这种原有例所述的预失真法中，为了扩大补偿能力，必须自动地控制模拟失真发生电路75的输出信号的相位和振幅。可是迄今为止的控制方法都是采用扰动法进行控制，精度很低。
为了在发送端用预失真法进行非线性失真补偿，在对由多个无线电载波构成的宽频带信号进行失真补偿时，必须有多个预失真电路，存在发送端的无线电基地站的电路规模进一步增大的问题。
本发明就是在这种背景下开发的，目的在于提供一种能高精度地进行失真补偿控制的失真补偿电路。本发明的另一个目的是提供一种能够对由多个无线电载波构成的宽频带信号进行失真补偿控制的接收装置。本发明的再一个目的是提供一种能使在接收端对在发送端产生的失真进行补偿的发送装置小型化的基地总站装置。本发明的又一个目的是提供一种能在接收端对在发送端产生的由多个无线电载波构成的宽频带信号的失真高精度地进行补偿控制，同时能使发送装置小型化的无线电通信方式。
本发明的第一个方面是失真补偿电路，其特征在于备有以经过数字多重正交相位调制的含有奇次失真的中频信号为输入、使中频信号通过并与上述奇次失真的发生原因等效地设定的模拟失真发生电路(11)；该中频信号通过的第1相位及振幅可变电路(12)；对该第1相位及振幅可变电路的输出和上述模拟失真发生电路(11)的输出实际进行减法运算的第1加法电路(19)；该第1加法电路的输出通过的第2相位及振幅可变电路(13)；为了消除上述奇次失真而对该第2相位及振幅可变电路的输出和上述中频信号进行加法运算的第2加法电路(14)；以及从该第2加法电路的输出中抽出误差分量的误差检测电路(400)。
最好备有计算上述中频信号和上述第1加法电路(19)的输出之间的相关值并对第1相位及振幅可变电路(12)的相移量及振幅进行控制以使该相关值为最小的第1相关检测电路(52)；以及计算第1加法电路(19)的输出和从上述误差检测电路(400)输出的误差分量的相关值并对第2相位及振幅可变电路(13)的相移量及振幅进行控制以使该相关值最小的第2相关检测电路(53)。因此能获得对输入信号的最佳失真补偿特性。最好还备有上述第2加法电路的输出所供给的第1相位解调电路(100)；上述中频信号所供给的第2相位解调电路(101)；以及第1加法电路(19)的输出所供给的第3相位解调电路(105)，上述第1相关检测电路含有计算该第3相位解调电路(105)的输出和第2相位解调电路(101)的输出的相关值并且控制第1相位及振幅可变电路(12)的相移量以使该相关值最小的装置，第2相关检测电路含有计算出第3相位解调电路(105)的输出和第1相位解调电路(100)的输出的相关值并控制第2相位及振幅可变电路(13)的相移量以使该相关值最小的装置。
上述第1和/或第2相位及振幅可变电路还可含有横向滤波器。因此能补偿信号的特性变化、获得更加适合的失真补偿特性。
另外还可以采用备有在输入端供给中频信号，在输出端连接上述第1相位及振幅可变电路及上述第2加法电路的第1相位解调电路，而在上述模拟失真发生电路和上述第1加法电路之间插入第2相位解调电路的结构。这时，上述第1和/或第2相位及振幅可变电路也可含有横向滤波器。
本发明的第2个方面是接收装置，其特征在于备有以经过数字多重正交相位调制的信号按多个载波进行频率复合的中频信号作为输入、并按该每一载波的经数字多重正交相位调制的中频信号分路的分路用滤波器(82)，按各个载波设置上述失真补偿电路。因此能获得对每一载波的最佳失真补偿特性。
另外在结构上还可以对按各个载波设置的上述失真补偿电路设置一个公用的将模拟失真分配给该各失真补偿电路的模拟失真发生电路。因此，不需要对每一失真补偿电路设置模拟失真发生电路，能简化电路结构。
本发明的第3个方面是基地总站装置，其特征在于备有以多路光信号为输入并将电信号输出与上述接收装置的上述分路用滤波器(82)的输入端连接的光电变换器(8)。因此在接收端能消除在发送端产生的失真，能使发送端装置的硬件小型化。
本发明的第4个方面是无线电通信方式，其特征在于备有无线电基地站装置，该装置备有用无线电电路与多个移动终端连接并将来自该多个移动终端的接收信号变换成中频的变频器、以及将该变频器输出的中频信号变换成光信号的电光变换器(5)，该电光变换器(5)输出的光信号通过光传输线路(6)与设置在上述基地总站装置中的光电变换器(8)的输入端连接。因此能在基地总站消除在无线电基地站产生的失真，所以能使无线电基地站小型化，同时能有效地消除失真。
本发明的最主要的特征是通过形成经由相关检测电路的反馈回路进行最佳失真补偿。即本发明与野岛、今野于1985年11月在IEEE会刊“汽车技术”分册VT-34第169-177页上发表的“用于800MHz波段陆地移动电话系统”中的中继设备的预失真线性化电路”中的技术思想不同。本发明因形成反馈回路，所以不管由于什么原因致使失真特性变化时，都能跟踪其变化。调整模拟失真的相移最及振幅，以便进行最佳的失真补偿。
