CN104065249A - 一种适用于副边控制dc/dc变换器的输入电压实时采样电路及方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种副边控制DC/DC变换器的输入电压实时采样电路及方法，包括分压电阻R1、分压电阻R2、滤波电阻R3、电容C1和电容C2，滤波电阻R3的一端接主功率变压器副边输出电压Vo1端，另一端接分压电阻R1的一端和电容C1的一端，分压电阻R1的另一端作为采用电路的输出电压端将采样输出电压Vin_s送入AD采样端口，分压电阻R2的另一端接电容C2的另一端和地，并且满足R1×C1＝R2×C2。本发明通过分压电阻R1和分压电阻R2进行分压，可以调整主功率变压器副边输出电压Vo1各种大小不同的数值，防止AD采样端口电压超出应用范围，适用输入电压、输出电压和变压器匝比各异的隔离电源。

Description

一种适用于副边控制DC/DC变换器的输入电压实时采样电路及方法

技术领域

本发明涉及变换器领域，尤其涉及DC/DC隔离变换器领域，具体地说是一种适用于副边控制DC/DC变换器的输入电压实时采样电路及方法。

背景技术

随着电力电子技术的发展，开关电源以体积小、重量轻、效率高等优点备受各种供电设备的青睐。DC/DC隔离变换器作为直流开关电源的一种，广泛应用于通信、设备控制等各种领域。

DC/DC隔离变换器按照PWM控制器的位置，可以分为两类：原边控制型和副边控制型，如图1所示。

原边控制型的PWM控制器位于变换器的原边，与输入端共地。这种控制方式有以下优点：控制器供电电路简单，可以较为迅速且精准地得到输入电压、输入电流等原边信号，利于Vin(输入电压)前馈、输入过欠压和过流保护等功能的实现。但同时存在如下缺点：对输出电流信号的获取不精准或者延时较大；对输出电压的采样延时较大，易导致输出电压反馈响应速度、动态调节缓慢；此外，输出电压误差信号往往通过光耦传输，但光耦寿命较短并且耐高温能力差，导致模块寿命与工作温度范围受限。

副边控制型的PWM控制器位于变换器的副边，与输出端共地，有效地提高了输出电压反馈响应速度，加快了动态调节。PWM控制器工作相对更安全，且不存在如光耦这样的低可靠性器件。然而，这种控制方式需要独立的辅助源电路，并且较难快速得到精确的原边信号。

基于以上的优点，副边控制方式应用到了隔离电源领域。但也正因为控制器在副边，导致实时且准确地采样Vin不易实现。

副边采样输入电压可分为两类方式：一类是在原边采样得到Vin信号，传输至副边PWM控制器；另一类是直接在副边采样与Vin相关的电压信号。

第一类，在原边采样得到Vin信号传输至副边，如图2所示。采用隔离器件将原边采样得到的Vin信号传输至副边；也可以通过通信方式将原边的Vin信号传输至副边。无论采用哪种传输方式，设计都比较复杂，且具有延时性。

另一类，直接在副边采样与Vin相关的信号得到Vin值。副边采样Vin电路一般分为两种：一种是通过增加副边辅助源绕组采样Vin，另一种是通过直接在主功率变压器副边输出端采样Vin。这类方式又分为以下两种结构形式。

1、增加辅助源副边绕组采样Vin的方式

辅助源电路以采用反激电路的工作方式为例，如图3所示。辅助源电路通过绕组Np2得到辅助源电路的原边输出电压Vcc_p，通过绕组Ns1得到辅助源的副边输出电压Vcc_s，副边增加一个反向绕组Ns2得到Vin/K信号(忽略二极管压降)。由于Vcc_s用于控制器供电，Vin/K信号与之同步，因此Vin/K信号可以在PWM输出前得到，从而可以实现Vin过欠压保护、Vin前馈等功能。PWM控制器可以为模拟芯片也可以为数字芯片。PWM控制器为模拟芯片，则Vin/K信号可以叠加在Vea电平(输出电压与参考电压比较值通过误差放大器输出的电压)或者叠加在锯齿波上(PWM比较器输入端分别为Vea电平和锯齿波)，实现Vin前馈。PWM控制器为数字芯片，则通过AD采样的方式获得Vin信号，进而通过算法实现Vin前馈与输出电压pre-bias功能。

2、直接在主功率变压器副边输出端采样Vin的方式

如图4所示(以输出全波整流为例)，副边输出端Vo1通过二极管进行峰值采样(忽略二极管压降)，得到Vin对应的信号Vin/K。同样，该信号可以通过数字方式或者模拟方式实现输入过欠压保护和Vin前馈等功能。该方式虽然能得到较为准确的Vin信号，但保持峰值电压的电容容值较大，需要多个PWM周期之后才能得到正确的Vin/K信号。

