CN113611926A - 反激式均衡电路的电流采样装置、方法和电池均衡系统 - Google Patents

反激式均衡电路的电流采样装置、方法和电池均衡系统 Download PDF

Info

Publication number
CN113611926A
CN113611926A CN202110843984.XA CN202110843984A CN113611926A CN 113611926 A CN113611926 A CN 113611926A CN 202110843984 A CN202110843984 A CN 202110843984A CN 113611926 A CN113611926 A CN 113611926A
Authority
CN
China
Prior art keywords
current
sampling
equalizing
equalization
circuit
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN202110843984.XA
Other languages
English (en)
Other versions
CN113611926B (zh
Inventor
陈建清
胡友涛
滕云龙
张振沣
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Gree Electric Appliances Inc of Zhuhai
Original Assignee
Gree Electric Appliances Inc of Zhuhai
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Gree Electric Appliances Inc of Zhuhai filed Critical Gree Electric Appliances Inc of Zhuhai
Priority to CN202110843984.XA priority Critical patent/CN113611926B/zh
Publication of CN113611926A publication Critical patent/CN113611926A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN113611926B publication Critical patent/CN113611926B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01M—PROCESSES OR MEANS, e.g. BATTERIES, FOR THE DIRECT CONVERSION OF CHEMICAL ENERGY INTO ELECTRICAL ENERGY
    • H01M10/00—Secondary cells; Manufacture thereof
    • H01M10/42—Methods or arrangements for servicing or maintenance of secondary cells or secondary half-cells
    • H01M10/425—Structural combination with electronic components, e.g. electronic circuits integrated to the outside of the casing
    • H01M10/4257—Smart batteries, e.g. electronic circuits inside the housing of the cells or batteries
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J7/00—Circuit arrangements for charging or depolarising batteries or for supplying loads from batteries
    • H02J7/0013—Circuit arrangements for charging or depolarising batteries or for supplying loads from batteries acting upon several batteries simultaneously or sequentially
    • H02J7/0014—Circuits for equalisation of charge between batteries
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33576—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer
    • H02M3/33584—Bidirectional converters
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01M—PROCESSES OR MEANS, e.g. BATTERIES, FOR THE DIRECT CONVERSION OF CHEMICAL ENERGY INTO ELECTRICAL ENERGY
    • H01M10/00—Secondary cells; Manufacture thereof
    • H01M10/42—Methods or arrangements for servicing or maintenance of secondary cells or secondary half-cells
    • H01M10/425—Structural combination with electronic components, e.g. electronic circuits integrated to the outside of the casing
    • H01M2010/4271—Battery management systems including electronic circuits, e.g. control of current or voltage to keep battery in healthy state, cell balancing
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01M—PROCESSES OR MEANS, e.g. BATTERIES, FOR THE DIRECT CONVERSION OF CHEMICAL ENERGY INTO ELECTRICAL ENERGY
    • H01M10/00—Secondary cells; Manufacture thereof
    • H01M10/42—Methods or arrangements for servicing or maintenance of secondary cells or secondary half-cells
    • H01M10/425—Structural combination with electronic components, e.g. electronic circuits integrated to the outside of the casing
    • H01M2010/4278—Systems for data transfer from batteries, e.g. transfer of battery parameters to a controller, data transferred between battery controller and main controller
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J2207/00—Indexing scheme relating to details of circuit arrangements for charging or depolarising batteries or for supplying loads from batteries
    • H02J2207/20—Charging or discharging characterised by the power electronics converter
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
    • Y02E60/00—Enabling technologies; Technologies with a potential or indirect contribution to GHG emissions mitigation
    • Y02E60/10—Energy storage using batteries

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Microelectronics & Electronic Packaging (AREA)
  • Manufacturing & Machinery (AREA)
  • Chemical & Material Sciences (AREA)
  • Chemical Kinetics & Catalysis (AREA)
  • Electrochemistry (AREA)
  • General Chemical & Material Sciences (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

本发明公开了一种反激式均衡电路的电流采样装置、方法和电池均衡系统，该装置包括：第一采样模块，采集变压器的原边线圈锁在支路上的原边均衡电流；第一均衡电流调理单元，对原边均衡电流进行调理，以得到原边均衡电流的瞬时值；第二采样模块，采集变压器的副边线圈所在支路上的副边均衡电流；第二均衡电流调理单元，对第二采样模块采样得到的所述副边均衡电流进行调理，以得到副边均衡电流的瞬时值；控制单元，基于相应均衡电流的瞬时值、以及相应开关管的驱动信号的占空比进行计算，得到相应均衡电流的有效值。该方案，通过设置反激式均衡电流采集电路，能够提高均衡电流的采样精度，进而提高在电池均衡管理中对电池荷电状态的估算准确性。