将接收信号分到两个系统，使两个系统内的第1信号通过与在发送端产生的失真特性相同的模拟失真发生电路，控制第2信号的相位和振幅，通过对两者的信号进行加法运算，抑制主信号，只抽出失真分量。这时通过主信号的相关检测进行控制。
接着，控制该抽出的失真分量的相位和振幅，并通过将其与第2信号相加，消除第2信号中含有的失真分量。通过检测抽出的失真分量和相加后的误差分量之间的相关值，进行这时的控制。因此能获得对输入信号的最佳失真补偿特性。
考虑主信号和失真分量的频率特性，用横向滤波器抑制主信号并消除失真，能进一步提供失真补偿效果。
因此，例如将由多个无线电载波构成的宽频带信号一并传输时，在接收端按每一载波单独地对由发送端的放大元件、混频器、电光变换器及其它元件产生的非线性失真进行补偿。作为控制方法是采用相关检测，因此能高精度地抽出失真分量、用它来消除主信号中的失真分量。
由于使用多个含有这种失真补偿电路的接收装置，所以在一并传输由多个无线电载波构成的宽频带信号时，能在接收端按每一载频单独地对由发送端的放大元件、混频器、电光变换器及其它元件产生的非线性失真进行补偿。
如上所述，按照本发明，可实现能高精度地进行失真补偿的失真补偿电路。按照本发明，可实现能对由多个无线电载波构成的宽频带信号进行失真补偿控制的接收装置。按照本发明，可实现能使在接收端对在发送端产生的失真进行补偿的发送装置小型化的基地总站装置。按照本发明，可实现能在接收端高精度地对在发送端产生的由多个无线电载波构成的宽频带信号进行失真补偿控制，同时能使发送装置小型化的无线电通信方式。
本发明者中的一人在原先申请美国专利5,046,133及欧洲专利0331411A2中公开了干涉补偿电路。本发明的一部分方法与该公开的方法相同，但本发明不是象已公开的那样消除干涉波，而是消除由元件的非线性产生的奇次失真，因此备有独特的模拟失真发生电路，消除由装置内部元件产生的失真，这一点与原先申请的内容不同。
图1是本发明实施例装置的结构框图。
图2是本发明第1实施例装置的结构框图。
图3是误差分量说明图。
图4是模拟失真发生电路图。
图5是双极性可变衰减器特性曲线图。
图6是本发明第2实施例装置的结构框图。
图7是本发明第2实施例的横向滤波器的结构框图。
图8是本发明第2实施例的相关检测电路的结构框图。
图9是本发明第3实施例装置的结构框图。
图10是本发明第4实施例装置的结构框图。
图11是本发明第4实施例的相关检测电路的结构框图。
图12是本发明第5实施例装置的结构框图。
图13是本发明第5实施例的横向滤波器的结构框图。
图14是本发明第5实施例的相关检测电路的结构框图。
图15是本发明第6实施例装置的结构框图。
图16是原有例装置的结构框图。
现参照图1说明本发明实施例的结构图。图1是本发明实施例装置的结构框图。
本发明是一种失真补偿电路，其特征在于备有以经过数字多重正交相位调制的含有奇次失真的中频信号为输入、使该中频信号通过并与上述奇次失真发生的原因等效地设定的模拟失真发生电路11；该中频信号通过的相位及振幅可变电路12；对该相位及振幅可变电路12的输出和模拟失真发生电路11的输出实际进行减法运算的加法电路19；该加法电路19的输出通过的相位及振幅可变电路13；为了消除上述奇次失真而对该相位及振幅可变电路13的输出和上述中频信号进行加法运算的加法电路14；以及从该加法电路14的输出中抽出误差分量的误差检测电路400，还备有计算上述中频信号和加法电路19的输出的相关值并控制相位及振幅可变电路12以使该相关值最小的相移量及振幅的相关检测电路52；以及计算加法电路19的输出和从误差检测电路400输出的误差分量的相关值并控制相位及振幅可变电路13的相移量及振幅以使该相关值最小的相关检测电路53。
本发明实施例备有无线电基地站3，该基站地3备有通过无线电电路与移动终端1、2连接并将来自该移动终端1、2的无线电信号变换成中频的变频器FC；以及将该变频器FC输出的中频信号变换成光信号的电光变换器5，采用使电光变换器5输出的光信号通过光纤传输线路6与设置在集中基地站7的光电变换器8的输入端连接的无线电通信方式。
(第1实施例)：
参照图2说明本发明的第1实施例的构成。图2是本发明第1实施例装置的结构框图。
本发明第1实施例装置备有以经过数字多重正交相位调制的含有奇次失真的中频信号为输入并将该中频信号分成两路的分配器9；将该分配器9的一路输出再分成两路的分配器10；使该分配器10的一路输出通过且与上述奇次失真的发生原因等效地设定的模拟失真发生电路11；该分配器的另一路输出通过的相位及振幅可变电路12；对该相位及振幅可变电路12的输出和模拟失真发生电路11的输出实际上进行减法运算的加法电路19；该加法电路19的输出通过的相位及振幅可变电路13；为了消除上述奇次失真而对该相位及振幅可变电路13的输出和分配器9的另一路输出进行加法运算的加法电路14；该加法电路14的输出所供给的相位解调电路100；分配器10的另一路输出所供给的相位解调电路101；以及加法电路19的输出所供给的相位解调电路105；还备有计算该相位解调电路105的输出和相位解调电路101的输出的相关值并控制相位及振幅可变电路12的相移量及振幅以使该相关值最小的相关检测电路52；以及计算相位解调电路105的输出和相位解调电路100的输出中的误差分量的相关值并控制相位及振幅可变电路13的相移量及振幅并使该相关值最小的相关检测电路53。