发明内容

本发明要解决的是现有技术存在的问题，旨在提供一种副边控制DC/DC变换器的输入电压实时采样电路。通常，主功率变压器输出端的信号是与原边成匝比关系的方波信号，方波的高电平与Vin有一定的对应关系，本发明通过简单的电路结构对主功率变压器副边输出电压Vo1进行实时跟踪采样，实现对变换器输入电压Vin的采样。

为解决上述问题，本发明采用以下技术方案：一种副边控制DC/DC变换器的输入电压实时采样电路，包括分压电阻R1、分压电阻R2、滤波电阻R3、电容C1和电容C2，其特征在于所述的滤波电阻R3的一端接主功率变压器副边输出电压Vo1端，滤波电阻R3的另一端接分压电阻R1的一端和电容C1的一端，分压电阻R1的另一端接分压电阻R2的一端、电容C1的另一端和电容C2的一端，该端作为采用电路的输出电压端将采样输出电压Vin_s送入AD采样端口，分压电阻R2的另一端接电容C2的另一端和地，并且，分压电阻R1、分压电阻R2、电容C1和电容C2的取值满足R1×C1＝R2×C2。

本发明的输入电压实时采样电路，通过分压电阻R1和分压电阻R2进行分压，可以调整主功率变压器副边输出电压Vo1各种大小不同的数值，防止AD采样端口电压超出应用范围，适用输入电压、输出电压和变压器匝比各异的隔离电源。

电阻R1和电阻R2的值应远大于滤波电阻R3。首先，R1和R2的取值应保证Vin_s信号能够满足AD采样端口电压要求；其次，由于AD采样误差的存在，应使Vin_s尽量大，以提高对Vo1的采样精度。

由于模数转换器内的采样/保持电路存在电容，在采样瞬间对采样/保持电容充电，在电阻R2两端并联电容C2可以保证Vin_s波形不发生畸变。电容C2的容值应远大于模数转换器内部采样/保持电容。

仅加入电容C2而不加入电容C1会对Vin_s起到了滞后、滤波作用，导致Vin_s的波形异于Vo1(不考虑两者幅值差别)。在分压电阻R1处再并联电容C1，通过C1、C2、R1和R2的合理取值，可以保证Vin_s波形与Vo1波形一致，仅存在幅值上的差别。

当C1、C2、R1和R2的取值满足公式(1)时，Vin_s波形与Vo1波形之间没有相位差：

$\frac{R1}{R2}=\frac{R1//\frac{1}{\mathrm{j\ωC}1}}{R2//\frac{1}{\mathrm{j\ωC}2}}---\left(1\right)$

即：

R1×C1＝R2×C2。(2)

由于变换器原边开关管开关时会产生高频尖峰，导致Vo1、Vin_s信号受到干扰。为防止Vin_s上的尖峰超过AD采样端口电压限值，本发明在Vo1分压电阻R1之间加入滤波电阻R3，可以滤除高频噪声，该滤波电阻R3取值在几十至几百欧姆为宜。

此时，

$\mathrm{Vin}\_s=\frac{R2}{R1+R2+R3}\×\mathrm{Vo}1---\left(3\right)$

在满足上述条件时，Vin_s波形严格跟随Vo1波形的变化，不存在相位差的同时，降低了高频噪声，如图7所示。

由于Vin_s为方波信号，需要采用数字方式控制AD采样周期和采样位置，从而获得Vin_s的AD采样值。Vin_s AD采样周期最好为PWM周期，这样有利于Vin信号的实时性；当然，采样周期也可为PWM周期的整数倍。如图8所示，Vin_s采样位置必须落在Vin_s方波的高电平处，且应避开上升沿和下降沿，防止采样错误。Vin_s AD值获取流程图，如图9所示。

本发明还要提供一种副边控制DC/DC变换器的输入电压实时采样方法，其特征在于按以下步骤进行：

(1)设定AD采样周期为PWM周期；

(2)设定AD采样触发位置为PWM周期开始后某一位置；

(3)程序计算出PWM占空比值，输出PWM；

(4)控制器触发AD采样Vin_s；

(5)采样电路对主功率变压器副边输出电压Vo1进行采样，获得采样输出电压Vin_s AD值；

(6)控制器重新计算PWM占空比值，返回到步骤(3)进行循环。

上述步骤(6)也可以替换成：将采样输出电压Vin_s值带入闭环算法，控制器重新计算PWM占空比值，返回到步骤(3)进行循环。

本发明还要提供一种副边控制DC/DC变换器的输入电压实时采样方法，其特征在于按以下步骤进行：

(1)设定AD采样周期为PWM周期；

(2)设定AD采样触发位置为PWM周期开始后某一位置；

(3)关闭同步整流管，原边PWM输出较小占空比；如果程序中计算出的占空比值可以在下个占空比输出，则该步骤也可以去除；

(4)获得采样输出电压Vin_s AD值和变换器输出电压Vout AD值；

(5)关闭PWM输出；

(6)根据采样输出电压Vin_s AD值和变换器输出电压Vout AD值以及选择拓扑与匝比关系计算出此时对应的占空比；

(7)按照计算出的占空比值输出PWM，开启副边同步整流。

附图说明

图1是现有的DC/DC隔离电源PWM控制器位置示意图，其中图1a为原边控制型，图1b为副边控制型。

图2是现有原边采样Vin信号传输至副边获取Vin的电路框图。

图3是现有增加辅助源副边绕组采样Vin的电路框图。

图4是现有的变压器副边输出端峰值采样获取Vin的电路图。

图5是本发明采用变压器副边输出端Vin跟随方式获取Vin的主电路图，其中图5a1是采用开关管的全波整流方式的buck变换器，图5a2是采用二极管的全波整流方式的buck变换器，图5b1是采用开关管的半波整流方式的buck变换器，图5b2是采用二极管的半波整流方式的buck变换器。

图6是本发明采用变压器副边输出端Vin跟随方式获取Vin的采样电路图。

图7是本发明Vo1和Vin_s电压波形对照图。

图8是本发明Vin_s AD采样位置图。

图9是本发明Vin_s AD采样基本流程图。

图10是本发明Vin前馈功能实现框图。

图11是本发明输出电压pre-bias功能实现框图。

具体实施方式

参照图5，本发明的副边控制DC/DC变换器的输入电压实时采样电路，适用于多种变换器电路，尤其适用滤波电感在主功率变压器副边的DC/DC变换器电路，特别适合于各类隔离型的buck类电路。

参照图5a1，以全波整流的隔离型的buck类变换器电路为例，该主电路包括隔离主功率变压器T1、同步整流管Q1、同步整流管Q2、电感L和电容C，所述的主功率变压器T1具有原边绕组Np、第一副边绕组Ns1和第二副边绕组Ns2，所述第一副边绕组Ns1的同名端接同步整流管Q1的漏极，第一副边绕组Ns1的非同名端和第二副边绕组Ns2的同名端接电感L的一端和主功率变压器副边输出电压Vo1端，该端同时作为本发明采样电路的电压采样端，电感L的另一端接电容C的一端和变换器输出电压Vout端，电容C的另一端接同步整流管Q1和同步整流管Q2的源极以及地，第二副边绕组Ns的非同名端接同步整流管Q2的的漏极。

本发明的采样电路同样适用于采用二极管的全波整流方式的隔离型的buck类变换器电路(如图5a2所示)，采用开关管的半波整流方式的隔离型的buck类变换器电路(如图5b1所示)，以及采用二极管的半波整流方式的隔离型的buck类变换器电路(如图5b2所示)。其中的开关管和二极管可以互相替代，从而变换出多种电路结构。

参照图6，本发明的一种副边控制DC/DC变换器的输入电压实时采样电路，包括分压电阻R1、分压电阻R2、滤波电阻R3、电容C1和电容C2，其特征在于所述的滤波电阻R3的一端接主功率变压器副边输出电压Vo1端，滤波电阻R3的另一端接分压电阻R1的一端和电容C1的一端，分压电阻R1的另一端接分压电阻R2的一端、电容C1的另一端和电容C2的一端，该端作为采用电路的输出电压端将采样输出电压Vin_s送入AD采样端口，分压电阻R2的另一端接电容C2的另一端和地，并且，分压电阻R1、分压电阻R2、电容C1和电容C2的取值满足R1×C1＝R2×C2。

参照图9，本发明还要提供一种副边控制DC/DC变换器的输入电压实时采样方法，其特征在于按以下步骤进行：

(1)设定AD采样周期为PWM周期；

(2)设定AD采样触发位置为PWM周期开始后某一位置；

(3)程序计算出PWM占空比值，输出PWM；

(4)控制器触发AD采样；

(5)采样电路对主功率变压器副边输出电压Vo1进行采样，获得采样输出电压Vin_s AD值；

(6)控制器重新计算PWM占空比值，返回到步骤(3)进行循环。

参照图10，上述步骤(6)也可以替换成：将采样输出电压Vin_s值带入闭环算法，控制器重新计算PWM占空比值，返回到步骤(3)进行循环。

参照图11，本发明还要提供一种副边控制DC/DC变换器的输入电压实时采样方法，其特征在于按以下步骤进行：

(1)设定AD采样周期为PWM周期；

(2)设定AD采样触发位置为PWM周期开始后某一位置；

(3)关闭同步整流管，原边PWM输出较小占空比；如果程序中计算出的占空比值可以在下个占空比输出，则该步骤也可以去除；

(4)获得采样输出电压Vin_s AD值和变换器输出电压Vout AD值；

(5)关闭PWM输出；

(6)根据采样输出电压Vin_s AD值和变换器输出电压Vout AD值以及选择拓扑与匝比关系计算出此时对应的占空比；

(7)按照计算出的占空比值输出PWM，开启副边同步整流。

Vin采样值的用途：

1、Vin过欠压保护：通过Vin_s AD采样值，与过欠压限值比较判断；

2、Vin前馈：通过Vin_s AD采样值，将Vin信号加入数字闭环算法的计算，Vin前馈实现框图如图10所示；

3、输出电压pre-bias：针对副边采用同步整流的模块。模块上电后，关闭副边同步整流驱动，原边输出一个较小的PWM占空比(如50ns)。通过调整Vin_sAD采样位置，使Vin_s AD采样位置处于该占空比产生的Vin_s信号高电平的稳定位置。根据获得的Vin_s AD值与此时采样到的输出电压，可以计算出pre-bias时的占空比。将该占空比按照时序赋值给PWM模块，并且开启副边同步整流，从而实现输出电压pre-bias功能，实现框图如图11所示。

应该理解到的是：上述实施例只是对本发明的说明，而不是对本发明的限制，任何不超出本发明实质精神范围内的发明创造，均落入本发明的保护范围之内。

Claims (7)

1.一种副边控制DC/DC变换器的输入电压实时采样电路，包括分压电阻R1、分压电阻R2、滤波电阻R3、电容C1和电容C2，其特征在于所述的滤波电阻R3的一端接主功率变压器副边输出电压Vo1端，滤波电阻R3的另一端接分压电阻R1的一端和电容C1的一端，分压电阻R1的另一端接分压电阻R2的一端、电容C1的另一端和电容C2的一端，该端作为采用电路的输出电压端将采样输出电压Vin_s送入AD采样端口，分压电阻R2的另一端接电容C2的另一端和地，并且，分压电阻R1、分压电阻R2、电容C1和电容C2的取值满足R1×C1＝R2×C2。

2.如权利要求1所述的一种副边控制DC/DC变换器的输入电压实时采样电路，其特征在于所述的滤波电阻R3取值在几十至几百欧姆。

3.如权利要求1所述的一种副边控制DC/DC变换器的输入电压实时采样电路，其特征在于采样输出电压Vin_s的采样周期为PWM周期的整数倍，且采样位置落在采样输出电压Vin_s方波的高电平处，并避开上升沿和下降沿。

4.一种副边控制DC/DC变换器的输入电压实时采样方法，其特征在于按以下步骤进行：

(1)设定AD采样周期为PWM周期；

(2)设定AD采样触发位置为PWM周期开始后某一位置；

(3)程序计算出PWM占空比值，输出PWM；

(4)控制器触发AD采样Vin_s；

(5)采样电路对主功率变压器副边输出电压Vo1进行采样，获得采样输出电压Vin_sAD值；

(6)控制器重新计算PWM占空比值，返回到步骤(3)进行循环。

5.如权利要求4所述的一种副边控制DC/DC变换器的输入电压实时采样方法，其特征在于步骤(6)替换成：将采样输出电压Vin_s值带入闭环算法，控制器重新计算PWM占空比值，返回到步骤(3)进行循环。

6.一种副边控制DC/DC变换器的输入电压实时采样方法，其特征在于按以下步骤进行：

(1)设定AD采样周期为PWM周期；

(2)设定AD采样触发位置为PWM周期开始后某一位置；

(3)关闭同步整流管，原边PWM输出较小占空比；

(4)获得采样输出电压Vin_s AD值和变换器输出电压Vout AD值；

(5)关闭PWM输出；

(6)根据采样输出电压Vin_s AD值和变换器输出电压Vout AD值以及选择拓扑与匝比关系计算出此时对应的占空比；

(7)按照计算出的占空比值输出PWM，开启副边同步整流。

7.如权利要求6所述的一种副边控制DC/DC变换器的输入电压实时采样方法，其特征在于如果程序中计算出的占空比值可以在下个占空比输出，则去除步骤(3)。