Description

反激式均衡电路的电流采样装置、方法和电池均衡系统
技术领域
本发明属于电池管理技术领域，具体涉及一种反激式均衡电路的电流采样装置、方法和电池均衡系统，尤其涉及一种反激式均衡电路的电流采样电路、方法和电池均衡系统。
背景技术
电池常以串联的形式提高输出能力进行工作，串联后的电池在充电和放电过程中会因为电池的不一致性产生一个问题：在充电时高电量电池会先充满电，在放电时低电量电池会先放完电，从而导致电池要么不能完全充满或完全放完电，要么面临过充和过放的危险，所以电池在使用过程中需要对其剩余电量即电池荷电状态进行均衡管理。
电池均衡的意义在于实现对电池荷电状态的均衡，而电池荷电状态不能即时获取，只能通过估算获得，电池荷电状态估算的精度依赖于电池模型的准确性、以及电池电压、工作电流和均衡电流的采样精度。其中，均衡电流的采样精度对电池荷电状态的均衡有重要意义。若均衡电流的采样精度较低，则会影响对电池荷电状态的估算准确性。
上述内容仅用于辅助理解本发明的技术方案，并不代表承认上述内容是现有技术。
发明内容
本发明的目的在于，提供一种反激式均衡电路的电流采样装置、方法和电池均衡系统，以解决在电池均衡管理中对电池荷电状态的估算中，若均衡电流的采样精度较低，则会影响在电池均衡管理中对电池荷电状态的估算准确性的问题，达到通过设置适用于反激式均衡方案中的均衡电流采集电路，能够提高均衡电流的采样精度，进而提高在电池均衡管理中对电池荷电状态的估算准确性的效果。
本发明提供一种反激式均衡电路的电流采样装置中，所述反激式均衡电路，包括：变压器和开关管单元；所述开关管单元，包括：第一开关管和/或第二开关管；所述第一开关管，设置在所述变压器的原边线圈所在支路上；所述第二开关管，设置在所述变压器的副边线圈所在支路上；所述反激式均衡电路的电流采样装置，包括：采样模块；所述采样模块，包括：第一采样模块和/或第二采样模块；所述反激式均衡电路的电流采样装置，还包括：均衡电流调理单元和控制单元；所述均衡电流调理单元，包括：第一均衡电流调理单元和/或第二均衡电流调理单元；其中，所述第一采样模块，被配置为采集所述变压器的原边线圈所在支路上的原边均衡电流；所述第一均衡电流调理单元，被配置为对所述第一采样模块采样得到的所述原边均衡电流进行调理，以得到所述第一采样模块采样得到的所述原边均衡电流的瞬时值；所述第二采样模块，被配置为采集所述变压器的副边线圈所在支路上的副边均衡电流；所述第二均衡电流调理单元，被配置为对所述第二采样模块采样得到的所述副边均衡电流进行调理，以得到所述第二采样模块采样得到的所述副边均衡电流的瞬时值；所述控制单元，被配置为在所述反激式均衡电路的相应均衡电流最小或最大的情况下，若基于相应采样模块采样得到相应均衡电流的瞬时值，则基于相应均衡电流的瞬时值、以及相应开关管的驱动信号的占空比进行计算，得到相应采样模块采样得到的相应均衡电流的有效值。
在一些实施方式中，所述第一均衡电流调理单元与所述第二均衡电流调理单元的结构相同。
在一些实施方式中，所述第一均衡电流调理单元，包括：偏置模块；所述偏置模块，被配置为对所述第一采样模块采样得到的所述变压器的原边均衡电流的幅度进行处理，以将所述第一采样模块采样得到的所述变压器的原边均衡电流在所述第一采样模块上表现出来的电压调整至设定采样范围内。
在一些实施方式中，所述偏置模块，包括：加法电路和偏置电路；所述加法电路，包括：第一运算放大器及其外围电路；所述偏置电路，包括：第二运算放大器及其外围电路；所述第一采样模块的输出端，输入至所述第一运算放大器的同相输入端；所述第二运算放大器的反相输入端和所述第二运算放大器的输出端，均连接至所述第一运算放大器的同相输入端；所述第二运算放大器的输出端，能够输出至所述控制单元的第一AD采样端。
在一些实施方式中，所述第一均衡电流调理单元，还包括：隔离模块；所述隔离模块，被配置为对于所述隔离模块的输入端和所述隔离模块的输出端进行隔离，以将所述反激式均衡电路的电流采样装置与所述反激式均衡电路进行隔离。
在一些实施方式中，所述隔离模块，包括：隔离芯片，以及第三运算放大器及其外围电路；在所述第一均衡电流调理单元包括加法电路和偏置电路的情况下，所述加法电路中第二运算放大器的输出端，经所述隔离芯片和所述第三运算放大器之后，自所述第三运算放大器的输出端，输出至所述控制单元的第一AD采样端。
在一些实施方式中，所述第一均衡电流调理单元，还包括：滤波模块；所述滤波模块，被配置为对所述第一采样模块采样得到的所述变压器的原边均衡电流进行滤波处理；其中，在所述第一均衡电流调理单元包括偏置模块和隔离模块中的至少之一的情况下，所述滤波模块，设置在所述偏置模块和所述隔离模块中的至少之一的输出端。
在一些实施方式中，所述第一均衡电流调理单元，还包括：钳位模块；所述第一采样模块对所述变压器的原边均衡电流的采样，是以施加在所述第一采样模块上的电压的形式进行体现的；所述钳位模块，被配置为对所述第一采样模块上的电压进行钳位；其中，在所述第一均衡电流调理单元包括偏置模块、隔离模块和滤波模块中的至少之一的情况下，所述钳位模块，设置在所述偏置模块、所述隔离模块和所述滤波模块中的至少之一的输出端。
在一些实施方式中，还包括：所述控制单元，还被配置为对所述采样模块对所述变压器的原边均衡电流和副边均衡电流中的至少之一的采样时机，与所述开关管单元的驱动信号进行同步控制，以在所述开关管单元的驱动信号的占空比与相位发生变化的情况下，使所述变压器的原边均衡电流和副边均衡电流中的至少之一的采样时机，为每个设定均衡周期内在所述开关管单元中相应开关管的导通与关断中的至少之一时；其中，在所述开关单元中第一开关管导通的情况下，所述反激式均衡电路的原边均衡电流最大；在所述开关单元中第一开关管关断的情况下，所述反激式均衡电路的原边均衡电流最小；在所述开关单元中第二开关管导通的情况下，所述反激式均衡电路的副边均衡电流最大；在所述开关单元中第二开关管关断的情况下，所述反激式均衡电路的副边均衡电流最小。
在一些实施方式中，所述控制单元，对所述采样模块对所述变压器的原边均衡电流和副边均衡电流中的至少之一的采样时机，与所述开关管单元的驱动信号进行同步控制，包括：设置所述变压器的原边均衡电流和副边均衡电流的采样通道的触发信号，并设置所述第一开关管和所述第二开关管的驱动信号，并使所述触发信号与所述驱动信号同步；所述触发信号与所述驱动信号的周期相同；其中，设置所述变压器的原边均衡电流和副边均衡电流的采样通道的触发信号，包括：对所述变压器的原边均衡电流的采样通道，由第一控制信号产生的第一触发信号进行触发；对所述变压器的副边均衡电流的采样通道，由第二控制信号产生的第二触发信号进行触发；设置所述第一开关管和所述第二开关管的驱动信号，包括：以第三控制信号为所述第一开关管的驱动信号，并以第四控制信号为所述第二开关管的驱动信号；所述控制单元，在所述反激式均衡电路的相应均衡电流最小或最大的情况下，若基于相应采样模块采样得到相应均衡电流的瞬时值，则基于相应均衡电流的瞬时值、以及相应开关管的驱动信号的占空比进行计算，得到相应采样模块采样得到的相应均衡电流的有效值，包括：在一个设定均衡周期内，若所述第一采样模块采样得到两个所述原边均衡电流的瞬时值，即第一原边均衡电流瞬时值和第二原边均衡电流瞬时值，且在所述第一开关管的占空比为第一占空比的情况下，则所述变压器的原边均衡电流的有效值为所述第一原边均衡电流瞬时值与所述第二原边均衡电流瞬时值之和的一半，与所述第一占空比的乘积；在一个设定均衡周期内，若所述第二采样模块采样得到两个所述原边均衡电流的瞬时值，即第三原边均衡电流瞬时值和第四原边均衡电流瞬时值，且在所述第二开关管的占空比为第二占空比的情况下，则所述变压器的原边均衡电流的有效值为所述第三原边均衡电流瞬时值与所述第四原边均衡电流瞬时值之和的一半，与所述第二占空比的乘积。
在一些实施方式中，所述控制单元，对所述采样模块对所述变压器的原边均衡电流和副边均衡电流中的至少之一的采样时机，与所述开关管单元的驱动信号进行同步控制，还包括：若所述变压器的原边均衡电流的有效值和副边均衡电流的有效值中的至少之一，与均衡电流目标值不同，则对相应开关管的驱动信号的占空比和相位进行调节，并在每个设定均衡周期内对相应采样通道的触发信号的相位进行调节，以使所述第一控制信号在每个设定均衡周期内都在第三控制信号上升沿与下降沿的前设定数量个周期产生第一触发信号，和/或使所述第二控制信号在每个设定均衡周期内都在第四控制信号上升沿与下降沿的前设定数量个周期产生第二触发信号。
与上述装置相匹配，本发明再一方面提供一种电池均衡系统，包括：以上所述的反激式均衡电路的电流采样装置。
与上述电池均衡系统相匹配，本发明再一方面提供一种反激式均衡电路的电流采样方法中，所述反激式均衡电路，包括：变压器和开关管单元；所述开关管单元，包括：第一开关管和/或第二开关管；所述第一开关管，设置在所述变压器的原边线圈所在支路上；所述第二开关管，设置在所述变压器的副边线圈所在支路上；所述反激式均衡电路的电流采样方法，包括：通过第一采样模块，采集所述变压器的原边线圈所在支路上的原边均衡电流；通过第一均衡电流调理单元，对所述第一采样模块采样得到的所述原边均衡电流进行调理，以得到所述第一采样模块采样得到的所述原边均衡电流的瞬时值；通过第二采样模块，采集所述变压器的副边线圈所在支路上的副边均衡电流；通过第二均衡电流调理单元，对所述第二采样模块采样得到的所述副边均衡电流进行调理，以得到所述第二采样模块采样得到的所述副边均衡电流的瞬时值；通过控制单元，在所述反激式均衡电路的相应均衡电流最小或最大的情况下，若基于相应采样模块采样得到相应均衡电流的瞬时值，则基于相应均衡电流的瞬时值、以及相应开关管的驱动信号的占空比进行计算，得到相应采样模块采样得到的相应均衡电流的有效值。
在一些实施方式中，其中，通过第一均衡电流调理单元，对所述第一采样模块采样得到的所述原边均衡电流进行调理，和/或，通过第二均衡电流调理单元，对所述第二采样模块采样得到的所述副边均衡电流进行调理，包括：对相应采样模块得电的相应均衡电流，进行幅值调整、隔离、滤波、钳位中的至少一种处理。
在一些实施方式中，还包括：通过控制单元，对所述采样模块对所述变压器的原边均衡电流和副边均衡电流中的至少之一的采样时机，与所述开关管单元的驱动信号进行同步控制，以在所述开关管单元的驱动信号的占空比与相位发生变化的情况下，使所述变压器的原边均衡电流和副边均衡电流中的至少之一的采样时机，为每个设定均衡周期内在所述开关管单元中相应开关管的导通与关断中的至少之一时；其中，在所述开关单元中第一开关管导通的情况下，所述反激式均衡电路的原边均衡电流最大；在所述开关单元中第一开关管关断的情况下，所述反激式均衡电路的原边均衡电流最小；在所述开关单元中第二开关管导通的情况下，所述反激式均衡电路的副边均衡电流最大；在所述开关单元中第二开关管关断的情况下，所述反激式均衡电路的副边均衡电流最小。
在一些实施方式中，通过控制单元，对所述采样模块对所述变压器的原边均衡电流和副边均衡电流中的至少之一的采样时机，与所述开关管单元的驱动信号进行同步控制，包括：设置所述变压器的原边均衡电流和副边均衡电流的采样通道的触发信号，并设置所述第一开关管和所述第二开关管的驱动信号，并使所述触发信号与所述驱动信号同步；所述触发信号与所述驱动信号的周期相同；其中，设置所述变压器的原边均衡电流和副边均衡电流的采样通道的触发信号，包括：对所述变压器的原边均衡电流的采样通道，由第一控制信号产生的第一触发信号进行触发；对所述变压器的副边均衡电流的采样通道，由第二控制信号产生的第二触发信号进行触发；设置所述第一开关管和所述第二开关管的驱动信号，包括：以第三控制信号为所述第一开关管的驱动信号，并以第四控制信号为所述第二开关管的驱动信号；通过控制单元，在所述反激式均衡电路的相应均衡电流最小或最大的情况下，若基于相应采样模块采样得到相应均衡电流的瞬时值，则基于相应均衡电流的瞬时值、以及相应开关管的驱动信号的占空比进行计算，得到相应采样模块采样得到的相应均衡电流的有效值，包括：在一个设定均衡周期内，若所述第一采样模块采样得到两个所述原边均衡电流的瞬时值，即第一原边均衡电流瞬时值和第二原边均衡电流瞬时值，且在所述第一开关管的占空比为第一占空比的情况下，则所述变压器的原边均衡电流的有效值为所述第一原边均衡电流瞬时值与所述第二原边均衡电流瞬时值之和的一半，与所述第一占空比的乘积；在一个设定均衡周期内，若所述第二采样模块采样得到两个所述原边均衡电流的瞬时值，即第三原边均衡电流瞬时值和第四原边均衡电流瞬时值，且在所述第二开关管的占空比为第二占空比的情况下，则所述变压器的原边均衡电流的有效值为所述第三原边均衡电流瞬时值与所述第四原边均衡电流瞬时值之和的一半，与所述第二占空比的乘积。
在一些实施方式中，通过控制单元，对所述采样模块对所述变压器的原边均衡电流和副边均衡电流中的至少之一的采样时机，与所述开关管单元的驱动信号进行同步控制，还包括：若所述变压器的原边均衡电流的有效值和副边均衡电流的有效值中的至少之一，与均衡电流目标值不同，则对相应开关管的驱动信号的占空比和相位进行调节，并在每个设定均衡周期内对相应采样通道的触发信号的相位进行调节，以使所述第一控制信号在每个设定均衡周期内都在第三控制信号上升沿与下降沿的前设定数量个周期产生第一触发信号，和/或使所述第二控制信号在每个设定均衡周期内都在第四控制信号上升沿与下降沿的前设定数量个周期产生第二触发信号。
由此，本发明的方案，通过设置适用于反激式均衡方案中的均衡电流采集电路，对均衡电流采样与均衡MOS驱动信号进行同步控制，在均衡MOS驱动信号的占空比与相位发生变化时，始终使均衡电流采样于每个均衡周期内在两个均衡MOS管刚导通与刚关断时完成采样，通过这两个采样值与均衡MOS驱动信号的占空比进行计算，获取均衡电流在均衡周期内的有效值；从而，通过设置适用于反激式均衡方案中的均衡电流采集电路，能够提高均衡电流的采样精度，进而提高在电池均衡管理中对电池荷电状态的估算准确性。
本发明的其它特征和优点将在随后的说明书中阐述，并且，部分地从说明书中变得显而易见，或者通过实施本发明而了解。
下面通过附图和实施例，对本发明的技术方案做进一步的详细描述。
附图说明
图1为本发明的反激式均衡电路的电流采样装置的一实施例的结构示意图；
图2为反激式均衡电路的一实施例的拓扑结构示意图；
图3为反激式均衡电路的采样电路的一实施例的拓扑结构示意图；
图4为均衡MOS驱动信号与均衡电流采样触发信号的时序示意图；
图5为本发明的反激式均衡电路的电流采样方法的一实施例的流程示意图。
具体实施方式
为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明具体实施例及相应的附图对本发明技术方案进行清楚、完整地描述。显然，所描述的实施例仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
均衡是指将电荷从电池转移到电池以实现所有电池的电量差不多(一致性好)。需要在电池间构建回路，电荷的转移表现为有电流从电池流入流出。均衡电流与工作电流的区别：电池以串并联进行工作，串联升压。并联扩容，总干线为电池系统对外的接口，称为母线。例如：新能源大巴，大巴工作时电池系统母线对外输出电流，大巴充电时，电流从母线向电池系统流入，这即为此处所说的工作电流，工作电流在母线上进行采样。而均衡是当电池系统内部各电池间的一致性情况达到均衡开启条件时，在电池系统内的均衡目标电池间构建均衡回路，流动于均衡回路上的电流。均衡电流是用于转移电荷使电池系统内部各电池间电荷一致啊，均衡电流的采样在均衡回路上。均衡电流是电池系统内部电池间的电流流动，工作电流是电池系统与外部系统间的电流流动。
根据本发明的实施例，提供了一种反激式均衡电路的电流采样装置。参见图1所示本发明的装置的一实施例的结构示意图。所述反激式均衡电路，包括：变压器和开关管单元。所述开关管单元，包括：第一开关管和/或第二开关管。所述第一开关管，设置在所述变压器的原边线圈所在支路上。所述第二开关管，设置在所述变压器的副边线圈所在支路上。图2为反激式均衡电路的一实施例的拓扑结构示意图。所述变压器T，如图2所示的变压器T1。第一开关管如MOS管M1，第二开关管如MOS管M2。
所述反激式均衡电路的电流采样装置，包括：采样模块。所述采样模块，包括：第一采样模块和/或第二采样模块。
所述第一采样模块，如采样电阻R1。所述第二采样模块，如采样电阻R2。如图2所示，在第一电池E1与第二电池E2之间，设置有反激式均衡电路。该反激式均衡电路，包括：变压器T和均衡MOS驱动电路。均衡MOS驱动电路，包括：第一MOS管M1和第二MOS管M2。
在反激式均衡电路(即反激式均衡的均衡拓扑)中，设置有采样电阻，如电阻R1和电阻R2。变压器T的第一线圈的异名端，连接至第一MOS管M1的漏极。第一MOS管M1的源极，经电阻R1后连接至第一电池E1的部分器件的一端，第一电池E1的部分器件的一端连接至第一电池E1的负极。变压器T的第一线圈的同名端，连接至第一电池E1的部分器件的另一端，第一电池E1的部分器件的另一端连接至第一电池E1的正极。变压器T的第二线圈的同名端，连接至第二MOS管M2的漏极。第二MOS管M2的源极，经电阻R3后连接至第二电池E2的负极。第二电池E2的正极连接至变压器T的第二线圈的异名端。第一MOS管M1与电阻R1的公共端为第一采样点Ur1。第二MOS管M1与电阻R2的公共端为第一采样点Ur2。通过在反激式均衡回路中，添加采样电阻(如电阻R1和电阻R2)将均衡电流表现成采样电阻(如电阻R1和电阻R2)上的压降，由反激式均衡电路的采样电路采集电压计算出均衡电流瞬时值。
也就是说，如图2所示，在反激式均衡电路中添加采样电阻，如电阻R1与电阻R2。电阻R1与电阻R2分别位于反激式均衡电路中变压器T的原边与副边的均衡干路上，流过电阻R1与电阻R2的电流即从正在均衡的电池流入或流出的电流，即流过电阻R1与电阻R2的电流即为原副边均衡电流，通过在图2中电阻R1的右侧与电阻R2的左侧分别进行电压采集，反激式均衡电路的采集电路如图3所示，用采集到的电压除以电阻R1与电阻R2的阻值即可得到原副边均衡电流的瞬时值。
图3为反激式均衡电路的采样电路的一实施例的拓扑结构示意图。为减小发热与能量损耗，电阻R1与电阻R2取较小的阻值。由于流过电阻R1与电阻R2的电流有两种极性，电阻R1与电阻R2上的电压也会有两种极性，而大多电压采样芯片具有正的且具有一定的采样范围，所以需要对电阻R1与电阻R2上的电压进行偏置和缩放处理，本发明的方案通过如图3所示的电路对电阻R1与电阻R2上的电压进行调理。
所述反激式均衡电路的电流采样装置，还包括：均衡电流调理单元和控制单元。所述均衡电流单元的数量，与所述采样模块的数量相同，即，所述均衡电流调理单元，包括：第一均衡电流调理单元和/或第二均衡电流调理单元。所述控制单元，如DSP处理器。其中，
在所述采样模块包括第一采样模块的情况下，所述第一采样模块，设置在所述第一开关管远离所述变压器的原边线圈的一个连接端处，被配置为采集所述变压器的原边线圈锁在支路上的原边均衡电流。
在所述采样模块包括第一采样模块、且所述均衡电流调理单元包括第一均衡电流调理单元的情况下，所述第一均衡电流调理单元，设置在所述第一采样模块的输出端如第一采样点Ur1点处，被配置为对所述第一采样模块采样得到的所述原边均衡电流进行调理，以得到所述第一采样模块采样得到的所述原边均衡电流的瞬时值。
在所述采样模块包括第二采样模块的情况下，所述第二采样模块，设置在所述第二开关管远离所述变压器的副边线圈的一个连接端处，被配置为采集所述变压器的副边线圈所在支路上的副边均衡电流。
在所述采样模块包括第二采样模块、且所述均衡电流调理单元包括第二均衡电流调理单元的情况下，所述第二均衡电流调理单元，设置在所述第二采样模块的输出端如第二采样点Ur2点处，被配置为对所述第二采样模块采样得到的所述副边均衡电流进行调理，以得到所述第二采样模块采样得到的所述副边均衡电流的瞬时值。
所述控制单元，被配置为在所述反激式均衡电路的相应均衡电流最小或最大的情况下，若基于相应采样模块采样得到相应均衡电流的瞬时值，则基于相应均衡电流的瞬时值、以及相应开关管的驱动信号的占空比进行计算，得到相应采样模块采样得到的相应均衡电流的有效值。
具体地，所述控制单元，被配置为在所述反激式均衡电路的原边均衡电流最小或最大的情况下，若基于所述第一采样模块采样得到所述原边均衡电流的瞬时值，则基于所述原边均衡电流的瞬时值、以及所述第一开关管的驱动信号的占空比进行计算，得到所述第一采样模块采样得到的所述原边均衡电流的有效值。
所述控制单元，还被配置为在所述反激式均衡电路的副边均衡电流最小或最大的情况下，若基于所述第二采样模块采样得到所述原边均衡电流的瞬时值，则基于所述原边均衡电流的瞬时值、以及所述第二开关管的驱动信号的占空比进行计算，得到所述第二采样模块采样得到的所述副边均衡电流的有效值。
本发明的方案，提出一种适用于反激式均衡方案中的均衡电流采集电路及采集方法，能够有效地实现反激式均衡中的均衡电流采集，提高均衡电流的采集精度，进而提高在电池均衡管理中对电池荷电状态的估算准确性。
本发明的方案，通过设置如何获取均衡电流有效值的采样方法，如通过在均衡电流最小与最大时，采样获得均衡电流变化状态，计算出均衡电流有效值，能够提高电池荷电状态估算精确度与均衡精确度，同时能够降低均衡电流控制方法的复杂度。通过提出均衡电流有效值的采样方法，降低电流采样频率要求，提高电池荷电状态估算精确度。
在相关方案中的采样方法中，采样电路能给直接获取的采样值都为瞬时值，而在反激式均衡(包括其他一些均衡方法)中，均衡电流都是在变化的(反激式均衡变化较快)，对均衡电流进行采样主要是为了做保护与电池电量(或电池剩余电量，或电池荷电状态)估算，其原理是电荷的搬运量等于电流对时间的积分，由于电池荷电状态的估算是间隔着一段时间进行的，所以电荷的变化量为连续离散时间段内的电流有效值乘时间段长度的求和，估算的精确度严重影响均衡与电池管理效果，所以均衡电流有效值的获取有重要意义。而相关方案中直接用瞬时值替代这一段时间内的有效值，会产生较大偏差，或在这一段时间内进行多次采样求平均的方式来贴近有效值，但反激式均衡电流变化快，难以将采样频率提高到这种程度，所以相关方案中的采样方法暂不适用于反激式均衡。本发明的方案中的采样方法，通过控制采样相位，获得均衡电流的最小值与最大值，并由最小值与最大值求得均衡电流的有效值，能够提高均衡电流(有效值)的采样精度，且相对过采样求平均的方式降低采样频率。本发明的方案中的采样方法，与过采样求平均的方法有原理上的差别，过采样求平均是微元化拟合的思想，而本发明的方案中的采样方法是由反激式均衡电路特性，均衡电流呈线性变化，由最小值与最大值进行线性求解的方法。
其中，过采样求平均的方法，即多次采样求平均，或多次采样对每小段时间进行求和(微元拟合)。
反激式均衡电路特性，即由反激均衡的硬件电路决定的在进行均衡时电池电压与均衡电流的变化关系，具体公式会由电路不同产生差异。例如：若采样电阻阻值较小，采用最基本的反激均衡拓扑，均衡拓扑中反激变换器两边的回路没有储能电容，没有软开关等其他支路，则均衡时可看做在变换器上加一输入电压，而反激变换器可看做两互感电感(忽略漏感与杂散电感电容等影响)，则此时回路上的电流与电压关系为U＝L*di/dt+M*di/dt，则均衡电流是以U/L+M为斜率的直线，实际需考虑器件的具体参数，以及是否有软开关的启动辅助电路。即由具体的器件参数与电路得到的回路中的电压与电流与时间的关系，如此即可通过将某一点的采样值代入得到整段时间内的有效值。
在一些实施方式中，所述第一均衡电流调理单元与所述第二均衡电流调理单元的结构相同。
在一些实施方式中，所述第一均衡电流调理单元，包括：偏置模块。
所述偏置模块，设置在所述第一采样模块对采样得到的所述变压器的原边均衡电流的瞬时值进行输出的输出端，被配置为对所述第一采样模块采样得到的所述变压器的原边均衡电流的幅度进行处理，以将所述第一采样模块采样得到的所述变压器的原边均衡电流在所述第一采样模块上表现出来的电压调整至设定采样范围内。
均衡电流的范围由开发目标设定(变压器与MOS进行控制)，均衡电流要通过采样电阻转化成电压的表现才能被adc测量，所以表现出来的电压由均衡电流范围和采样电阻阻值确定。均衡电流有一个范围(开发目标确定)，采样电阻阻值有一个范围(功率控制选型确定)，这两个范围确定了均衡电流在采样电阻上表现出来的电压的范围，而adc也有自己的采样输入范围，这两个范围不一致，不能直接将均衡电流在采样电阻上表现出来的电压输入adc，所以需要调理电路。
通过设置偏置电路，能够解决均衡电流采样电阻上电压有正负两种极性超出采样范围的问题。
在一些实施方式中，所述偏置模块，包括：加法电路和偏置电路。所述加法电路，包括：同相加法电路或反相加法电路。
所述加法电路，包括：第一运算放大器及其外围电路。所述偏置电路，包括：第二运算放大器及其外围电路。
所述第一采样模块的输出端，输入至所述第一运算放大器的同相输入端。所述第二运算放大器的反相输入端和所述第二运算放大器的输出端，均连接至所述第一运算放大器的同相输入端。所述第二运算放大器的输出端，能够输出至所述控制单元的第一AD采样端。
在图3所示的例子中，第一运算放大器A1及其外围电路构成一个同相加法电路，且兼有电压缩放的效果。同相加法电路的外围电路，包括：电阻R3、电阻R4、电阻R5和电阻R6。第一采样点Ur1或第二采样点Ur2输出的采样电压(即用于表征原副边均衡电流的瞬时值的电压)，经电阻R4后输入至第一运算放大器A1的同相输入端。电阻R3，设置在第一运算放大器A1的同相输入端与偏置电路中第二运算放大器A2的输出端。第一运算放大器A1的反相输入端经电阻R6后接地GND_B。第一运算放大器A1的反相输入端还经电阻R5后接第一运算放大器A1的输出端Uout。第一运算放大器A1的接地端接地GND_B，第一运算放大器A1的电池均衡系统端接直流电池均衡系统VCC。
其中，Ur1/Ur2是指对该电路而言，输入为Ur1或Ur2，只输入Ur1或Ur2的一个值，而这两个值都需要采，所以需要两个采样电路，一个输入Ur1，另一个输入Ur2。