图1所示的误差检测电路400在图2所示的本发明的第1实施例装置中未明确说明。这是因为误差分量的抽出是通过使用与相位解调电路100的AD转换器32及33输出中误差分量的位置相当的位进行的。因此在本发明第1实施例中，即使不特别使用误差检测电路，也能通过选择AD转换器32及33输出位的位置而抽出误差分量。
图3是说明误差分量用的图。图3(a)是调制方式为4PSK时AD转换器32及33的输出的眼图，这时第2位为误差分量。图3(b)是调制方式为16QAM时AD转换器32及33的输出的眼图，这时第3位为误差分量。
在模拟失真发生电路11中，通过照原样使用与无线电基地站使用的电光变换器5相同的装置，就能产生与应消除的失真特性相同的模拟失真。图4是以已知技术为依据的模拟失真发生电路，但也可使用图4所示的由二极管对构成的模拟失真发生电路。
其次说明本发明第1实施例的动作。在图2中，由无线电基地站3的天线4接收到的移动终端1、2的无线电信号经变频器FC变换成中频信号后输入到电光变换器5，再通过光纤传输线路6传输到基地总站7。这时在无线电基地站3的电光变换器5中产生非线性失真。
在基地总站7中接收到的光信号由光电变换器8变换成电信号后，通过分路用滤波器82分成两条路径，一条是与移动终端1对应的相位解调电路100的路径，另一条是与移动终端2对应的相位解调电路104的路径。由于以下的结构相同，所以只说明一条路径。分路用滤波器82的输出由分配器9分成两条路径，其中一条路径由分配器10再分成两条路径。分配器10的一个输出被输入到模拟失真发生电路11，加上模拟失真后输入到加法电路19。分配器10的另一输出被输入到相位及振幅可变电路12。
相位及振幅可变电路12由分配输入信号的分配器15、与该分配器15的输出端连接的双极性可变衰减器16、17、以及将双极性可变衰减器16、17各自的输出信号合成后输出的90°合成器18构成。图5是双极性可变衰减器的特性曲线图，具有按照控制电压分配到双极性的衰减特性。双极性可变衰减器16由后面所述的积分电路46的输出控制，双极性可变衰减器17由积分电路47的输出控制。双极性可变衰减器16及17的衰减特性随来自积分电路46及47的控制输入的变化而变化，其输出信号由90°合成器18合成，但通过调整双极性可变衰减器16及17的衰减量，能调整由90°合成器18合成的信号的相位及振幅。有关相位及振幅可变电路12及13中的相位及振幅的调整技术因是已知的技术，故其更详细的说明从略。
相位及振幅可变电路12的输入信号中的主信号分量经过振幅及相位的调整，使其与模拟失真发生电路11的输出信号中的主信号振幅相等、相位相反，然后输出。相位及振幅可变电路12的输出被输入到加法电路19，通过与模拟失真发生电路11的输出相加后，抑制主信号而只抽出失真分量。
加法电路19的输出被输入到相位及振幅可变电路13。相位及振幅可变电路13与相位及振幅可变电路12一样，由分配器20、双极性可变衰减器21、22、以及90°合成器22构成。双极性可变衰减器21由后面所述的积分电路50的输出控制，双极性可变衰减器22由积分电路51的输出控制。
输入到相位及振幅可变电路13的被抽出的失真分量经过振幅及相位调整，使其与分配器9的输出信号中的失真分量振幅相等且相位相反，然后被输出。相位及振幅可变电路13的输出被输入到加法电路14，通过与分配器9的输出相加，消除失真分量。
加法电路14的输出被输入到主信号用的相位解调电路100。在相位解调电路100中，利用从主信号再生的基准载波25，由90°移相器27及相位检波器26、28对输入信号进行正交检波，使其输出分别通过低通滤波器29、30，获得同相及正交的基带信号。所获得的基带信号输入到AD转换器32、33，利用再生时钟脉冲信号31变成采样数字信号。从该同相及正交的数字信号获得误差信号eI、eQ。
加法电路19的输出信号被输入到相位检波器34，用上述基准载波25检波后通过低通滤波器35，获得同相的基带信号。所获得的基带信号被输入到AD转换器36后，由上述时钟脉冲信号进行采样，变成数字信号dI。
而且，分配器10的输出信号输入到相位解调电路101。在相位解调电路101中，利用上述基准载波25，由90°移相器38及相位检波器37、39对输入信号进行正交检波，并使其输出分别通过低通滤波器40、41，获得同相及正交的基带信号。所获得的基带信号被输入到AD转换器42、43，用上述时钟脉冲信号31进行采样，变成数字信号aQ、aI。
相位及振幅可变电路12的双极性衰减器16、17的控制如下进行。使相位及振幅可变电路12的输入信号通过相位解调电路101所获得的同相及正交数字信号aI、aQ和从加法电路19的输出信号获得的同相数字信号dI通过“异或”电路44、45和积分电路46、47，进行两信号间的相关检测，对双极性可变衰减器16、17进行反馈控制，以使其相关值最小。于是，在加法电路19输出中的残留主信号最小。
相位及振幅可变电路13的双极性衰减器21、22的控制如下进行。使从相位解调电路100输出的同相及正交数字信号获得的误差信号eI、eQ和从加法电路19的输出信号获得的同相数字信号dI通过“异或”电路48、49和积分电路50、51，进行两信号间的相关检测，对双极性衰减器21、22进行反馈控制。于是，加法电路14的输出中的失真分量最小。
第2实施例：
其次参照图6说明本发明的第2实施例。图6是本发明第2实施例装置的结构框图。本发明的第2实施例与本发明第1实施例的主要不同点在于在本发明第1实施例中，在使用相位及振幅可变电路12及13的部分，使用有多个抽头的带IF动作的二维横向滤波器12′及13′，另外，利用相关检测电路52′及53′进行该横向滤波器12′及13′的控制。在本发明第2实施例中，考虑宽频带主信号及失真分量的频率特性，设定补偿的情况。
图7是横向滤波器12′及13′的结构框图(有3个抽头的情况)。横向滤波器12′及13′由使输入信号延迟时钟周期T的延迟电路54、55；分配器56、57、58；与各分配器56、57、58连接的双极性可变衰减器59-64；将双极性可变衰减器59、61、63各自的输出合成的合成器65；将双极性可变衰减器60、62、64各自的输出合成的合成器66；以及将合成器65及66的输出合成并输出的90°合成器67构成。
图8是控制横向滤波器12′及13′的相关检测电路52′及53′的结构框图。这里说明相关电路52′。通过延迟电路68使输入信号aI、aQ和数字信号dI时间一致，由“异或”电路69对这两个信号进行运算后输入到积分电路70。由各积分电路70进行主信号的相关检测，为了使其相关值最小，生成横向滤波器12′中的各双极性可变衰减器59-64的控制信号y-1、x-1、y、x、y+1、x+1，供给横向滤波器12′的各双极性可变衰减器59-64，进行反馈控制。
由于用横滤波器12′及相关检测电路52′代替本发明第1实施例的相位及振幅可变电路12，所以即使在因通过模拟失真发生电路11致使主信号的频率特性变化时，由于横向滤波器12′能使输入信号的频率特性变化，使其与模拟失真发生电路11的输出等效，所以能抑制主信号而抽于失真分量。
由于用与上述相同结构的横向滤波器13′及相关检测电路53′代替本发明第1实施例的相位及振幅可变电路13，所以即使在用加法电路19取出的失真分量的频率特性与分配器9的输出中含有的失分量的频率特性不同时，由于能利用横向滤波器13′使之等效，所以能消除失真分量。
第3实施例：
其次参照图9说明本发明第3实施例。图9是本发明第3实施例装置的结构框图。本发明第3实施例与本发明第1实施例或第2实施例不同之点在于将分配器71设置在分路用滤波器82的前级、由模拟失真用的分路滤波器72将由分配器71分路的通过模拟失真发生电路11加上模拟失真后的信号分配给与移动终端1对应的相位解调电路100的路径、以及与移动终端2对应的相位解调电路104的路径。在本发明第1或第2实施例中，在两上路径中产生失真，但通过采用本发明第3实施例的结构，可使模拟失真发生电路11的输出在两个路径中公用。
第4实施例：
参照图10说明本发明第4实施例的结构。图10是本发明第4实施例装置的结构框图。
本发明第4实施例装置备有以经过数字多重正交相位调制的含有奇次失真的中频信号为输入并将该中频信号分成两路的分配器9；该分配器9的一个输出所供给的相位解调电路110；使分配器9的另一输出通过并与上述奇次失真发生的原因等效地设定的模拟失真发生电路11；该模拟失真发生电路11的输出所供给的相位解调电路112；对该相位解调电路112的输出和相位解调电路110的输出实际进行减法运算的加法电路170，为了消除上述奇次失真而对该加法电路170的输出和相位解调电路110的输出进行加法运算的加法电路171；备有设在加法电路170的用来输入相位解调电路110的输出的输入端且调整相位解调电路110输出到加法电路170的输入电平的可变衰减器180；计算相位解调电路110的输出和加法电路170的输出的相关值且控制可变衰减器180的衰减量、以使该相关值最小的相关检测电路520；设在用来输入加法电路170的输出的加法电路171的输入端且调整加法电路170输出入到加法电路171的输入电平的可变衰减器181；以及计算从加法电路170的输出和加法电路171的输出抽出误差分量的误差检测电路4001及4002的输出的相关值且控制可变衰减器181的衰减量以使该相关值最小的相关检测电路530。
其次说明本发明第4实施例的动作。在图10中，由无线电基地站3的天线4接收的多个移动终端1、2的无线电信号，通过变频器FC变换成中频信号后输入到电光变换器5，然后通过光纤传输线路6传输到基地总站7。这时在无线电基地站3的电光变换器5中产生非线性失真。
在基地总站7中接收到的光信号由光电变换器8变换成电信号后，由分路用滤波器82分成与移动终端1对应的解调部1501的路径、以及与移动终端2对应的解调部1502的路径。解调部1501和1502的结构相同，所以以下说明解调部1501。分路用滤波器82的输出由分配器9分成两个分路。一路输入到相位解调电路110，另一路输入到具有与无线电基地站3的电光变换器5相同的非线性失真特性的模拟失真发生电路11，加上失真后输入到相位解调电路112。
在相位解调电路110中，输入信号根据从该信号本身再生的基准载波信号113，分解成同相分量和正交分量。其次，相位解调电路110输出的同相分量和正交分量以再生的时钟信号119作为采样信号，在具有足够的量化精度的AD转换器120、121中分别被数字化，变成正交信号aQ和同相信号aI。
同样，在相位解调电路112中输入信号根据基准载波信号113分解成同相分量和正交分量，以时钟信号119作为采样信号，在具有足够的量化精度的AD转换器127、128中分别被数字化，变成正交信号bQ和同相信号bI。然后，同相信号aI、正交信号aQ、同相信号bI及正交信号bQ被输入到失真抽出部129，在以下所述的动作中，抑制这些信号的主信号分量，抽出同相失真信号dI及正交失真信号dQ。失真抽出部129含有由双极性可变衰减元件130-133构成的可变衰减器180、相关检测电呼520、以及由加法元件135-138构成的加法电路170。双极性可变衰减元件130-133的特性与图4所示的双极性可变衰减器相同。
图11是相关检测电路520及530的结构框图。相关检测电路520及530含有“异或”电路151及积分电路152。该相关检测电路520及530在“异或”电路151及积分电路152中对同相信号aI及正交信号aQ和同相失真信号信号dI及正交失真信号dQ进行主信号的相关检测，为了该相关值为最小而生成控制信号Cr1-Cr4及Gr1-Gr4，并供给双极性可变衰减元件130-133及140-143，进行反馈控制。
在具有上述结构的失真抽出部129中，首先，同相信号aI被输入到双极性可变衰减元件130及132、以及相关检测电路520，在双极性可变衰减元件130及132中，根据从相关检测电路520输出的控制信号Cr1及Cr2，分别被衰减后被输出。同样，正交信号aQ被输入到双极性可变衰减元件131及133、以及相关检测电路520，在双极性可变衰减元件131及133中，根据从相关检测电路520输出的控制信号Cr3及Cr4、分别被衰减后被输出。
而且，同相信号bI在加法元件135中与双极性可变衰减元件130的输出信号相加后，在加法元件136中与双极性可变衰减元件131的输出信号相加。因此，同相信号bI中含有的主信号通过与同相信号aI及正交信号aQ中含有的主信号分别按等振幅且反相位相加，从而抑制主信号分量，同时抽出同相失真信号dI，从加法元件136输出并供给相关检测电路520及失真补偿部139。
同样，正交信号bQ在加法元件137中与双极性可变衰减元件132的输出信号相加后，在加法元件138中与双极性可变衰减元件133的输出信号相加。因此，同相信号bQ中含有的主信号与同相信号aI及正交信号aQ中含有的主信号分别以等振幅且反相位相加，从而抑制主信号分量，同时抽出同相失真信号dQ，从加法元件138输出并供给相关检测电路520及失真补偿部139。
可变衰减器180利用4个双极性可变衰减元件130-133单独地控制同相信号和正交信号的振幅，这样就能等效地控制同相信号和正交信号的复合信号的相位及振幅。就是说，可以认为可变衰减器180具有与图1中的相位及振幅可变电路12同样的功能。
其次，失真补偿部139输入同相位信号aI、正交信号AQ、同相失真信号dI及正交失真信号dQ，在以下所述的动作中抑制并输出串入同相领事aI及正交信号aQ中的失真分量。含有失真补偿部139的双极性可变衰减元件140-143的可变衰减器181、相关检测电路530的特性及结构与可变衰减器180、相关检测电路520相同。另外，备有含加法元件145-148的加法电路171。
在失真补偿部139中，首先，同相失真信号dI输入到可变衰减元件141、143及相检测电路530，在双极性可变衰减元件141及143中，根据从相位检测电路530输出的控制信号Gr1及Gr3，分别被衰减后被输出。同样，正交失真信号dQ输入到双极性可变衰减元件140及142和相关检测电路530，在双极性可变衰减元件140及142中，根据从相关检测电路530输出的控制信号Gr2及Gr4，分别被衰减后被输出。
而且，同相信号aI在加法元件145中与双极性可变衰减元件140的输出信号相加后，在加法元件146中与双极性可变衰减元件141的输出信号相加。因此，同相信号aI中含有的失真分量与同相失真信号dI及正交失真信号dQ中含有的失真分量分别以等振幅且反相位相加，从而失真分量被抑制。然后，该加法元件146的输出中含有的同相误差分量eI从误差检测电路4002输出后供给相关检测电路530。
同样，正交信号aQ在加法元件147中与双极性可变衰减元件142的输出信号相加后，在加法元件148中与双极性可变衰减元件143的输出信号相加。因此同相信号aQ中含有的失真分量与同相失真信号dI及正交失真信号dQ中含有的失真分量分别以等振幅且反相位相加，从而失真分量被抑制。然后，该加法元件148的输出中含有的正交误差信号eQ从误差检测电路4001输出，供给相关检测电路530。
这时，相关检测电路530在同相失真信号dI及正交失真信号dQ和同相误差信号eI及正交误差信号eQ之间进行失真分量的相关检测，为了使该相位值最小而生成控制信号Gr1-Gr4，供给双极性可变衰减元件140-143，进行反馈控制。
可变衰减器181利用4个双极性可变衰减元件140-143单独地控制同相信号和正交信号的振幅，这样就能等效地控制同相信号和正交信号的复合信号的相位及振幅。就是说，可以认为可变衰减器181具有与图1中的相位及振幅可变电路13同样的功能。
第5实施例：
其次参照图12说明本发明第5实施例。图12是本发明第5实施例装置的结构框图。本发明第5实施例与图10所示的本发明第4实施例的不同点在于在失真抽出部129及失真补偿部139中，本发明第4实施例是使用含有双极性可变衰减元件130-133、140-143的可变衰减器180、181，但本发明第5实施例则是使用有多个抽头的数字式横向滤波器130′-133′、140′-143′。另外还在于用加权控制电路520′、530′进行该横向滤波器130′-133′、140′-143′的各抽头的加权。
图13是横向滤波器130′-133′、140′-143′的结构框图(例如3个抽头的情况)。由使输入数字信号延迟一个时钟脉冲周期T的延迟元件153、154、双极性可变衰减元件155-157、以及加法元件158构成。这里，横向滤波器130′-133′、140′-143′的输入数字信号被供给延迟元件153及双极可变衰减元件156，而延迟元件154的输出被供给双极性可变衰减元件157。另外，双极性可变衰减元件155-157根据从加权控制电路520′输出的控制信号Cr1(C1-1、C10、C1+1)，使输入数字信号衰减后输出。加法元件158对双极性可变衰减元件155-157各自的输出数字信号进行加法运算后输出。
图14是加权控制电路520′的结构框图。由延迟电路(时钟脉冲周期为T)159、“异或”电路151和积分电路152构成。加权控制电路520′使同相信号aI及正交信号aQ、以及同相失真信号dI及正交失真信号dQ在延迟电路159中分别延迟时钟脉冲周期T，使各信号同步，在“异或”电路151及积分电路152中进行主信号的相关检测，为了使其相关值最小而生成控制信号Cr1-Cr4，供给横向滤波器130′-133′，进行反馈控制。
在图11中，控制信号C1-1、C10、C1+1构成信号Cr1，以下同样，控制信号C2-1、C20、C2+1构成控制信号Cr2，控制信号C3-1、C30、C3+1构成控制信号Cr3，控制信号C4-1、C40、C4+1构成控制信号Cr4。
在失真抽出部129中，由于使用如上构成的横向滤波器130′-133′及加权控制电路520′，所以即使在因通过模拟失真发生电路11致使主信号的频率特性变化时，由于横向滤波器130′-133′能使输入信号的同相信号aI及正交信号aQ的频率特性变化，使同相信号bI及正交信号bQ等效，所以能抑制主信号而抽出失真分量。
在失真补偿部139中，由于采用具有与上述同样结构的横向滤波器140′-143′及加权控制电路530′，所以即使在由失真抽出部129取出的同相失真信号dI及正交失真信号dQ的频率特性与同相信号aI及正交信号aQ中含有的失真分量的频率特性不同时，也能由横向滤波器140′-143′进行等效处理，所以能消除失真分量。
第6实施例：
其次参照图15说明本发明第6实施例。图15是本发明第6实施例结构框图。本发明第6实施例与本发明第4实施例不同之点在于将分配器9设置在分路用滤波器82的前级，并通过模拟失真用的分路滤波器83将由分配器9分路并由模拟失真发生电路11加上模拟失真后的信号分配到与移动终端1对应的解调部1501的路径和与移动终端2对应的解调部1501的路径和与移动终端2对应的解调部1502的路径。在本发明第4实施例中在两个路径中产生模拟失真，但通过采用本发明第6实施例的结构，则能使模拟失真发生电路11的输出在两个路径中公用。

Claims (9)

1.一种失真补偿电路，其特征在于：备有以经过数字多重正交相位调制的含有奇次失真的中频信号为输入、使该中频信号通过并与上述奇次失真的发生原因等效地设定的模拟失真发生电路(11)；该中频信号通过的第1相位及振幅可变电路(12)；对该第1相位及振幅可变电路的输出和上述模拟失真电路(11)的输出实际进行减法运算的第1加法电路(19)；该第1加法电路的输出通过的第2相位及振幅可变电路(13)；为了消除上述奇次失真而对该第2相位及振幅可变电路的输出和上述中频信号进行加法运算的第2加法电路(14)；以及从该第2加法电路的输出中抽出误差分量的误差检测电路(400)；还备有计算上述中频信号和上述第1加法电路(19)的输出的相关值并对第1相位及振幅可变电路(12)的相移量及振幅进行控制以使该相关值最小的第1相关检测电路(52)；以及计算第1加法电路(19)的输出和从上述误差检测电路(400)输出的误差分量的相关值并对第2相位及振幅可变电路(13)的相移量及振幅进行控制以使该相关值最小的第2相位检测电路(53)。
2.根据权利要求1所述的失真补偿电路，其特征在于：还备有上述第2加法电路的输出所供给的第1相位解调电路(100)、上述中频信号所供给的第2相位解调电路(101)、以及上述第1加法电路(19)的输出所供给的第3相位解调电路(105)，上述第1相位检测电路含有计算该第3相位解调电路(105)的输出和上述第2相位解调电路(101)的输出的相关值并控制上述第1相位及振幅可变电路(12)的相移量及振幅以使上述相关值最小的装置，上述第2相关检测电路含有计算上述第3相位解调电路(105)的输出和上述第1相位解调电路(100)的输出的相关值并控制上述第2相位及振幅可变电路(13)的相移量及振幅以使上述相关值最小的装置。
3.根据权利要求2所述的失真补偿电路，其特征在于：上述第1和/或上述第2相位及振幅可变电路含有横向滤波器。
4.根据权利要求1所述的失真补偿电路，其特征在于：备有在输入端供给中频信号而在输出端连接上述第1相位及振幅可变电路及上述第2加法电路的第1相位解调电路，在上述模拟失真发生电路和上述第1加法电路之间插入第2相位解调电路。
5.根据权利要求4所述的失真补偿电路，其特征在于：上述第1和/或上述第2相位及振幅可变电路含有横向滤波器。
6.一种接收装置，其特征在于：备有以经过数字多重正交相位调制的信号按多个载波进行频率复合的中频信号为输入、并按该每一载波的经数字多重正交相位调制的中频信号分路的分路用滤波器(82)，且按第一载波设置权利要求1至5中的任意一项所述的失真补偿电路。
7.根据权利要求6所述的接收装置，其特征在于：对按各个载波设置的上述失真补偿电路设置一个公用的将模拟失真分配给该各失真补偿电路的模拟失真发生电路。
8.一种基地总站装置，其特征在于：备有以多路光信号为输入并将电信号输出端与权利要求6所述的接收装置的上述分路用滤波器(82)的输入端连接的光电变换器(8)。
9.一种无线电通信系统，其特征在于：备有无线电基地站装置，该装置备有用无线电电路与多个移动终端连接的将来自该多个移动终端的接收信号变换成中频的变频器、以及将该变频器输出的中频信号变换成光信号的电光变换器(5)，该电光变换器(5)输出的光信号通过光传输线路(6)与设置在权利要求8所述的基地总站装置中的上述光电换器(8)的输入端连接。
CN96101351.6A 1995-02-02 1996-02-01 失真补偿电路、接收装置、基地总站及无线电通信系统 Expired - Fee Related CN1089985C (zh)

Applications Claiming Priority (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP16204/95 1995-02-02
JP1620495 1995-02-02
JP1621195 1995-02-02
JP16211/95 1995-02-02

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN1136751A true CN1136751A (zh) 1996-11-27
CN1089985C CN1089985C (zh) 2002-08-28

Family

ID=26352477

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN96101351.6A Expired - Fee Related CN1089985C (zh) 1995-02-02 1996-02-01 失真补偿电路、接收装置、基地总站及无线电通信系统

Country Status (4)

Country Link
US (1) US5675613A (zh)
EP (1) EP0725477B1 (zh)
CN (1) CN1089985C (zh)
DE (1) DE69614284T2 (zh)

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN100355202C (zh) * 2001-07-25 2007-12-12 因芬尼昂技术股份公司 具同相/正交接口接收及/或传送系统中补偿相位误差的方法
CN1750525B (zh) * 2004-09-13 2011-05-18 株式会社日立制作所 正交检测器、正交解调器及采样正交解调器
CN101277150B (zh) * 2008-03-21 2011-12-28 清华大学 电光调制器产生相移键控信号缺陷的在线监测方法

Families Citing this family (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3022347B2 (ja) * 1996-10-18 2000-03-21 八木アンテナ株式会社 歪補償回路
US5933766A (en) * 1996-12-16 1999-08-03 Ericsson Inc. Intermodulation compensation in multi-channel amplifiers
JP3974984B2 (ja) * 1997-11-28 2007-09-12 松下電器産業株式会社 マルチポイント光送信システム
US6269093B1 (en) * 1997-12-16 2001-07-31 Nokia Mobile Phones Limited Adaptive removal of disturbance in TDMA acoustic peripheral devices
KR100251387B1 (ko) * 1997-12-29 2000-04-15 윤종용 피드 포워드 리니어라이져를 가지는 이동통신 단말기의수신회로
GB2339657B (en) 1998-07-16 2003-04-16 Ifr Ltd Method and apparatus for compensating for distorsion in IQ modulators
AU4520300A (en) 1998-12-22 2000-07-12 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Echo and distortion cancellation arrangement
US6704349B1 (en) * 2000-01-18 2004-03-09 Ditrans Corporation Method and apparatus for canceling a transmit signal spectrum in a receiver bandwidth
CN1240230C (zh) * 2000-12-08 2006-02-01 松下电器产业株式会社 包含光前进基站的无线通信基站系统
ITMI20012631A1 (it) * 2001-12-13 2003-06-13 Marconi Comm Spa Metodo basato sull'errore quadratico medio per la regolazione adattativa di compensatori di pmd in sistemi di comunicazione a fibra ottica e
FR3000346B1 (fr) 2012-12-21 2015-01-23 Thales Sa Procede et dispositif de correction de reponse spatiale pour spectrometres a transformee de fourier imageurs

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB2107540B (en) * 1981-10-14 1985-06-26 Marconi Co Ltd Feedforward amplifiers
US4475215A (en) * 1982-10-15 1984-10-02 The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Army Pulse interference cancelling system for spread spectrum signals utilizing active coherent detection
US5260972A (en) * 1990-03-13 1993-11-09 At&T Bell Laboratories Technique for determining signal dispersion characteristics in communications systems
EP0654193B1 (de) * 1992-08-06 1997-01-15 Siemens Aktiengesellschaft Verfahren und schaltungsanordnung zur elektrischen kompensation von durch laserchirp und faserdispersion verursachten signalverzerrungen
US5481389A (en) * 1992-10-09 1996-01-02 Scientific-Atlanta, Inc. Postdistortion circuit for reducing distortion in an optical communications system
EP0637139B1 (en) * 1993-01-19 2003-04-09 Ntt Mobile Communications Network Inc. Method for removing interference wave, receiver and communication system which use the method
US5386198A (en) * 1993-01-28 1995-01-31 Telefonaktiebolaget L M Ericsson Linear amplifier control

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN100355202C (zh) * 2001-07-25 2007-12-12 因芬尼昂技术股份公司 具同相/正交接口接收及/或传送系统中补偿相位误差的方法
CN1750525B (zh) * 2004-09-13 2011-05-18 株式会社日立制作所 正交检测器、正交解调器及采样正交解调器
CN101277150B (zh) * 2008-03-21 2011-12-28 清华大学 电光调制器产生相移键控信号缺陷的在线监测方法

Also Published As

Publication number Publication date
US5675613A (en) 1997-10-07
DE69614284T2 (de) 2002-01-10
DE69614284D1 (de) 2001-09-13
EP0725477A2 (en) 1996-08-07
EP0725477A3 (en) 1997-06-11
CN1089985C (zh) 2002-08-28
EP0725477B1 (en) 2001-08-08

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN1089985C (zh) 失真补偿电路、接收装置、基地总站及无线电通信系统
CN1042585C (zh) 自动增益控制装置、通信系统和自动增益控制方法
KR100318142B1 (ko) 전송신호를수신하기위한수신기
US7050418B2 (en) Modem for processing CDMA signals
CA2184938C (en) Code division multiple access mobile communication system
DE69837759T2 (de) Teilnehmereinheit und verfahren für den gebrauch in einem drahtlosen kommunikationssystem
CN1237729C (zh) 在发射前运用预旋转方法的码分多址系统
CN1069469C (zh) 扩展频谱信号接收装置
CA2397390A1 (en) Multipath doppler-adjusted frequency tracking loop
CN1292937A (zh) 固定干扰的自适应消除
JP2001508626A (ja) 高データ速度補充チャンネルｃｄｍａ電気通信システム
KR20010012602A (ko) 무선 통신 시스템에서 사용하기 위한 가입자 유니트 및 방법
CN101036311A (zh) 在采用导频信号的cdma无线系统中使用自适应滤波器
CN1136672C (zh) 运用切换天线获得发送分集的方法和装置
KR100288753B1 (ko) 멀티캐리어 부호분할다중접속 통신시스템의 수신장치 방법
MXPA04010412A (es) Circuito de seguimiento de codigo digital simple y robusto para sistemas de comunicacion inalambricos.
CN1697344A (zh) 数据通信和无线系统
AU781463B2 (en) Adaptive array apparatus for correcting phase for forming directional pattern and correction method
CN1444411A (zh) 具有双重环路的前馈放大器
JP2003533068A (ja) チップ同期ｃｄｍａマルチプレクサ及び定数エンベロープ信号を生ずる方法
CN1110913C (zh) 正交频分多路复用信号的分集接收装置
CN1390022A (zh) 一种线性功率放大方法及其装置
CN1221073C (zh) 在无线电发射机内限制信号的方法和设备
JPH08274664A (ja) 歪補償回路
Fines et al. Synchronization techniques for all digital 16-ary QAM receivers operating over land mobile satellite links

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant
C19 Lapse of patent right due to non-payment of the annual fee
CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee