CN113640570A - 一种用于感性负载驱动的自激振荡方法及电流测量装置 - Google Patents

Abstract

本发明申请提供了一种用于感性负载驱动的自激振荡方法及电流测量装置，涉及电子电路领域；该方法运用于具体电路时包括：两个具有相同阈值电压的比较器，其输出端接入电流检测单元并连接所需驱动的感性负载；所述电流检测单元对所述感性负载中的正向电流和反向电流进行检测；所述比较器对所述感性负载构成正向驱动和反向驱动两种状态；在正向驱动状态时，所述正向电流检测信号控制并触发所述比较器翻转；在反向驱动状态时，所述反向电流检测信号控制并触发所述比较器翻转；所述正向驱动状态和所述反向驱动状态交替变化，形成自激振荡；本方法运用于磁场测量及电流测量等领域，可以提高测量精度。

Description

一种用于感性负载驱动的自激振荡方法及电流测量装置

技术领域

本申请涉及电子电路领域，具体而言，涉及一种用于感性负载驱动的电路自激振荡方法及电流测量装置。

背景技术

实现电路自激振荡的方法多种多样，针对感性负载的自激振荡电路是其中重要的一类，在科学研究、工业领域都有着重要作用。

例如在工业中广泛应用的直流电流非接触式测量技术，其中一种方案是利用磁调制实现电流的测量，这些类型的磁测量技术在理论上具有很高的灵敏度，可以满足精密测量的需求，因而是业界研究的重点和热点。另一方面，磁调制类的磁测量技术主要是针对静磁场测量，因为静磁场本身无法产生电磁感应，所以此类技术都需要对磁回路进行周期性激励，再进行检测。

其中，将磁回路和激励线圈视为一个感性负载，利用自激振荡电路来实现周期性激励的方法，因为结构简单，成本低廉而得到了广泛的应用。

本发明所提出的实现感性负载电路自激振荡的方法，相比传统电路，应用于相关测量领域时，可以提高测量精度。

图1a是目前所有公开资料中，实现感性负载驱动的自激振荡电路的结构示意图，本质是一个围绕比较器构成的自激方波振荡电路，必须工作在双电源下。图中比较器和电阻R₁、R₂构成一个滞回比较器，滞回宽度由R₁和R₂的阻值决定；感性负载和电阻R₃构成一个RL积分电路，同时R₃检测感性负载上的电流。工作原理可以分为两个步骤理解：

1、假设所述比较器理想，其输出为正向时，输出可视为正电源电压V_CC，R₁和R₂构成的分压点电压，即所述比较器的阈值电压V_TH为：

此时所述比较器对所述感性负载进行正向驱动，所述感性负载及R₃上的电流将会随时间而逐渐正向增加，电流检测电压V_D(即R₃上的电压)也正向增加，当达到阈值电压V_TH时，所述比较器翻转，输出反向电压。

2、所述比较器反向输出时，输出可视为负电源电压V_EE，此时所述比较器的阈值电压V_TH为：

此时所述比较器对所述感性负载进行反向驱动，所述感性负载及R₃上的电流将会随时间而逐渐反向变化，电流检测电压V_D也反向变化，当达到阈值电压V_TH时，所述比较器翻转，输出正向电压，完成一个振荡周期。

相关节点电压的波形变化示意于图1b中。

从以上分析中可以看到，这种传统的自激振荡方法有两个明显的特点，一是只使用了一只比较器，二是阈值电压V_TH随比较器的输出而变化。另外，在器件理想，电源电压理想对称的情况下，所述比较器的输出波形为一个占空比为50％的标准方波。

图2是将上述传统方法应用于电流测量领域时的电路结构示意图。此时的所述感性负载由一个磁回路和缠绕其上的驱动电流线圈构成，待测电流于所述磁回路中穿芯流过；由于所述待测电流将会在所述磁回路中产生磁感应，因此此时所述比较器输出波形的占空比也将发生变化；通过一个简单的积分平均电路，即可以将这一变化检测出来，表征所述待测电流大小。这就是利用磁调制效应进行电流检测的基本原理。

有关磁调制的原理与本发明无关，在此不加以详细论述。

上述分析是理想化的，在实际应用中，这种简单的方法存在一些明显的缺点，例如，电源电压的不对称，比较器输出的正负电压的不对称性，振荡波形的上升(下降)速率以及延迟等等，都将引起振荡信号的改变，从而在检测结果中产生失调偏移。实际电路中，即便电源辅以正负双向的稳压(或钳位)电路，增加调零电路，也难以完全消除掉这些非理想因素的影响。

发明内容

针对前面论述的问题，本发明提出了一种改进思路：用两个相同的比较器来构成自激振荡电路；所有非理想因素对两个比较器的影响相同，则对两个比较器输出的振荡信号而言，这些非理想因素的影响可以视为电子学中的“共模信号”；而相关测量电路中磁调制信号的影响，则可以视为“差模信号”；因此将两个比较器的输出信号，通过一次减法运算就可以消除所有非理想因素的影响，从而在相关测量中提高精度和稳定性。

根据这一思路，本发明提出了一种有两个比较器，适用于感性负载驱动的自激振荡方法。所述方法应用于具体电路，包括：两个具有相同阈值电压的比较器A和比较器B，其输出端接入电流检测单元并连接所需驱动的感性负载；所述电流检测单元包含正向电流检测模块和反向电流检测模块，对所述感性负载中的正向电流和反向电流进行检测；正向电流检测信号输入所述比较器B，反向电流检测信号输入所述比较器A；所述比较器对所述感性负载构成正向驱动和反向驱动两种状态；在正向驱动状态时，所述正向电流检测信号输入所述比较器B，并和所述阈值电压比较，当所述正向电流检测信号达到所述阈值电压时，所述比较器B翻转，进而触发所述比较器A翻转，电路进入反向驱动状态；在反向驱动状态时，所述反向电流检测信号输入所述比较器A，并和所述阈值电压比较，当所述反向电流检测信号达到所述阈值电压时，所述比较器A翻转，进而触发所述比较器B翻转，电路进入正向驱动状态；所述正向驱动状态和所述反向驱动状态交替变化，形成自激振荡。

对比于前文叙述的传统方法，本发明申请中所提出方法的一个重要特点是包含有了两个比较器；所述两个比较器必须做广义理解，即指当输入信号达到一定值时，输出状态将发生改变的电子器件和电子器件组合；同时，所述两个比较器具有相同的阈值电压，和传统方法相比，所述阈值电压在电路工作时不发生改变；所述阈值电压可以是在外部引入，人为设定，也可以是器件的内禀特性。

在电路工作时，所述两个比较器对所述感性负载将会交替施加正向和反向两种驱动；正向和反向两种驱动状态可以用所述感性负载中电流变化的方向加以区分和定义，而并不是特指所述感性负载上电压的高低或所述感性负载上中电流的方向。

另外，本发明申请中所提出的自激振荡方法，运用于具体电路，包含电流检测单元；所述电流检测单元包含有正向电流检测模块和反向电流检测模块，分别用于在正向驱动状态和反向驱动状态时，对感性负载上的电流进行检测；在电子电路中，一般常用线性元件，如电阻，进行电流检测，但所述正向电流检测模块和反向电流检测模块并不要求一定为线性。

本发明申请中所提出的驱动感性负载的自激振荡方法，一个优势运用领域就是电流测量，利用所述发明方法可以直接构建电流测量装置，包括：

一个感性负载，所述感性负载由一个磁回路和缠绕其上的驱动电流线圈构成，待测电流于所述磁回路中穿芯流过；两个具有相同阈值电压的比较器A和比较器B，其输出端接入电流检测单元并连接所需驱动的感性负载；所述电流检测单元包含正向电流检测模块和反向电流检测模块，对所述感性负载中的正向电流和反向电流进行检测；所述正向电流检测信号输入所述比较器B，所述反向电流检测信号输入所述比较器A；所述比较器对所述感性负载构成正向驱动和反向驱动两种状态；在正向驱动状态时，所述正向电流检测信号输入所述比较器B，并和所述阈值电压比较，当所述正向电流检测信号达到所述阈值电压时，所述比较器B翻转，进而触发所述比较器A翻转，电路进入反向驱动状态；在反向驱动状态时，所述反向电流检测信号输入所述比较器A，并和所述阈值电压比较，当所述反向电流检测信号达到所述阈值电压时，所述比较器A翻转，进而触发所述比较器B翻转，电路进入正向驱动状态；所述正向驱动状态和所述反向驱动状态交替变化，形成自激振荡；

所述待测电流将会在所述磁回路中产生磁感应强度，改变所述正向驱动状态和所述反向驱动状态的时间；所述正向驱动状态和所述反向驱动状态的时间差包含了所述待测电流大小的信息；所述比较器A和比较器B的振荡信号再输入一个减法器；所述减法器的输出即可表征所述待测电流的大小。

对上述的电流测量装置也可以进一步改进，构建磁平衡式电流测量装置，包括：一个感性负载，所述感性负载由一个磁回路和缠绕其上的驱动电流线圈构成，待测电流于所述磁回路中穿芯流过；所述磁回路上还缠绕一个反馈电流线圈，用于磁平衡控制；两个具有相同阈值电压的比较器A和比较器B，其输出端接入电流检测单元并连接所需驱动的感性负载；所述电流检测单元包含正向电流检测模块和反向电流检测模块，对所述感性负载中的正向电流和反向电流进行检测；所述正向电流检测信号输入所述比较器B，所述反向电流检测信号输入所述比较器A；所述比较器对所述感性负载构成正向驱动和反向驱动两种状态；在正向驱动状态时，所述正向电流检测信号输入所述比较器B，并和所述阈值电压比较，当所述正向电流检测信号达到所述阈值电压时，所述比较器B翻转，进而触发所述比较器A翻转，电路进入反向驱动状态；在反向驱动状态时，所述反向电流检测信号输入所述比较器A，并和所述阈值电压比较，当所述反向电流检测信号达到所述阈值电压时，所述比较器A翻转，进而触发所述比较器B翻转，电路进入正向驱动状态；所述正向驱动状态和所述反向驱动状态交替变化，形成自激振荡；

所述磁回路中的磁感应强度是所述待测电流和所述反馈电流线圈中的电流作用的叠加，将会影响所述正向驱动状态和所述反向驱动状态的时间；所述比较器A和比较器B的振荡信号再输入一个减法器；所述减法器的输出即表征了所述待测电流和所述反馈电流线圈中的电流的叠加作用；

所述减法器的输出用于控制所述反馈电流线圈中的电流；通过深度负反馈电路的控制作用，使得所述磁回路中的磁感应强度始终为零或一恒定值；所述反馈电流线圈中电流的大小就表征了所述待测电流的大小。

对比前文背景技术介绍中所述的传统方法构建的电流测量装置，利用本发明方法所构建的电流测量装置和磁平衡式电流测量装置中，所述比较器A和比较器B相同，其振荡信号中所包含的延迟、输出电平以及上升(下降)速率等因素引起的信号变化，可以视为共模信号，通过所述减法器消除，故而可以提高测量精度。

附图说明

为了更清楚地说明本申请所述方法、实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本申请的一些具体结构及实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。通过附图所示，本申请的上述及其它目的、特征和优势将更加清晰。在全部附图中相同的附图标记指示相同的部分。并未刻意按实际尺寸等比例缩放绘制附图，重点在于示出本申请的主旨。

图1(a)是传统感性负载驱动的自激振荡电路结构；

图1(b)是传统感性负载驱动的自激振荡电路波形示意图；

图2是传统自激振荡方法用于电流测量的示意图；

图3是本发明方法流程图；

图4是本发明方法的电路结构示意图；

图5(a)是实施例1的运算放大器构建自激振荡电路结构；

图5(b)实施例1的运算放大器构建自激振荡电路波形示意图

图6是实施例2的集电极(漏极)开路比较器构建自激振荡电路结构；

图7是实施例2的集电极(漏极)开路比较器增加电子开关后衍生的自激振荡电路结构；

图8(a)是实施例3的利用单管器件实现自激振荡电路结构；

图8(b)是实施例3的利用单管级联实现自激振荡电路结构；

图9是实施例4的利用反相器实现自激振荡电路结构；

图10是实施例5的电流测量装置示意图；

图11是实施例6的磁平衡式电流测量装置示意图。

附图标记说明：

201：比较器A；

202：比较器B；

30：电流检测单元；

301：正向电流检测模块；

302：反向电流检测模块；

40：感性负载；

401：磁回路；

402：驱动电流线圈；

403：反馈电流线圈；

50：减法器。

具体实施方式

为了更好地说明本发明方法及展示其特点，下面将结合一些实际电路结构对本发明方法以及所提及的各个部分及功能模块进行详细说明。因此，以下说明以及附图中提供的具体电路，并非旨在限制要求保护的本发明的范围，而是仅仅表示用以描述本发明原理的选定特例。本申请的其他特征和优点将在随后的说明书阐述，并且，部分地从说明书中变得显而易见，或者通过实施本申请实施例而了解。本申请的目的和其他优点可通过在所写的说明书、权利要求书、以及附图中所特别指出的结构来实现和获得。

本发明提出了一种有两个比较器，适用于感性负载驱动的自激振荡方法。图3是本发明方法的流程图，包括：

S101：两个具有相同阈值电压的比较器A和比较器B，其输出端接入电流检测单元并连接所需驱动的感性负载；

S102：所述电流检测单元对所述感性负载中的正向电流和反向电流进行检测，所述正向电流检测信号输入所述比较器B，所述反向电流检测信号输入所述比较器A；

S103：对所述感性负载进行正向驱动；所述正向电流检测信号输入所述比较器B，并和所述阈值电压比较；

S104：当所述正向电流检测信号达到所述阈值电压时，所述比较器B翻转，进而触发所述比较器A翻转，电路进入反向驱动状态；

S105：对所述感性负载进行反向驱动；所述反向电流检测信号输入所述比较器A，并和所述阈值电压比较；

S106：当所述反向电流检测信号达到所述阈值电压时，所述比较器A翻转，进而触发所述比较器B翻转，电路进入正向驱动状态；

所述正向驱动状态和所述反向驱动状态交替变化，形成自激振荡。

图4是用本发明方法构建的电路结构示意图。电路结构中包括：两个比较器A201和比较器B202，它们具有相同的阈值电压V_TH，其输出端接入电流检测单元30并连接所需驱动的感性负载40；所述电流检测单元30包含正向电流检测模块301和反向电流检测模块302，对所述感性负载40中的正向电流和反向电流进行检测，所述正向电流检测信号输入所述比较器B202，所述反向电流检测信号输入所述比较器A201；所述比较器对所述感性负载40构成正向驱动和反向驱动两种状态；在正向驱动状态时，所述正向电流检测模块301所检测得到的正向电流检测信号输入所述比较器B202，并和所述阈值电压V_TH比较，当所述正向电流检测信号达到所述阈值电压V_TH时，所述比较器B202翻转，进而触发所述发比较器A201翻转，电路进入反向驱动状态；在反向驱动状态时，所述反向电流检测模块302所检测得到的反向电流检测信号输入所述比较器A201，并和所述阈值电压V_TH比较，当所述反向电流检测信号达到所述阈值电压V_TH时，所述比较器A201翻转，进而触发所述比较器B202翻转，电路进入正向驱动状态；所述正向驱动状态和所述反向驱动状态交替变化，形成自激振荡。

实施例1：利用运算放大器构建自激振荡电路

图5a例举了一种根据本发明思想，用运算放大器构建的实际电路。电路结构中包括两个运算放大器U₁和U₂，其中U₁的作用对应于所述比较器A201，U₂的作用对应于所述比较器B202；在所述运算放大器U₁和U₂同相输入端输入一个固定的参考电压V_TH，所述参考电压V_TH可以人为设定大小，即所述比较器的阈值电压V_TH；在U₁和U₂的输出端接入电流检测单元30并连接所需驱动的感性负载40；所述电流检测单元30包含正向电流检测模块301和反向电流检测模块302；所述正向电流检测模块301由电阻R₁和二极管D₁用组成；所述反向电流检测模块302由电阻R₂二极管D₂组成；所述正向电流检测信号(即电阻R₁上的电压信号)输入所述运算放大器U₂的反相端；所述反向电流检测信号(即电阻R₂上的电压信号)输入所述运算放大器U₁的反相端；电路的工作原理可以按以下两个状态进行描述和理解：

1、正向驱动状态：所述运算放大器U₁输出高电位，所述运算放大器U₂输出低电位；此时D₂导通，R₂不起作用；而D₁反向截止，所述负载电感40的电流必须流过R₁、在R₁上产生所述正向电流检测信号，并输入U₂的反相端；当时间增加时，所述负载电感40的电流增大时，所述正向电流检测信号逐渐降低；当所述正向电流检测信号降低到所述阈值电压V_TH时，将会触发U₂翻转(输出高电位)，进而触发U₁翻转(输出低电位)，电路进入反向驱动状态。

2、反向驱动状态：所述运算放大器U₁输出低电位，所述运算放大器U₂输出高电位；此时D₁导通，R₁不起作用；而D₂反向截止，所述负载电感40的电流必须流过R₂、在R₂上产生所述反向电流检测信号，并输入比较器U₁的反相端；当时间增加时，所述负载电感40的电流反向增加时，所述反向电流检测信号逐渐降低；当所述反向电流检测信号降低到所述阈值电压V_TH时，将会触发U₁翻转(输出高电位)，进而触发U₂翻转(输出低电位)，电路进入正向驱动状态。

电路工作时相关节点电压的波形变化示意于图5b中，可以更清晰地说明电路的工作原理，

以上两种状态交替转换，电路实现自激振荡。

在这里补充说明两点：1、二极管D₁、D₂的作用是“同步开关”，用于实现所述负载电感40电流在不同方向变化时的检测，它们可以用其它开关器件代替。2、电流检测用的电阻R₁、R₂并不要求线性，因此可以用其它非线性元件代替。

另外，图5a所描述的电路结构只是利用本发明方法实现的一种具体电路结构，在实际运用中，根据选取的不同比较器类型，可以衍生出多种多样的具体结构，

实施例2：利用集电极(或漏极)开路比较器构建自激振荡电路。

在工业中有一类比较器采用集电极(或漏极)开路输出，如LM339、LM393等型号，利用本发明方法，也可以构建出相应的自激振荡电路，如图6所示。电路结构中包括两个集电极(或漏极)开路输出的比较器U₁和U₂，其中U₁的作用对应于所述比较器A201，U₂的作用对应于所述比较器B202；

图6中的电阻R₁、R₂连接到电源V_CC，分别是U₁和U₂的“上拉电阻”；同时R₁作为所述正向电流检测模块301，R₂作为反向电流检测模块302；由于U₁和U₂的输出端相当于“同步开关”，因此不再需要二极管，电路也可以实现自激振荡。

图6的电路中，U₁和U₂输出信号相当于“电流检测信号”，无法直接输出方波振荡信号，这在部分应用场景中可能不能满足需求，这时可以在U₁和U₂后端再增加一只(或多只)电子开关构造衍生电路，如图7所示：电阻R₃、R₄分别是U₁和U₂输出端的上拉电阻，用于驱动所述电子开关Q₁和Q₂(图中表示为N沟道MOS管)；此时，所述比较器U₁、电阻R₃和电子开关Q₁可以统一视为所述比较器A201；所述比较器U₂、电阻R₄和电子开关Q₂可以统一视为所述比较器B202；电阻R₁、R₂则分别作为所述正向电流检测模块301和反向电流检测模块302。

图6和图7电路的工作原理以及波形变化与图5电路相似，本文不再加以详细论述。同时根据本发明方法，可以构造的衍生电路多种多样，例如用P沟道MOS管或其它器件作为电子开关，同样也可以构造相应的振荡电路，这些具体电路本文不再一一详述。

必须强调的是，本发明方法中包含两个具有相同阈值电压的比较器；所述比较器必须做广义理解，即是指当输入信号达到一定值时，输出状态将发生改变的电子器件和电子器件组合，不限于传统电子学领域的“运算放大器”、“电压比较器”及“电流比较器”等器件；所述阈值电压可以是在外部引入，人为设定，也可以是器件的内禀特性；因此所述“比较器”包括双极结型晶体管(BJT，Bipolar Junction Transistor)、MOS场效应晶体管(MOSFET，MOS Field Effect Transistior)、结型场效应晶体管(JFET，Junction FieldEffect Transistior)和绝缘栅双极晶体管(IGBT，Insulated Gate Bipolar Transistor)以及模拟开关等电子器件，这类器件在使用时，其在电子学中定义的“导通电压”或“开启电压”等参数，可以视为改变器件输出状态的内禀“阈值电压”；当然也包括数字电子学中常见的反相器、各类门电路以及各类触发器等器件，这些器件也都具有在一定触发电平时改变器件输出状态的特性，也可以视为具有内禀“阈值电压”的比较器件；另外，利用单片机编程也可以实现本发明所需的比较功能。

实施例3：利用单管器件构建自激振荡电路。

图8a给出了一种利用单管器件来实现自激振荡电路的结构，其工作原理与前文中图6、图7电路相同；图8a中的Q₁和Q₂两只N沟道MOSFET就是比较器件，它们的“开启电压”可以视为内禀“阈值电压”；其中Q₁对应所述比较器A201，Q₂对应所述比较器B202，只要它们的跨导足够大，则电路可以实现自激振荡；同样地，电阻R₁、R₂则分别作为所述正向电流检测模块301和反向电流检测模块302。

当然也可以用多只单管级联的方法来等效增大MOSFET跨导，实现所需的比较功能及自激振荡。如图8b所示，Q₁及其后级联的多只N沟道MOSFET结构可以视为所述比较器A201；Q₂及其后级联的多只N沟道MOSFET结构可以视为所述比较器B202；电阻R₁、R₂则分别作为所述正向电流检测模块301和反向电流检测模块302；根据输出电压的方向，很容易知道，只要多级级联数为奇数，则可以实现自激振荡。

实施例4：利用反相器构建自激振荡电路。

图9是利用数字电子学中的“反相器”来实现自激振荡电路的一种结构，图中电路有两只反相器U₁和U₂，其中U₁的作用对应于所述比较器A201，U₂的作用对应于所述比较器B202；它们的翻转电压可以视为内禀“阈值电压”，该电路的其余结构和工作原理与图5a所介绍的电路完全相同，本文不再详述。当然各类门电路以及各类触发器等电子器件，也可以视为具有内禀“阈值电压”的比较器，用本发明的方法实现自激振荡。

另外利用单片机编程，根据本发明方法流程，也很容易实现所需的自激振荡。

利用本发明方法，使用上面叙述的各种器件、以及这些器件的组合，可以构建的驱动感性负载的自激振荡电路多种多样，不胜枚举，本文不再例举相关电路结构。

对比前文所述的传统自激振荡电路，采用本发明方法构建的这些电路都有以下两点共同特征：一是只使用了两只比较器，二是所述比较器的阈值电压不变。

将本发明方法构建的驱动感性负载的自激振荡电路用于磁测量、电流测量等领域时，所有的非理想因素(如电源电压的不对称，比较器输出的正负电压的不对称性，振荡波形的上升、下降速率以及延迟等等)对两个比较器的影响相同，因此所述两个比较器输出的振荡信号中，这些影响可以视为“共模信号”；而外部待测磁场、电流通过磁调制对振荡信号的影响可以视为“差模信号”；因此将两个比较器输出的振荡信号，通过一次减法运算就可以消除所有非理想因素的影响，从而提高测量精度。

实施例5：一种电流测量装置。

如图10所示，本申请还提供一种电流测量装置，包括：

一个感性负载40，所述感性负载由一个磁回路401和缠绕其上的驱动电流线圈402构成，待测电流I_X于所述磁回路401中穿芯流过；两个具有相同阈值V_TH电压的比较器A201和比较器B202，其输出端接入电流检测单元30并连接所需驱动的感性负载40；所述电流检测单元30包含正向电流检测模块301和反向电流检测模块302，对所述感性负载40中的正向电流和反向电流进行检测，所述正向电流检测信号输入所述比较器B202，所述反向电流检测信号输入所述比较器A201；所述比较器对所述感性负载40构成正向驱动和反向驱动两种状态；在正向驱动状态时，所述正向电流检测模块301所检测得到的正向电流检测信号输入所述比较器B202，并和所述阈值电压V_TH比较，当所述正向电流检测信号达到所述阈值电压V_TH时，所述比较器B202翻转，进而触发所述发比较器A201翻转，电路进入反向驱动状态；在反向驱动状态时，所述反向电流检测模块302所检测得到的反向电流检测信号输入所述比较器A201，并和所述阈值电压V_TH比较，当所述反向电流检测信号达到所述阈值电压V_TH时，所述比较器A201翻转，进而触发所述比较器B202翻转，电路进入正向驱动状态；所述正向驱动状态和所述反向驱动状态交替变化，形成自激振荡。

所述待测电流I_X将会在所述磁回路401中产生磁感应强度，从而改变所述正向驱动状态和所述反向驱动状态的时间；因此所述正向驱动状态和所述反向驱动状态的时间差包含了所述待测电流I_X大小的信息；所述比较器A201和比较器B202的振荡信号再输入一个减法器50；所述减法器50的输出即可表征所述待测电流的大小；

所述比较器A201和比较器B202相同，其振荡信号中所包含的延迟、输出电平以及上升(下降)速率等因数引起的信号变化，可以视为共模信号，通过所述减法器50消除，故而可以提高测量精度。

实施例6：一种磁平衡式电流测量装置。

如图11所示，本申请还提供一种磁平衡式电流测量装置，包括：

一个感性负载40，所述感性负载由一个磁回路401和缠绕其上的驱动电流线圈402构成，待测电流I_X于所述磁回路401中穿芯流过；所述磁回路上还缠绕一个反馈电流线圈403，用于磁平衡控制；两个具有相同阈值V_TH电压的比较器A201和比较器B202，其输出端接入电流检测单元30并连接所需驱动的感性负载40；所述电流检测单元30包含正向电流检测模块301和反向电流检测模块302，对所述感性负载40中的正向电流和反向电流进行检测，所述正向电流检测信号输入所述比较器B202，所述反向电流检测信号输入所述比较器A201；所述比较器对所述感性负载40构成正向驱动和反向驱动两种状态；在正向驱动状态时，所述正向电流检测模块301所检测得到的正向电流检测信号输入所述比较器B202，并和所述阈值电压V_TH比较，当所述正向电流检测信号达到所述阈值电压V_TH时，所述比较器B202翻转，进而触发所述发比较器A201翻转，电路进入反向驱动状态；在反向驱动状态时，所述反向电流检测模块302所检测得到的反向电流检测信号输入所述比较器A201，并和所述阈值电压V_TH比较，当所述反向电流检测信号达到所述阈值电压V_TH时，所述比较器A201翻转，进而触发所述比较器B202翻转，电路进入正向驱动状态；所述正向驱动状态和所述反向驱动状态交替变化，形成自激振荡。

所述磁回路401中的磁感应强度是所述待测电流I_X和所述反馈电流线圈403中的电流作用的叠加，将会影响所述正向驱动状态和所述反向驱动状态的时间；所述比较器A201和比较器B202的振荡信号再输入一个减法器50；所述减法器50的输出即可表征所述待测电流I_X和所述反馈电流线圈403中的电流的叠加作用；

所述减法器50的输出用于控制所述反馈电流线圈403中的电流；通过深度负反馈电路的控制作用，使得所述磁回路401中的磁感应强度始终为零或一恒定值，则所述反馈电流线圈403中电流的大小就可以表征所述待测电流I_X的大小；

所述比较器A201和比较器B202相同，其振荡信号中所包含的延迟、输出电平以及上升(下降)速率等因数引起的信号变化，可以视为共模信号，通过所述减法器消除，故而可以提高测量精度。

为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，上面结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行了清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。通常在此处附图中描述和示出的本发明实施例的组件可以以各种不同的配置来布置和设计。

因此，以上对在附图中提供的本发明的实施例的详细描述并非旨在限制要求保护的本发明的范围，而是仅仅表示本发明的选定实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

应注意到：相似的标号和字母在下面的附图中表示类似项，因此，一旦某一项在一个附图中被定义，则在随后的附图中不需要对其进行进一步定义和解释。

在本发明的描述中，需要说明的是，术语“中心”、“上”、“下”、“左”、“右”、“竖直”、“水平”、“内”、“外”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，或者是该发明产品使用时惯常摆放的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明的限制。此外，术语“第一”、“第二”、“第三”等仅用于区分描述，而不能理解为指示或暗示相对重要性。

在本发明的描述中，还需要说明的是，除非另有明确的规定和限定，术语“设置”、“安装”、“相连”、“减法”、“连接”、“正向”、“反向”等应做广义理解，例如，“正向”驱动、“反向”驱动，仅仅是代表对负载施加的不同状态，而不是具体限定电位高低或电流流动方向。又例如，“减法”运算可以是由具有减法性质的装置完成，也可以是由具有加法性质的装置完成。对于本领域的普通技术人员而言，可以具体情况理解上述术语在本发明中的具体含义。

Claims (6)

1.一种适用于感性负载驱动的自激振荡方法，其特征在于，所述方法应用于具体电路，包括两个具有相同阈值电压的比较器A和比较器B，其输出端接入电流检测单元并连接所需驱动的感性负载；所述电流检测单元包含正向电流检测模块和反向电流检测模块，对所述感性负载中的正向电流和反向电流进行检测；正向电流检测信号输入所述比较器B，反向电流检测信号输入所述比较器A；所述比较器对所述感性负载构成正向驱动和反向驱动两种状态；在正向驱动状态时，所述正向电流检测信号输入所述比较器B，并和所述阈值电压比较，当所述正向电流检测信号达到所述阈值电压时，所述比较器B翻转，进而触发所述比较器A翻转，电路进入反向驱动状态；在反向驱动状态时，所述反向电流检测信号输入所述比较器A，并和所述阈值电压比较，当所述反向电流检测信号达到所述阈值电压时，所述比较器A翻转，进而触发所述比较器B翻转，电路进入正向驱动状态；所述正向驱动状态和所述反向驱动状态交替变化，形成自激振荡。

2.根据权利要求1所述的自激振荡方法，运用于具体电路，其特征在于，包含两个比较器；所述比较器是指当输入信号达到一定值时，输出状态将发生改变的电子器件和电子器件组合；所述两个比较器对所述感性负载构成正向和反向两种驱动状态。

3.根据权利要求1所述的自激振荡方法，运用于具体电路，其特征在于，包含电流检测单元；所述电流检测单元包含有正向电流检测模块和反向电流检测模块，分别用于在正向驱动状态和反向驱动状态时，对感性负载上的电流进行检测。

4.根据权利要求1所述的自激振荡方法，运用于具体电路，其特征在于，包含至少一个感性负载；所述感性负载由磁回路和缠绕的驱动线圈构成。

5.一种电流测量装置，其特征在于，包括一个感性负载，所述感性负载由一个磁回路和缠绕其上的驱动电流线圈构成，待测电流于所述磁回路中穿芯流过；两个具有相同阈值电压的比较器A和比较器B，其输出端接入电流检测单元并连接所需驱动的感性负载；所述电流检测单元包含正向电流检测模块和反向电流检测模块，对所述感性负载中的正向电流和反向电流进行检测；所述正向电流检测信号输入所述比较器B，所述反向电流检测信号输入所述比较器A；所述比较器对所述感性负载构成正向驱动和反向驱动两种状态；在正向驱动状态时，所述正向电流检测信号输入所述比较器B，并和所述阈值电压比较，当所述正向电流检测信号达到所述阈值电压时，所述比较器B翻转，进而触发所述比较器A翻转，电路进入反向驱动状态；在反向驱动状态时，所述反向电流检测信号输入所述比较器A，并和所述阈值电压比较，当所述反向电流检测信号达到所述阈值电压时，所述比较器A翻转，进而触发所述比较器B翻转，电路进入正向驱动状态；所述正向驱动状态和所述反向驱动状态交替变化，形成自激振荡；

所述待测电流将会在所述磁回路中产生磁感应强度，改变所述正向驱动状态和所述反向驱动状态的时间；所述正向驱动状态和所述反向驱动状态的时间差包含了所述待测电流大小的信息；所述比较器A和比较器B的振荡信号再输入一个减法器；所述减法器的输出即可表征所述待测电流的大小。

6.一种磁平衡式电流测量装置，其特征在于，包括一个感性负载，所述感性负载由一个磁回路和缠绕其上的驱动电流线圈构成，待测电流于所述磁回路中穿芯流过；所述磁回路上还缠绕一个反馈电流线圈，用于磁平衡控制；两个具有相同阈值电压的比较器A和比较器B，其输出端接入电流检测单元并连接所需驱动的感性负载；所述电流检测单元包含正向电流检测模块和反向电流检测模块，对所述感性负载中的正向电流和反向电流进行检测；所述正向电流检测信号输入所述比较器B，所述反向电流检测信号输入所述比较器A；所述比较器对所述感性负载构成正向驱动和反向驱动两种状态；在正向驱动状态时，所述正向电流检测信号输入所述比较器B，并和所述阈值电压比较，当所述正向电流检测信号达到所述阈值电压时，所述比较器B翻转，进而触发所述比较器A翻转，电路进入反向驱动状态；在反向驱动状态时，所述反向电流检测信号输入所述比较器A，并和所述阈值电压比较，当所述反向电流检测信号达到所述阈值电压时，所述比较器A翻转，进而触发所述比较器B翻转，电路进入正向驱动状态；所述正向驱动状态和所述反向驱动状态交替变化，形成自激振荡；

所述磁回路中的磁感应强度是所述待测电流和所述反馈电流线圈中的电流作用的叠加，将会影响所述正向驱动状态和所述反向驱动状态的时间；所述比较器A和比较器B的振荡信号再输入一个减法器；所述减法器的输出即表征了所述待测电流和所述反馈电流线圈中的电流的叠加作用；

所述减法器的输出用于控制所述反馈电流线圈中的电流；通过深度负反馈电路的控制作用，使得所述磁回路中的磁感应强度始终为零或一恒定值；所述反馈电流线圈中电流的大小就表征了所述待测电流的大小。

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