第二运算放大器A2及其外围电路构成一个电压偏置电路，作为偏置电路。电阻R3与电阻R4为电阻R1、电阻R2上电压与偏置电压求和系数的配置电阻。偏置电路解决由均衡有充放电导致的均衡电流有正负两种极性的问题。偏置电路的外围电路，包括：电阻R7、电阻R8和电容C2。第二运算放大器A2的同相输入端，经电阻R7后接地GND_B。电容C2与电阻R7并联。直流电池均衡系统VCC，经电阻R8后连接至第二运算放大器A2的同相输入端。第二运算放大器A2的反相输入端，接第二运算放大器A2的输出端。第二运算放大器A2的输出端，输出电压VP。第二运算放大器A2的电池均衡系统端，接直流电池均衡系统VCC。第二运算放大器A2的接地端，接地GND_B。
其中，电阻R1、电阻R2上电压与偏置电压求和系数，电阻R1、电阻R2上电压指Ur1或者Ur2(两者中的一个)，即为原边均衡电流或者副边均衡电流在采样电阻上表现出来的电压(即我们的采样目标)，偏置电压为一固定电压，接入到加法电路，即用于Ur1或者Ur2加上此电压以将Ur1或Ur2的负数部分偏移到正数部分，采样得到值后减去此部分即可，求和系数即这两部分做加法前是各自先乘了一个系数的。
在一些实施方式中，所述第一均衡电流调理单元，还包括：隔离模块，如隔离电路。
所述隔离模块，被配置为对于所述隔离模块的输入端和所述隔离模块的输出端进行隔离，以将所述反激式均衡电路的电流采样装置与所述反激式均衡电路进行隔离。通过使采样电路与均衡电路隔离，提高电池均衡系统的稳定性。
在一些实施方式中，所述隔离模块，包括：隔离芯片，以及第三运算放大器及其外围电路。隔离芯片，如隔离芯片U1。
在所述第一均衡电流调理单元包括加法电路和偏置电路的情况下，所述加法电路中第二运算放大器的输出端，经所述隔离芯片和所述第三运算放大器之后，自所述第三运算放大器的输出端，输出至所述控制单元的第一AD采样端。
在图3所示的例子中，隔离芯片U1与第三运算放大器A3及其外围电路构成隔离电路。隔离电路解决反激式均衡电路与采样电路的强弱电干扰问题。第三运算放大器A3的外围电路，包括：电阻R10、电阻R11、电阻R12、电阻R13，电容C3和电容C4。同相加法电路中第一运算放大器A1的输出端连接至隔离芯片U1的第2接线端子。隔离芯片U1的第6接线端子经电阻R10连接至第三运算放大器A3的反相输入端。隔离芯片U1的第7接线端子经电阻R11连接至第三运算放大器A3的同相输入端。第三运算放大器A3的电池均衡系统端接直流电池均衡系统VCC，第三运算放大器A3的接地端接地GND_S。第三运算放大器A3的反相输入端，经电阻R12后接地GND_S。电容C3与电阻R12并联。第三运算放大器A3的经电阻R13后接第三运算放大器A3的输出端，电容C4与电阻R13并联。第三运算放大器A3的输出端，连接至滤波电路。
其中，隔离芯片U1，如型号为ACPL-C87H的光耦芯片。
在一些实施方式中，所述第一均衡电流调理单元，还包括：滤波模块，如RC滤波器。
所述滤波模块，被配置为对所述第一采样模块采样得到的所述变压器的原边均衡电流进行滤波处理。
其中，在所述第一均衡电流调理单元包括偏置模块和隔离模块中的至少之一的情况下，所述滤波模块，设置在所述偏置模块和所述隔离模块中的至少之一的输出端。
在图3所示的例子中，电阻R9与电容C1为低通滤波器，作为滤波电路。滤波电路能将开关器件导致的震荡从而产生的高频干扰滤除。第三运算放大器A3的输出端，经电阻R9后接钳位电路。电阻R9远离第三运算放大器A3的一端，经电容C1后接地GND_S。
在一些实施方式中，所述第一均衡电流调理单元，还包括：钳位模块，如二极管钳位电路。
所述第一采样模块对所述变压器的原边均衡电流的采样，是以施加在所述第一采样模块上的电压的形式进行体现的。所述钳位模块，被配置为对所述第一采样模块上的电压进行钳位。
其中，在所述第一均衡电流调理单元包括偏置模块、隔离模块和滤波模块中的至少之一的情况下，所述钳位模块，设置在所述偏置模块、所述隔离模块和所述滤波模块中的至少之一的输出端。通过对采样电压添加钳位，防止均衡产生的冲激或均衡误动作烧坏器件，提高电池均衡系统安全性。
在图3所示的例子中，二极管D1与二极管D2，这两个钳位二极管，组成钳位电路。钳位电路的输出接入到电压采集芯片或ADC模块。钳位电路能够保护器件，防止采样电压超出采样范围。第三运算放大器A3的输出端，经电阻R9后连接至ADC模块的采样端(如第一采样端ADC1或第二采样端ADC2)。电阻R9与电容C1的公共端，接二极管D1的阴极和二极管D2的阳极，并连接至ADC模块的采样端(如第一采样端ADC1或第二采样端ADC2)。二极管D1的阳极接地GND_S。二极管D2的阴极接直流电池均衡系统VCC。
也就是说，如图3所示，反激式均衡电路的采样电路，包括：偏置电路、同相加法电路、隔离电路、滤波电路和钳位电路。偏置电路、同相加法电路、隔离电路、滤波电路和钳位电路依次设置。同相加法电路与偏置电路构成的偏置部分。在均衡回路中串入采样电阻，通过加法电路、偏置电路、隔离电路、滤波电路、钳位电路，对采样电阻上的电压进行调理，通过ADC模块采集采样电阻上调理后的电压除以采样电阻的阻值，来获取均衡电流瞬时值。
一些方案中，通过将采样电阻与差分放大器直接输入到单片机，进行均衡电流采样。但未考虑均衡电流具有两种极性，未加偏置与钳位，超出单片机ADC采集范围。且采样电路与均衡电路不隔离，影响电池系统稳定。
另一些方案中，通过在均衡周期内多次电流采样，进行安时积分，用于电池荷电状态估算。但不适用于反激式均衡方式，在反激式均衡中均衡频率高，电流采样在均衡周期内不能完成多次采样，且采样频率越高。采样宽度越短，采样精度越低。
本发明的方案，通过设置在均衡电路中如何获取均衡电流瞬时值的采样硬件电路，如通过设置采样电阻、偏置电路、加法电路、隔离电路、滤波电路、钳位电路、ADC模块等，实现均衡电流的瞬时值采样，能够降低采样成本、提高采样灵敏度、使采样与均衡隔离，提高电池均衡管理系统的安全性与稳定性。
这样，在采样电路中，由采样电阻将均衡电流转化为压降，由偏置电路解决均衡充放电导致的电流正负两种极性问题，由隔离电路解决均衡电路与采样电路耦合、强弱电相互干扰的问题，由钳位电路对ADC或电压采样芯片进行保护，防止器件烧毁的问题，主要改进体现在偏置、隔离与耦合上，且还具有其他方案的缩放效果，可将采样电阻上的电压进行合理缩小或放大。其他的均衡电流采集方案或采用电流传感器成本昂贵，或缺少上述效果。
在本发明的一个实施例中，由本发明的采样方案设置的均衡电流范围、以及电阻R1、电阻R2的阻值所决定，电阻R1、电阻R2上的电压范围为正负200mv，采用控制器如DSP(数字信号处理器)上的ADC模块对滤波钳位后的电压信号进行采集，该ADC电阻的电压采集范围为0到3.3V，因此为合理利用此范围设定经放大后的偏置电压为1.65V，由于均衡电流有一定的冲激，故对采样范围留有一定余量，假设设定放大倍数为5倍，由第一运算放大器A1构成的同相加法电路具有两级缩放效果，一是由电阻R3和电阻R4可以配置电阻R1、电阻R2上电压与偏置电压求和的系数，配置关系为U+＝Ur1(或Ur2)*R3/(R3+R4)+VP*R4/(R3+R4)，求和后输入到第一运算放大器A1的同相端，二是第一运算放大器A1具有负反馈，负反馈电阻如电阻R5和电阻R6可以配置第一运算放大器A1的输出与同相端输入的比例，配置关系为UOUT＝(U+)*(R5+R6)/R6。偏置电压由第二运算放大器A2构成的偏置电路提供，该偏置电路的关系为VP＝VCC*R7/(R7+R8)，两级缩放的乘积为总的缩放倍数，由此可以确定电路的具体参数，二极管D1与二极管D2由ADC模块的采样范围为0到3.3V可确定为3.3V稳压二极管。低通滤波器可根据电池均衡系统的开关频率与均衡的开关频率设计具体参数，滤除高频干扰。通过本发明的方案中的采样电路即可实现对均衡回路中电阻R1与电阻R2上电压进行采集，与其他电压采样芯片或电流传感器的采集方式相比，本电路实现方式简单、成本低廉、且具有隔离效果。
其中，R1与R2上的电压范围为正负200mv，即由开发目标均衡电流范围和电阻阻值确定在电阻上表现出来的电压，是开发方案所设定的均衡电流范围，这是由电池特性决定的，得看电池适合几C充放电，如有的电池适合2A，有的适合10A，均衡电流范围是根据我们需求设定然后去进行开发的。此处即为U＝I*R，I的范围为开发需求，R由功率控制确定值，由I与R确定了I在R上表现出来的电压范围。
由上可以对电阻R1、电阻R2上的瞬时电压进行采集，由采集的瞬时电压除以电阻R1、电阻R2的阻值即可得到此时的瞬时均衡电流。在反激式均衡中，均衡电流是变化的，若采样频率远大于均衡频率，则可在均衡周期内对均衡电流进行多次采样采用逼近法以此获得较为准确的均衡电流，但在实际中，由反激式变换器、电池电压、均衡电流所确定的均衡频率往往比较高，电压采集芯片和ADC的采样频率不足以在均衡周期内对电阻R1上的电压进行足够多次的采样。而本发明的方案，基于此根据反激式均衡的电路特性提出了一种电流采集方法和策略，能够实现以低采样频率获得均衡周期内电流有效值。
在一些实施方式中，还包括：所述控制单元，还被配置为对所述采样模块对所述变压器的原边均衡电流和副边均衡电流中的至少之一的采样时机，与所述开关管单元的驱动信号进行同步控制，以在所述开关管单元的驱动信号的占空比与相位发生变化的情况下，使所述变压器的原边均衡电流和副边均衡电流中的至少之一的采样时机，为每个设定均衡周期内在所述开关管单元中相应开关管的导通与关断中的至少之一时。
其中，在所述开关单元中第一开关管导通的情况下，所述反激式均衡电路的原边均衡电流最大。在所述开关单元中第一开关管关断的情况下，所述反激式均衡电路的原边均衡电流最小。
在所述开关单元中第二开关管导通的情况下，所述反激式均衡电路的副边均衡电流最大。在所述开关单元中第二开关管关断的情况下，所述反激式均衡电路的副边均衡电流最小。
本发明的方案，通过对均衡电流采样(即均衡电流的采样动作)与均衡MOS驱动信号(即均衡MOS管的驱动信号)进行同步控制，在均衡MOS驱动信号的占空比与相位发生变化时，始终使均衡电流采样于每个均衡周期内在两个均衡MOS管(如MOS管M1与MOS管M2)刚导通与刚关断时完成采样，通过这两个采样值与均衡MOS驱动信号的占空比进行计算，获取均衡电流在均衡周期内的有效值。通过这种均衡电流采样方法，能够在均衡周期内获得本周期的均衡电流有效值，响应速度快，且精确。
其中，均衡MOS驱动信号实际是在控制中做的主动行为，即知道何时变化的。此部分属于均衡的控制策略，均衡是通过控制均衡MOS开通关断的时间与相位来控制均衡电流的大小，即是根据开发需求的均衡电流大小，设定好MOS驱动信号的相位和周期，并获取采样所得到的反馈值对驱动信号的相位和周期进行更新，所以驱动信号占空比与相位发生变化是用户的主动行为，用户是知道何时发生的。例如：设定一个定时器，假设根据均衡电流目标值计算设定定时器为固定周期20us，定时时间到了就根据采样值更新驱动信号，并同步更新采样信号的触发点，下次周期到达就继续更新。定时时间不一定是固定的，也可以是变化的，但是驱动信号的改变是主动设定的。
在一些实施方式中，所述控制单元，对所述采样模块对所述变压器的原边均衡电流和副边均衡电流中的至少之一的采样时机，与所述开关管单元的驱动信号进行同步控制，包括：设置所述变压器的原边均衡电流和副边均衡电流的采样通道的触发信号，并设置所述第一开关管和所述第二开关管的驱动信号，并使所述触发信号与所述驱动信号同步。所述触发信号与所述驱动信号的周期相同。
其中，所述控制单元，设置所述变压器的原边均衡电流和副边均衡电流的采样通道的触发信号，包括以下设置情形：
第一种设置情形：所述控制单元，具体还被配置为对所述变压器的原边均衡电流的采样通道，由第一控制信号产生的第一触发信号进行触发。第一控制信号，如第一PWM1信号。第一控制信号产生的第一触发信号，如第一PWM1信号产生的第一SOC1信号。
第二种设置情形：所述控制单元，具体还被配置为对所述变压器的副边均衡电流的采样通道，由第二控制信号产生的第二触发信号进行触发。第一控制信号，如第二PWM2信号。第二控制信号产生的第二触发信号，如第二PWM2信号产生的第二SOC2信号。SOC为均衡电流采样的触发信号，SOC1与SOC2为两个采样通道的触发信号。
所述控制单元，设置所述第一开关管和所述第二开关管的驱动信号，包括：所述控制单元，具体还被配置为以第三控制信号为所述第一开关管的驱动信号，并以第四控制信号为所述第二开关管的驱动信号。第三控制信号，如PWM3信号。第四控制信号，如PWM4信号。
在反激式均衡中，在原边均衡MOS管导通、副边均衡MOS管关断，或者原边均衡MOS管、关断副边MOS管导通过程中，均衡电流呈线性变化。
在本发明的方案中，采用ADC模块中两路ADC通道对均衡电流进行采样，采用第一ADC通道ADC1对原边均衡电流进行采样，采用第二ADC通道ADC2对副边均衡电流进行采样。其中，可以使用PWM(脉冲宽度调制)信号产生SOC信号触发ADC采样模块的ADC采样，第一ADC通道ADC1由第一PWM1信号产生的第一SOC1信号触发，第二ADC通道ADC2由第二PWM2产生的第二SOC2信号触发。
所述控制单元，在所述反激式均衡电路的相应均衡电流最小或最大的情况下，若基于相应采样模块采样得到相应均衡电流的瞬时值，则基于相应均衡电流的瞬时值、以及相应开关管的驱动信号的占空比进行计算，得到相应采样模块采样得到的相应均衡电流的有效值，包括以下控制情形：
第一种控制情形：所述控制单元，具体还被配置为在一个设定均衡周期内，若所述第一采样模块采样得到两个所述原边均衡电流的瞬时值，即第一原边均衡电流瞬时值和第二原边均衡电流瞬时值，且在所述第一开关管的占空比为第一占空比的情况下，则所述变压器的原边均衡电流的有效值为所述第一原边均衡电流瞬时值与所述第二原边均衡电流瞬时值之和的一半，与所述第一占空比的乘积。
第二种控制情形：所述控制单元，具体还被配置为在一个设定均衡周期内，若所述第二采样模块采样得到两个所述原边均衡电流的瞬时值，即第三原边均衡电流瞬时值和第四原边均衡电流瞬时值，且在所述第二开关管的占空比为第二占空比的情况下，则所述变压器的原边均衡电流的有效值为所述第三原边均衡电流瞬时值与所述第四原边均衡电流瞬时值之和的一半，与所述第二占空比的乘积。
在本发明的方案中，若驱动第一MOS管M1的信号为PWM3，驱动第二MOS管M2的信号为PWM4。则配置PWM1、PWM2与PWM3、PWM4同步，PWM1、PWM2与PWM3、PWM4周期相同。配置PWM1在PWM3的上升沿与下降沿前N个时钟周期产生SOC1信号，PWM2在PWM4的上升沿与下降沿前N个时钟周期产生SOC2信号，N为ADC1与ADC2所配置的采样宽度。
在一个均衡周期内，两次SOC1会触发采样得到两个原边均衡电流采样值I1与I2，两次SOC2会触发ADC2采样得到两个副边采样值I3与I4，若PWM3、PWM4的占空比为Q1与Q2，由(I1+I2)/2*Q1得到原边均衡电流平均值，由(I3+I4)/2*Q2得到副边均衡电流的有效值。
在一些实施方式中，所述控制单元，对所述采样模块对所述变压器的原边均衡电流和副边均衡电流中的至少之一的采样时机，与所述开关管单元的驱动信号进行同步控制，还包括：所述控制单元，具体还被配置为若所述变压器的原边均衡电流的有效值和副边均衡电流的有效值中的至少之一，与均衡电流目标值不同，则对相应开关管的驱动信号的占空比和相位进行调节，并在每个设定均衡周期内对相应采样通道的触发信号的相位进行调节，以使所述第一控制信号在每个设定均衡周期内都在第三控制信号上升沿与下降沿的前设定数量个周期产生第一触发信号，和/或使所述第二控制信号在每个设定均衡周期内都在第四控制信号上升沿与下降沿的前设定数量个周期产生第二触发信号。
图4为均衡MOS驱动信号与均衡电流采样触发信号的时序示意图。在本发明的方案中，当所计算出的均衡电流有效值与均衡电流目标值不相等时会按照均衡方法对PWM3与PWM4的占空比与相位进行调节。在每个周期内，对PWM1与PWM2产生SOC1与SOC2的相位进行调节，使PWM1在每个周期内都在PWM3上升沿与下降沿前N个周期产生SOC1，使PWM2在每个周期内都在PWM4的上升沿与下降沿前N个周期产生SOC2，图4说明了均衡MOS驱动信号与均衡电流采样触发信号的时序。
在本发明的方案中，在每个周期内由I1、I2与I3、I4都能获得该周期内的原副边均衡电流有效值，由此均衡电流有效值与周期能够精确的反映电池电荷的变化，用于电池荷电状态估算。
在一些实施方式中，在采样电路中，除使用同相加法电路外，也可采用反相加法电路。在采样方法中，也可原副边省去一次采样，只在均衡MOS关断时采样，并通过控制均衡使被充电的一边在MOS关断时电流为0，则另充电边在开通时电流也为0，然后通过反激变换器匝比由充电边关断时电流计算被充电边导通时电流。
经大量的试验验证，采用本发明的技术方案，通过设置适用于反激式均衡方案中的均衡电流采集电路，对均衡电流采样与均衡MOS驱动信号进行同步控制，在均衡MOS驱动信号的占空比与相位发生变化时，始终使均衡电流采样于每个均衡周期内在两个均衡MOS管刚导通与刚关断时完成采样，通过这两个采样值与均衡MOS驱动信号的占空比进行计算，获取均衡电流在均衡周期内的有效值。从而，通过设置适用于反激式均衡方案中的均衡电流采集电路，能够提高均衡电流的采样精度，进而提高在电池均衡管理中对电池荷电状态的估算准确性。
根据本发明的实施例，还提供了对应于反激式均衡电路的电流采样装置的一种电池均衡系统。该电池均衡系统可以包括：以上所述的反激式均衡电路的电流采样装置。
由于本实施例的电池均衡系统所实现的处理及功能基本相应于前述装置的实施例、原理和实例，故本实施例的描述中未详尽之处，可以参见前述实施例中的相关说明，在此不做赘述。
经大量的试验验证，采用本发明的技术方案，通过设置适用于反激式均衡方案中的均衡电流采集电路，对均衡电流采样与均衡MOS驱动信号进行同步控制，在均衡MOS驱动信号的占空比与相位发生变化时，始终使均衡电流采样于每个均衡周期内在两个均衡MOS管刚导通与刚关断时完成采样，通过这两个采样值与均衡MOS驱动信号的占空比进行计算，获取均衡电流在均衡周期内的有效值，实现均衡电流的瞬时值采样，能够降低采样成本、提高采样灵敏度、使采样与均衡隔离，提高电池均衡管理系统的安全性与稳定性。
根据本发明的实施例，还提供了对应于电池均衡系统的一种反激式均衡电路的电流采样方法，如图5所示本发明的方法的一实施例的流程示意图。所述反激式均衡电路，包括：变压器和开关管单元。所述开关管单元，包括：第一开关管和/或第二开关管。所述第一开关管，设置在所述变压器的原边线圈所在支路上。所述第二开关管，设置在所述变压器的副边线圈所在支路上。图2为反激式均衡电路的一实施例的拓扑结构示意图。所述变压器T，如图2所示的变压器T1。第一开关管如MOS管M1，第二开关管如MOS管M2。
所述反激式均衡电路的电流采样方法，包括：步骤S110至步骤S150。
在步骤S110处，在采样模块包括第一采样模块的情况下，通过第一采样模块，设置在所述第一开关管远离所述变压器的原边线圈的一个连接端处，采集所述变压器的原边线圈锁在支路上的原边均衡电流。
在步骤S120处，在采样模块包括第一采样模块、且所述均衡电流调理单元包括第一均衡电流调理单元的情况下，通过第一均衡电流调理单元，设置在所述第一采样模块的输出端如第一采样点Ur1点处，对所述第一采样模块采样得到的所述原边均衡电流进行调理，以得到所述第一采样模块采样得到的所述原边均衡电流的瞬时值。
在步骤S130处，在采样模块包括第二采样模块的情况下，通过第二采样模块，设置在所述第二开关管远离所述变压器的副边线圈的一个连接端处，采集所述变压器的副边线圈所在支路上的副边均衡电流。
在步骤S140处，在采样模块包括第二采样模块、且所述均衡电流调理单元包括第二均衡电流调理单元的情况下，通过第二均衡电流调理单元，设置在所述第二采样模块的输出端如第二采样点Ur2点处，对所述第二采样模块采样得到的所述副边均衡电流进行调理，以得到所述第二采样模块采样得到的所述副边均衡电流的瞬时值。
在步骤S150处，通过控制单元，在所述反激式均衡电路的相应均衡电流最小或最大的情况下，若基于相应采样模块采样得到相应均衡电流的瞬时值，则基于相应均衡电流的瞬时值、以及相应开关管的驱动信号的占空比进行计算，得到相应采样模块采样得到的相应均衡电流的有效值。
具体地，通过控制单元，在所述反激式均衡电路的原边均衡电流最小或最大的情况下，若基于所述第一采样模块采样得到所述原边均衡电流的瞬时值，则基于所述原边均衡电流的瞬时值、以及所述第一开关管的驱动信号的占空比进行计算，得到所述第一采样模块采样得到的所述原边均衡电流的有效值。还通过控制单元，在所述反激式均衡电路的副边均衡电流最小或最大的情况下，若基于所述第二采样模块采样得到所述原边均衡电流的瞬时值，则基于所述原边均衡电流的瞬时值、以及所述第二开关管的驱动信号的占空比进行计算，得到所述第二采样模块采样得到的所述副边均衡电流的有效值。
其中，所述采样模块，包括：第一采样模块和/或第二采样模块。第一采样模块，如采样电阻R1。所述第二采样模块，如采样电阻R2。所述均衡电流单元的数量，与所述采样模块的数量相同，即，所述均衡电流调理单元，包括：第一均衡电流调理单元和/或第二均衡电流调理单元。所述控制单元，如DSP处理器。
如图2所示，在第一电池E1与第二电池E2之间，设置有反激式均衡电路。该反激式均衡电路，包括：变压器T和均衡MOS驱动电路。均衡MOS驱动电路，包括：第一MOS管M1和第二MOS管M2。在反激式均衡电路(即反激式均衡的均衡拓扑)中，设置有采样电阻，如电阻R1和电阻R2。变压器T的第一线圈的异名端，连接至第一MOS管M1的漏极。第一MOS管M1的源极，经电阻R1后连接至第一电池E1的部分器件的一端，第一电池E1的部分器件的一端连接至第一电池E1的负极。变压器T的第一线圈的同名端，连接至第一电池E1的部分器件的另一端，第一电池E1的部分器件的另一端连接至第一电池E1的正极。变压器T的第二线圈的同名端，连接至第二MOS管M2的漏极。第二MOS管M2的源极，经电阻R3后连接至第二电池E2的负极。第二电池E2的正极连接至变压器T的第二线圈的异名端。第一MOS管M1与电阻R1的公共端为第一采样点Ur1。第二MOS管M1与电阻R2的公共端为第一采样点Ur2。通过在反激式均衡回路中，添加采样电阻(如电阻R1和电阻R2)将均衡电流表现成采样电阻(如电阻R1和电阻R2)上的压降，由反激式均衡电路的采样电路采集电压计算出均衡电流瞬时值。
也就是说，如图2所示，在反激式均衡电路中添加采样电阻，如电阻R1与电阻R2。电阻R1与电阻R2分别位于反激式均衡电路中变压器T的原边与副边的均衡干路上，流过电阻R1与电阻R2的电流即从正在均衡的电池流入或流出的电流，即流过电阻R1与电阻R2的电流即为原副边均衡电流，通过在图2中电阻R1的右侧与电阻R2的左侧分别进行电压采集，反激式均衡电路的采集电路如图3所示，用采集到的电压除以电阻R1与电阻R2的阻值即可得到原副边均衡电流的瞬时值。
图3为反激式均衡电路的采样电路的一实施例的拓扑结构示意图。为减小发热与能量损耗，电阻R1与电阻R2取较小的阻值。由于流过电阻R1与电阻R2的电流有两种极性，电阻R1与电阻R2上的电压也会有两种极性，而大多电压采样芯片具有正的且具有一定的采样范围，所以需要对电阻R1与电阻R2上的电压进行偏置和缩放处理，本发明的方案通过如图3所示的电路对电阻R1与电阻R2上的电压进行调理。
本发明的方案，提出一种适用于反激式均衡方案中的均衡电流采集电路及采集方法，能够有效地实现反激式均衡中的均衡电流采集，提高均衡电流的采集精度，进而提高在电池均衡管理中对电池荷电状态的估算准确性。
本发明的方案，通过设置如何获取均衡电流有效值的采样方法，如通过在均衡电流最小与最大时，采样获得均衡电流变化状态，计算出均衡电流有效值，能够提高电池荷电状态估算精确度与均衡精确度，同时能够降低均衡电流控制方法的复杂度。通过提出均衡电流有效值的采样方法，降低电流采样频率要求，提高电池荷电状态估算精确度。
在相关方案中的采样方法中，采样电路能给直接获取的采样值都为瞬时值，而在反激式均衡(包括其他一些均衡方法)中，均衡电流都是在变化的(反激式均衡变化较快)，对均衡电流进行采样主要是为了做保护与电池电量(或电池剩余电量，或电池荷电状态)估算，其原理是电荷的搬运量等于电流对时间的积分，由于电池荷电状态的估算是间隔着一段时间进行的，所以电荷的变化量为连续离散时间段内的电流有效值乘时间段长度的求和，估算的精确度严重影响均衡与电池管理效果，所以均衡电流有效值的获取有重要意义。而相关方案中直接用瞬时值替代这一段时间内的有效值，会产生较大偏差，或在这一段时间内进行多次采样求平均的方式来贴近有效值，但反激式均衡电流变化快，难以将采样频率提高到这种程度，所以相关方案中的采样方法暂不适用于反激式均衡。本发明的方案中的采样方法，通过控制采样相位，获得均衡电流的最小值与最大值，并由最小值与最大值求得均衡电流的有效值，能够提高均衡电流(有效值)的采样精度，且相对过采样求平均的方式降低采样频率。本发明的方案中的采样方法，与过采样求平均的方法有原理上的差别，过采样求平均是微元化拟合的思想，而本发明的方案中的采样方法是由反激式均衡电路特性，均衡电流呈线性变化，由最小值与最大值进行线性求解的方法。
在一些实施方式中，步骤S120中，通过第一均衡电流调理单元，对所述第一采样模块采样得到的所述原边均衡电流进行调理，和/或，步骤S140中，通过第二均衡电流调理单元，对所述第二采样模块采样得到的所述副边均衡电流进行调理，包括：对相应采样模块得电的相应均衡电流，进行幅值调整、隔离、滤波、钳位中的至少一种处理。
具体地，偏置模块，设置在所述第一采样模块对采样得到的所述变压器的原边均衡电流的瞬时值进行输出的输出端，被配置为对所述第一采样模块采样得到的所述变压器的原边均衡电流的幅度进行处理，以将所述第一采样模块采样得到的所述变压器的原边均衡电流在所述第一采样模块上表现出来的电压调整至设定采样范围内。通过设置偏置电路，能够解决均衡电流采样电阻上电压有正负两种极性超出采样范围的问题。
所述偏置模块，包括：加法电路和偏置电路。所述加法电路，包括：同相加法电路或反相加法电路。
隔离模块，被配置为对于所述隔离模块的输入端和所述隔离模块的输出端进行隔离，以将所述反激式均衡电路的电流采样方法与所述反激式均衡电路进行隔离。通过使采样电路与均衡电路隔离，提高电池均衡系统的稳定性。
滤波模块，被配置为对所述第一采样模块采样得到的所述变压器的原边均衡电流进行滤波处理。
其中，在所述第一均衡电流调理单元包括偏置模块和隔离模块中的至少之一的情况下，所述滤波模块，设置在所述偏置模块和所述隔离模块中的至少之一的输出端。
在图3所示的例子中，电阻R9与电容C1为低通滤波器，作为滤波电路。滤波电路能将开关器件导致的震荡从而产生的高频干扰滤除。
所述第一采样模块对所述变压器的原边均衡电流的采样，是以施加在所述第一采样模块上的电压的形式进行体现的。所述钳位模块，被配置为对所述第一采样模块上的电压进行钳位。
其中，在所述第一均衡电流调理单元包括偏置模块、隔离模块和滤波模块中的至少之一的情况下，所述钳位模块，设置在所述偏置模块、所述隔离模块和所述滤波模块中的至少之一的输出端。通过对采样电压添加钳位，防止均衡产生的冲激或均衡误动作烧坏器件，提高电池均衡系统安全性。
在图3所示的例子中，二极管D1与二极管D2，这两个钳位二极管，组成钳位电路。钳位电路的输出接入到电压采集芯片或ADC模块。钳位电路能够保护器件，防止采样电压超出采样范围。
也就是说，如图3所示，反激式均衡电路的采样电路，包括：偏置电路、同相加法电路、隔离电路、滤波电路和钳位电路。偏置电路、同相加法电路、隔离电路、滤波电路和钳位电路依次设置。同相加法电路与偏置电路构成的偏置部分。在均衡回路中串入采样电阻，通过加法电路、偏置电路、隔离电路、滤波电路、钳位电路，对采样电阻上的电压进行调理，通过ADC模块采集采样电阻上调理后的电压除以采样电阻的阻值，来获取均衡电流瞬时值。
一些方案中，通过将采样电阻与差分放大器直接输入到单片机，进行均衡电流采样。但未考虑均衡电流具有两种极性，未加偏置与钳位，超出单片机ADC采集范围。且采样电路与均衡电路不隔离，影响电池系统稳定。
另一些方案中，通过在均衡周期内多次电流采样，进行安时积分，用于电池荷电状态估算。但不适用于反激式均衡方式，在反激式均衡中均衡频率高，电流采样在均衡周期内不能完成多次采样，且采样频率越高。采样宽度越短，采样精度越低。
本发明的方案，通过设置在均衡电路中如何获取均衡电流瞬时值的采样硬件电路，如通过设置采样电阻、偏置电路、加法电路、隔离电路、滤波电路、钳位电路、ADC模块等，实现均衡电流的瞬时值采样，能够降低采样成本、提高采样灵敏度、使采样与均衡隔离，提高电池均衡管理系统的安全性与稳定性。
这样，在采样电路中，由采样电阻将均衡电流转化为压降，由偏置电路解决均衡充放电导致的电流正负两种极性问题，由隔离电路解决均衡电路与采样电路耦合、强弱电相互干扰的问题，由钳位电路对ADC或电压采样芯片进行保护，防止器件烧毁的问题，主要改进体现在偏置、隔离与耦合上，且还具有其他方案的缩放效果，可将采样电阻上的电压进行合理缩小或放大。其他的均衡电流采集方案或采用电流传感器成本昂贵，或缺少上述效果。
在本发明的一个实施例中，由本发明的采样方案设置的均衡电流范围由电阻R1、电阻R2的阻值所决定，电阻R1、电阻R2上的电压范围为正负200mv，采用控制器如DSP(数字信号处理器)上的ADC模块对滤波钳位后的电压信号进行采集，该ADC电阻的电压采集范围为0到3.3V，因此为合理利用此范围设定经放大后的偏置电压为1.65V，由于均衡电流有一定的冲激，故对采样范围留有一定余量，假设设定放大倍数为5倍，由第一运算放大器A1构成的同相加法电路具有两级缩放效果，一是由电阻R3和电阻R4可以配置电阻R1、电阻R2上电压与偏置电压求和的系数，配置关系为U+＝Ur1(或Ur2)*R3/(R3+R4)+VP*R4/(R3+R4)，求和后输入到第一运算放大器A1的同相端，二是第一运算放大器A1具有负反馈，负反馈电阻如电阻R5和电阻R6可以配置第一运算放大器A1的输出与同相端输入的比例，配置关系为UOUT＝(U+)*(R5+R6)/R6。偏置电压由第二运算放大器A2构成的偏置电路提供，该偏置电路的关系为VP＝VCC*R7/(R7+R8)，两级缩放的乘积为总的缩放倍数，由此可以确定电路的具体参数，二极管D1与二极管D2由ADC模块的采样范围为0到3.3V可确定为3.3V稳压二极管。低通滤波器可根据电池均衡系统的开关频率与均衡的开关频率设计具体参数，滤除高频干扰。通过本发明的方案中的采样电路即可实现对均衡回路中电阻R1与电阻R2上电压进行采集，与其他电压采样芯片或电流传感器的采集方式相比，本电路实现方式简单、成本低廉、且具有隔离效果。
由上可以对电阻R1、电阻R2上的瞬时电压进行采集，由采集的瞬时电压除以电阻R1、电阻R2的阻值即可得到此时的瞬时均衡电流。在反激式均衡中，均衡电流是变化的，若采样频率远大于均衡频率，则可在均衡周期内对均衡电流进行多次采样采用逼近法以此获得较为准确的均衡电流，但在实际中，由反激式变换器、电池电压、均衡电流所确定的均衡频率往往比较高，电压采集芯片和ADC的采样频率不足以在均衡周期内对电阻R1上的电压进行足够多次的采样。而本发明的方案，基于此根据反激式均衡的电路特性提出了一种电流采集方法和策略，能够实现以低采样频率获得均衡周期内电流有效值。
在一些实施方式中，还包括：通过控制单元，对所述采样模块对所述变压器的原边均衡电流和副边均衡电流中的至少之一的采样时机，与所述开关管单元的驱动信号进行同步控制，以在所述开关管单元的驱动信号的占空比与相位发生变化的情况下，使所述变压器的原边均衡电流和副边均衡电流中的至少之一的采样时机，为每个设定均衡周期内在所述开关管单元中相应开关管的导通与关断中的至少之一时。
其中，在所述开关单元中第一开关管导通的情况下，所述反激式均衡电路的原边均衡电流最大。在所述开关单元中第一开关管关断的情况下，所述反激式均衡电路的原边均衡电流最小。
在所述开关单元中第二开关管导通的情况下，所述反激式均衡电路的副边均衡电流最大。在所述开关单元中第二开关管关断的情况下，所述反激式均衡电路的副边均衡电流最小。
本发明的方案，通过对均衡电流采样(即均衡电流的采样动作)与均衡MOS驱动信号(即均衡MOS管的驱动信号)进行同步控制，在均衡MOS驱动信号的占空比与相位发生变化时，始终使均衡电流采样于每个均衡周期内在两个均衡MOS管(如MOS管M1与MOS管M2)刚导通与刚关断时完成采样，通过这两个采样值与均衡MOS驱动信号的占空比进行计算，获取均衡电流在均衡周期内的有效值。通过这种均衡电流采样方法，能够在均衡周期内获得本周期的均衡电流有效值，响应速度快，且精确。
在一些实施方式中，通过控制单元，对所述采样模块对所述变压器的原边均衡电流和副边均衡电流中的至少之一的采样时机，与所述开关管单元的驱动信号进行同步控制，包括：设置所述变压器的原边均衡电流和副边均衡电流的采样通道的触发信号，并设置所述第一开关管和所述第二开关管的驱动信号，并使所述触发信号与所述驱动信号同步。所述触发信号与所述驱动信号的周期相同。
其中，设置所述变压器的原边均衡电流和副边均衡电流的采样通道的触发信号，包括以下设置情形：
第一种设置情形：对所述变压器的原边均衡电流的采样通道，由第一控制信号产生的第一触发信号进行触发。第一控制信号，如第一PWM1信号。第一控制信号产生的第一触发信号，如第一PWM1信号产生的第一SOC1信号。
第二种设置情形：对所述变压器的副边均衡电流的采样通道，由第二控制信号产生的第二触发信号进行触发。第一控制信号，如第二PWM2信号。第二控制信号产生的第二触发信号，如第二PWM2信号产生的第二SOC2信号。
设置所述第一开关管和所述第二开关管的驱动信号，包括：以第三控制信号为所述第一开关管的驱动信号，并以第四控制信号为所述第二开关管的驱动信号。第三控制信号，如PWM3信号。第四控制信号，如PWM4信号。
在反激式均衡中，在原边均衡MOS管导通、副边均衡MOS管关断，或者原边均衡MOS管、关断副边MOS管导通过程中，均衡电流呈线性变化。
在本发明的方案中，采用ADC模块中两路ADC通道对均衡电流进行采样，采用第一ADC通道ADC1对原边均衡电流进行采样，采用第二ADC通道ADC2对副边均衡电流进行采样。其中，可以使用PWM(脉冲宽度调制)信号产生SOC信号触发ADC采样模块的ADC采样，第一ADC通道ADC1由第一PWM1信号产生的第一SOC1信号触发，第二ADC通道ADC2由第二PWM2产生的第二SOC2信号触发。
在一些实施方式中通过控制单元，在所述反激式均衡电路的相应均衡电流最小或最大的情况下，若基于相应采样模块采样得到相应均衡电流的瞬时值，则基于相应均衡电流的瞬时值、以及相应开关管的驱动信号的占空比进行计算，得到相应采样模块采样得到的相应均衡电流的有效值，包括以下控制情形：
第一种控制情形：在一个设定均衡周期内，若所述第一采样模块采样得到两个所述原边均衡电流的瞬时值，即第一原边均衡电流瞬时值和第二原边均衡电流瞬时值，且在所述第一开关管的占空比为第一占空比的情况下，则所述变压器的原边均衡电流的有效值为所述第一原边均衡电流瞬时值与所述第二原边均衡电流瞬时值之和的一半，与所述第一占空比的乘积。
第二种控制情形：在一个设定均衡周期内，若所述第二采样模块采样得到两个所述原边均衡电流的瞬时值，即第三原边均衡电流瞬时值和第四原边均衡电流瞬时值，且在所述第二开关管的占空比为第二占空比的情况下，则所述变压器的原边均衡电流的有效值为所述第三原边均衡电流瞬时值与所述第四原边均衡电流瞬时值之和的一半，与所述第二占空比的乘积。
在本发明的方案中，若驱动第一MOS管M1的信号为PWM3，驱动第二MOS管M2的信号为PWM4。则配置PWM1、PWM2与PWM3、PWM4同步，PWM1、PWM2与PWM3、PWM4周期相同。配置PWM1在PWM3的上升沿与下降沿前N个时钟周期产生SOC1信号，PWM2在PWM4的上升沿与下降沿前N个时钟周期产生SOC2信号，N为ADC1与ADC2所配置的采样宽度。
在一个均衡周期内，两次SOC1会触发采样得到两个原边均衡电流采样值I1与I2，两次SOC2会触发ADC2采样得到两个副边采样值I3与I4，若PWM3、PWM4的占空比为Q1与Q2，由(I1+I2)/2*Q1得到原边均衡电流平均值，由(I3+I4)/2*Q2得到副边均衡电流的有效值。
在一些实施方式中，通过控制单元，对所述采样模块对所述变压器的原边均衡电流和副边均衡电流中的至少之一的采样时机，与所述开关管单元的驱动信号进行同步控制，还包括：若所述变压器的原边均衡电流的有效值和副边均衡电流的有效值中的至少之一，与均衡电流目标值不同，则对相应开关管的驱动信号的占空比和相位进行调节，并在每个设定均衡周期内对相应采样通道的触发信号的相位进行调节，以使所述第一控制信号在每个设定均衡周期内都在第三控制信号上升沿与下降沿的前设定数量个周期产生第一触发信号，和/或使所述第二控制信号在每个设定均衡周期内都在第四控制信号上升沿与下降沿的前设定数量个周期产生第二触发信号。
图4为均衡MOS驱动信号与均衡电流采样触发信号的时序示意图。在本发明的方案中，当所计算出的均衡电流有效值与均衡电流目标值不相等时会按照均衡方法对PWM3与PWM4的占空比与相位进行调节。在每个周期内，对PWM1与PWM2产生SOC1与SOC2的相位进行调节，使PWM1在每个周期内都在PWM3上升沿与下降沿前N个周期产生SOC1，使PWM2在每个周期内都在PWM4的上升沿与下降沿前N个周期产生SOC2，图4说明了均衡MOS驱动信号与均衡电流采样触发信号的时序。
在本发明的方案中，在每个周期内由I1、I2与I3、I4都能获得该周期内的原副边均衡电流有效值，由此均衡电流有效值与周期能够精确的反映电池电荷的变化，用于电池荷电状态估算。
在一些实施方式中，在采样电路中，除使用同相加法电路外，也可采用反相加法电路。在采样方法中，也可原副边省去一次采样，只在均衡MOS关断时采样，并通过控制均衡使被充电的一边在MOS关断时电流为0，则另充电边在开通时电流也为0，然后通过反激变换器匝比由充电边关断时电流计算被充电边导通时电流。
由于本实施例的方法所实现的处理及功能基本相应于前述电池均衡系统的实施例、原理和实例，故本实施例的描述中未详尽之处，可以参见前述实施例中的相关说明，在此不做赘述。
经大量的试验验证，采用本实施例的技术方案，通过设置适用于反激式均衡方案中的均衡电流采集电路，对均衡电流采样与均衡MOS驱动信号进行同步控制，在均衡MOS驱动信号的占空比与相位发生变化时，始终使均衡电流采样于每个均衡周期内在两个均衡MOS管刚导通与刚关断时完成采样，通过这两个采样值与均衡MOS驱动信号的占空比进行计算，获取均衡电流在均衡周期内的有效值，降低电流采样频率要求，提高电池荷电状态估算精确度。
综上，本领域技术人员容易理解的是，在不冲突的前提下，上述各有利方式可以自由地组合、叠加。
以上所述仅为本发明的实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的权利要求范围之内。

Claims (17)

1.一种反激式均衡电路的电流采样装置，其特征在于，所述反激式均衡电路，包括：变压器和开关管单元；所述开关管单元，包括：第一开关管和/或第二开关管；所述第一开关管，设置在所述变压器的原边线圈所在支路上；所述第二开关管，设置在所述变压器的副边线圈所在支路上；
所述反激式均衡电路的电流采样装置，包括：采样模块；所述采样模块，包括：第一采样模块和/或第二采样模块；
所述反激式均衡电路的电流采样装置，还包括：均衡电流调理单元和控制单元；所述均衡电流调理单元，包括：第一均衡电流调理单元和/或第二均衡电流调理单元；其中，
所述第一采样模块，被配置为采集所述变压器的原边线圈锁在支路上的原边均衡电流；
所述第一均衡电流调理单元，被配置为对所述第一采样模块采样得到的所述原边均衡电流进行调理，以得到所述第一采样模块采样得到的所述原边均衡电流的瞬时值；
所述第二采样模块，被配置为采集所述变压器的副边线圈所在支路上的副边均衡电流；
所述第二均衡电流调理单元，被配置为对所述第二采样模块采样得到的所述副边均衡电流进行调理，以得到所述第二采样模块采样得到的所述副边均衡电流的瞬时值；
所述控制单元，被配置为在所述反激式均衡电路的相应均衡电流最小或最大的情况下，若基于相应采样模块采样得到相应均衡电流的瞬时值，则基于相应均衡电流的瞬时值、以及相应开关管的驱动信号的占空比进行计算，得到相应采样模块采样得到的相应均衡电流的有效值。
2.根据权利要求1所述的反激式均衡电路的电流采样装置，其特征在于，所述第一均衡电流调理单元与所述第二均衡电流调理单元的结构相同。
3.根据权利要求1所述的反激式均衡电路的电流采样装置，其特征在于，所述第一均衡电流调理单元，包括：偏置模块；
所述偏置模块，被配置为对所述第一采样模块采样得到的所述变压器的原边均衡电流的幅度进行处理，以将所述第一采样模块采样得到的所述变压器的原边均衡电流在所述第一采样模块上表现出来的电压调整至设定采样范围内。
4.根据权利要求3所述的反激式均衡电路的电流采样装置，其特征在于，所述偏置模块，包括：加法电路和偏置电路；
所述加法电路，包括：第一运算放大器及其外围电路；所述偏置电路，包括：第二运算放大器及其外围电路；
所述第一采样模块的输出端，输入至所述第一运算放大器的同相输入端；所述第二运算放大器的反相输入端和所述第二运算放大器的输出端，均连接至所述第一运算放大器的同相输入端；所述第二运算放大器的输出端，能够输出至所述控制单元的第一AD采样端。
5.根据权利要求1所述的反激式均衡电路的电流采样装置，其特征在于，所述第一均衡电流调理单元，还包括：隔离模块；
所述隔离模块，被配置为对于所述隔离模块的输入端和所述隔离模块的输出端进行隔离，以将所述反激式均衡电路的电流采样装置与所述反激式均衡电路进行隔离。
6.根据权利要求5所述的反激式均衡电路的电流采样装置，其特征在于，所述隔离模块，包括：隔离芯片，以及第三运算放大器及其外围电路；
在所述第一均衡电流调理单元包括加法电路和偏置电路的情况下，所述加法电路中第二运算放大器的输出端，经所述隔离芯片和所述第三运算放大器之后，自所述第三运算放大器的输出端，输出至所述控制单元的第一AD采样端。
7.根据权利要求1所述的反激式均衡电路的电流采样装置，其特征在于，所述第一均衡电流调理单元，还包括：滤波模块；
所述滤波模块，被配置为对所述第一采样模块采样得到的所述变压器的原边均衡电流进行滤波处理；
其中，在所述第一均衡电流调理单元包括偏置模块和隔离模块中的至少之一的情况下，所述滤波模块，设置在所述偏置模块和所述隔离模块中的至少之一的输出端。
8.根据权利要求1所述的反激式均衡电路的电流采样装置，其特征在于，所述第一均衡电流调理单元，还包括：钳位模块；
所述第一采样模块对所述变压器的原边均衡电流的采样，是以施加在所述第一采样模块上的电压的形式进行体现的；所述钳位模块，被配置为对所述第一采样模块上的电压进行钳位；
其中，在所述第一均衡电流调理单元包括偏置模块、隔离模块和滤波模块中的至少之一的情况下，所述钳位模块，设置在所述偏置模块、所述隔离模块和所述滤波模块中的至少之一的输出端。
9.根据权利要求1至8中任一项所述的反激式均衡电路的电流采样装置，其特征在于，还包括：
所述控制单元，还被配置为对所述采样模块对所述变压器的原边均衡电流和副边均衡电流中的至少之一的采样时机，与所述开关管单元的驱动信号进行同步控制，以在所述开关管单元的驱动信号的占空比与相位发生变化的情况下，使所述变压器的原边均衡电流和副边均衡电流中的至少之一的采样时机，为每个设定均衡周期内在所述开关管单元中相应开关管的导通与关断中的至少之一时；
其中，在所述开关单元中第一开关管导通的情况下，所述反激式均衡电路的原边均衡电流最大；在所述开关单元中第一开关管关断的情况下，所述反激式均衡电路的原边均衡电流最小；
在所述开关单元中第二开关管导通的情况下，所述反激式均衡电路的副边均衡电流最大；在所述开关单元中第二开关管关断的情况下，所述反激式均衡电路的副边均衡电流最小。
10.根据权利要求9所述的反激式均衡电路的电流采样装置，其特征在于，所述控制单元，对所述采样模块对所述变压器的原边均衡电流和副边均衡电流中的至少之一的采样时机，与所述开关管单元的驱动信号进行同步控制，包括：
设置所述变压器的原边均衡电流和副边均衡电流的采样通道的触发信号，并设置所述第一开关管和所述第二开关管的驱动信号，并使所述触发信号与所述驱动信号同步；所述触发信号与所述驱动信号的周期相同；
其中，设置所述变压器的原边均衡电流和副边均衡电流的采样通道的触发信号，包括：
对所述变压器的原边均衡电流的采样通道，由第一控制信号产生的第一触发信号进行触发；
对所述变压器的副边均衡电流的采样通道，由第二控制信号产生的第二触发信号进行触发；
设置所述第一开关管和所述第二开关管的驱动信号，包括：
以第三控制信号为所述第一开关管的驱动信号，并以第四控制信号为所述第二开关管的驱动信号；
所述控制单元，在所述反激式均衡电路的相应均衡电流最小或最大的情况下，若基于相应采样模块采样得到相应均衡电流的瞬时值，则基于相应均衡电流的瞬时值、以及相应开关管的驱动信号的占空比进行计算，得到相应采样模块采样得到的相应均衡电流的有效值，包括：
在一个设定均衡周期内，若所述第一采样模块采样得到两个所述原边均衡电流的瞬时值，即第一原边均衡电流瞬时值和第二原边均衡电流瞬时值，且在所述第一开关管的占空比为第一占空比的情况下，则所述变压器的原边均衡电流的有效值为所述第一原边均衡电流瞬时值与所述第二原边均衡电流瞬时值之和的一半，与所述第一占空比的乘积；
在一个设定均衡周期内，若所述第二采样模块采样得到两个所述原边均衡电流的瞬时值，即第三原边均衡电流瞬时值和第四原边均衡电流瞬时值，且在所述第二开关管的占空比为第二占空比的情况下，则所述变压器的原边均衡电流的有效值为所述第三原边均衡电流瞬时值与所述第四原边均衡电流瞬时值之和的一半，与所述第二占空比的乘积。
11.根据权利要求10所述的反激式均衡电路的电流采样装置，其特征在于，所述控制单元，对所述采样模块对所述变压器的原边均衡电流和副边均衡电流中的至少之一的采样时机，与所述开关管单元的驱动信号进行同步控制，还包括：
若所述变压器的原边均衡电流的有效值和副边均衡电流的有效值中的至少之一，与均衡电流目标值不同，则对相应开关管的驱动信号的占空比和相位进行调节，并在每个设定均衡周期内对相应采样通道的触发信号的相位进行调节，以使所述第一控制信号在每个设定均衡周期内都在第三控制信号上升沿与下降沿的前设定数量个周期产生第一触发信号，和/或使所述第二控制信号在每个设定均衡周期内都在第四控制信号上升沿与下降沿的前设定数量个周期产生第二触发信号。
12.一种电池均衡系统，其特征在于，包括：如权利要求1至11中任一项所述的反激式均衡电路的电流采样装置。
13.一种反激式均衡电路的电流采样方法，其特征在于，所述反激式均衡电路，包括：变压器和开关管单元；所述开关管单元，包括：第一开关管和/或第二开关管；所述第一开关管，设置在所述变压器的原边线圈所在支路上；所述第二开关管，设置在所述变压器的副边线圈所在支路上；
所述反激式均衡电路的电流采样方法，包括：
通过第一采样模块，采集所述变压器的原边线圈锁在支路上的原边均衡电流；
通过第一均衡电流调理单元，对所述第一采样模块采样得到的所述原边均衡电流进行调理，以得到所述第一采样模块采样得到的所述原边均衡电流的瞬时值；
通过第二采样模块，采集所述变压器的副边线圈所在支路上的副边均衡电流；
通过第二均衡电流调理单元，对所述第二采样模块采样得到的所述副边均衡电流进行调理，以得到所述第二采样模块采样得到的所述副边均衡电流的瞬时值；
通过控制单元，在所述反激式均衡电路的相应均衡电流最小或最大的情况下，若基于相应采样模块采样得到相应均衡电流的瞬时值，则基于相应均衡电流的瞬时值、以及相应开关管的驱动信号的占空比进行计算，得到相应采样模块采样得到的相应均衡电流的有效值。
14.根据权利要求13所述的反激式均衡电路的电流采样方法，其特征在于，其中，
通过第一均衡电流调理单元，对所述第一采样模块采样得到的所述原边均衡电流进行调理，和/或，通过第二均衡电流调理单元，对所述第二采样模块采样得到的所述副边均衡电流进行调理，包括：
对相应采样模块得电的相应均衡电流，进行幅值调整、隔离、滤波、钳位中的至少一种处理。
15.根据权利要求13或14所述的反激式均衡电路的电流采样方法，其特征在于，还包括：
通过控制单元，对所述采样模块对所述变压器的原边均衡电流和副边均衡电流中的至少之一的采样时机，与所述开关管单元的驱动信号进行同步控制，以在所述开关管单元的驱动信号的占空比与相位发生变化的情况下，使所述变压器的原边均衡电流和副边均衡电流中的至少之一的采样时机，为每个设定均衡周期内在所述开关管单元中相应开关管的导通与关断中的至少之一时；
其中，在所述开关单元中第一开关管导通的情况下，所述反激式均衡电路的原边均衡电流最大；在所述开关单元中第一开关管关断的情况下，所述反激式均衡电路的原边均衡电流最小；
在所述开关单元中第二开关管导通的情况下，所述反激式均衡电路的副边均衡电流最大；在所述开关单元中第二开关管关断的情况下，所述反激式均衡电路的副边均衡电流最小。
16.根据权利要求15所述的反激式均衡电路的电流采样方法，其特征在于，通过控制单元，对所述采样模块对所述变压器的原边均衡电流和副边均衡电流中的至少之一的采样时机，与所述开关管单元的驱动信号进行同步控制，包括：
设置所述变压器的原边均衡电流和副边均衡电流的采样通道的触发信号，并设置所述第一开关管和所述第二开关管的驱动信号，并使所述触发信号与所述驱动信号同步；所述触发信号与所述驱动信号的周期相同；
其中，设置所述变压器的原边均衡电流和副边均衡电流的采样通道的触发信号，包括：
对所述变压器的原边均衡电流的采样通道，由第一控制信号产生的第一触发信号进行触发；
对所述变压器的副边均衡电流的采样通道，由第二控制信号产生的第二触发信号进行触发；
设置所述第一开关管和所述第二开关管的驱动信号，包括：
以第三控制信号为所述第一开关管的驱动信号，并以第四控制信号为所述第二开关管的驱动信号；
通过控制单元，在所述反激式均衡电路的相应均衡电流最小或最大的情况下，若基于相应采样模块采样得到相应均衡电流的瞬时值，则基于相应均衡电流的瞬时值、以及相应开关管的驱动信号的占空比进行计算，得到相应采样模块采样得到的相应均衡电流的有效值，包括：
在一个设定均衡周期内，若所述第一采样模块采样得到两个所述原边均衡电流的瞬时值，即第一原边均衡电流瞬时值和第二原边均衡电流瞬时值，且在所述第一开关管的占空比为第一占空比的情况下，则所述变压器的原边均衡电流的有效值为所述第一原边均衡电流瞬时值与所述第二原边均衡电流瞬时值之和的一半，与所述第一占空比的乘积；
在一个设定均衡周期内，若所述第二采样模块采样得到两个所述原边均衡电流的瞬时值，即第三原边均衡电流瞬时值和第四原边均衡电流瞬时值，且在所述第二开关管的占空比为第二占空比的情况下，则所述变压器的原边均衡电流的有效值为所述第三原边均衡电流瞬时值与所述第四原边均衡电流瞬时值之和的一半，与所述第二占空比的乘积。
17.根据权利要求16所述的反激式均衡电路的电流采样方法，其特征在于，通过控制单元，对所述采样模块对所述变压器的原边均衡电流和副边均衡电流中的至少之一的采样时机，与所述开关管单元的驱动信号进行同步控制，还包括：
若所述变压器的原边均衡电流的有效值和副边均衡电流的有效值中的至少之一，与均衡电流目标值不同，则对相应开关管的驱动信号的占空比和相位进行调节，并在每个设定均衡周期内对相应采样通道的触发信号的相位进行调节，以使所述第一控制信号在每个设定均衡周期内都在第三控制信号上升沿与下降沿的前设定数量个周期产生第一触发信号，和/或使所述第二控制信号在每个设定均衡周期内都在第四控制信号上升沿与下降沿的前设定数量个周期产生第二触发信号。
CN202110843984.XA 2021-07-26 2021-07-26 反激式均衡电路的电流采样装置、方法和电池均衡系统 Active CN113611926B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202110843984.XA CN113611926B (zh) 2021-07-26 2021-07-26 反激式均衡电路的电流采样装置、方法和电池均衡系统

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202110843984.XA CN113611926B (zh) 2021-07-26 2021-07-26 反激式均衡电路的电流采样装置、方法和电池均衡系统

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN113611926A true CN113611926A (zh) 2021-11-05
CN113611926B CN113611926B (zh) 2023-01-17

Family

ID=78305390

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202110843984.XA Active CN113611926B (zh) 2021-07-26 2021-07-26 反激式均衡电路的电流采样装置、方法和电池均衡系统

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN113611926B (zh)

Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH04126394A (ja) * 1990-09-18 1992-04-27 Toshiba Lighting & Technol Corp ランプ点灯装置
JP2007327961A (ja) * 2006-06-08 2007-12-20 Shanghai Jiao Tong Univ 電力計及び電力監視システム
CN203301135U (zh) * 2013-05-20 2013-11-20 赛尔康技术（深圳）有限公司 具有输入电压补偿功能的反激式开关电源过热保护电路
CN104159357A (zh) * 2014-06-20 2014-11-19 东南大学 一种led照明电路输出电流有效值和功率因数的控制方法及其控制系统
CN205160843U (zh) * 2015-08-31 2016-04-13 鑫谷光电股份有限公司 一种反激式led调光驱动电路
WO2018047290A1 (ja) * 2016-09-09 2018-03-15 理化工業株式会社 交流電力調整器
CN109216804A (zh) * 2018-09-25 2019-01-15 南京理工大学 一种串联电池模块的双向均衡电路及均衡方法

Patent Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH04126394A (ja) * 1990-09-18 1992-04-27 Toshiba Lighting & Technol Corp ランプ点灯装置
JP2007327961A (ja) * 2006-06-08 2007-12-20 Shanghai Jiao Tong Univ 電力計及び電力監視システム
CN203301135U (zh) * 2013-05-20 2013-11-20 赛尔康技术（深圳）有限公司 具有输入电压补偿功能的反激式开关电源过热保护电路
CN104159357A (zh) * 2014-06-20 2014-11-19 东南大学 一种led照明电路输出电流有效值和功率因数的控制方法及其控制系统
CN205160843U (zh) * 2015-08-31 2016-04-13 鑫谷光电股份有限公司 一种反激式led调光驱动电路
WO2018047290A1 (ja) * 2016-09-09 2018-03-15 理化工業株式会社 交流電力調整器
CN109216804A (zh) * 2018-09-25 2019-01-15 南京理工大学 一种串联电池模块的双向均衡电路及均衡方法

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
刘平等: "单级反激式PFC连续模式下电流有效值计算", 《电子设计工程》 *

Also Published As

Publication number Publication date
CN113611926B (zh) 2023-01-17

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US9450436B2 (en) Active power factor corrector circuit
CN104597310B (zh) 开关变换器及其电流模拟电路以及电流检测电路和方法
CN206788232U (zh) 带补偿电路的Buck转换器负载电流检测电路
CN102468768B (zh) 对电变换器非线性的补偿装置及方法
US8670255B2 (en) Utilization of a multifunctional pin combining voltage sensing and zero current detection to control a switched-mode power converter
JP4798140B2 (ja) 蓄電器制御装置
CN105356730A (zh) 误差放大装置和包含所述误差放大装置的驱动电路
CN101034815B (zh) 一种低通滤波器
WO2014193831A1 (en) Method and apparatus for deriving current for control in a resonant power converter
EP1040557A1 (en) Discrete-time sampling of data for use in switching regulators
US9413270B2 (en) Single-phase three-wire power control system and power control method therefor
CN105305551A (zh) 充电电源及其控制方法
TWI581543B (zh) 串聯電池組的主動平衡模組及其控制方法
CN104201892A (zh) 一种隔离反激式高频开关电源的输入电压检测方法及电路
CN107656123A (zh) 带补偿电路的Buck负载电流检测电路及方法
CN113611926B (zh) 反激式均衡电路的电流采样装置、方法和电池均衡系统
CN114846338A (zh) 一种电压转换电路、电压转换器及电子设备
JP3761336B2 (ja) キャパシタ蓄電装置
CN205232016U (zh) 误差放大装置和包含所述误差放大装置的驱动电路
Yao et al. High step-up tapped inductor SEPIC converter with charge pump cell
CN115793596A (zh) 一种基于dsp的锂电池检测系统及控制方法
CN115242096A (zh) 带磁平衡的电源变换电路及其控制方法
CN104065249A (zh) 一种适用于副边控制dc/dc变换器的输入电压实时采样电路及方法
CN114142552A (zh) 一种恒功率充电电路、电子设备及系统
CN216209464U (zh) 一种直流内阻测试电路、化成分容设备及化成分容系统

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant