CN113608008B

CN113608008B - 一种电源电压检测电路及其应用

Info

Publication number: CN113608008B
Application number: CN202111000050.6A
Authority: CN
Inventors: 韩兴成; 万海军
Original assignee: Shenzhen Hefei Iot Technology Co ltd
Current assignee: Shenzhen Hefei Iot Technology Co ltd
Priority date: 2021-08-30
Filing date: 2021-08-30
Publication date: 2024-04-26
Anticipated expiration: 2041-08-30
Also published as: CN113608008A

Abstract

本发明公开了一种电源电压检测电路，由以下部分组成：电源Vdd，所述电源Vdd的电压检测阈值和带隙电压一样对温度不敏感；主高带宽开环系统电路，所述主高带宽开环系统电路与所述电源Vdd连接；以及电压比较器，所述电压比较器与所述主高带宽开环系统电路连接；所述电压比较器设有反相器；其中，所述电源Vdd向所述主高带宽开环系统电路供电，电流从所述主高带宽开环系统电路流经所述电压比较器，经过所述电压比较器中的所述反相器，电源电压检测输出从所述反相器测量输出。本发明达到了提高检测电压阈值的精度、消除阈值对温度的敏感性、提高对电源电压的变化响应速度以及电路简单的技术效果。

Description

一种电源电压检测电路及其应用

技术领域

本发明涉及半导体芯片设计技术领域，特别涉及一种电源电压检测电路，尤其是一种电源电压检测电路及其应用。

背景技术

随着半导体芯片技术的持续进步和应用的不断拓宽，高性能、低成本的设计技术越来越重要。对电源电压，芯片上通常有三个检测，即上电复位、欠压闭锁和过压闭锁。对于这三个电源检测的电压阈值，有时需要非常准确，比如误差不超过百分之五。而影响检测误差最大的因素通常是来自于温度的变化。

既有的电源电压检测电路，为了实现对温度的不敏感，大多是基于对温度不敏感的带隙电压（bandgap voltage）。但是这种设计方法有诸多缺点，如带隙电压电路本身需要足够的电源电压才能正常工作。另外，由于带隙电压是个带反馈的闭环电路，其带宽通常很小而对电源电压的变化响应很慢。因此，这种结构尤其不适合于上电复位的电压检测。即便是用于欠压和过压闭锁的电源电压检测中，也因为检测结果容易产生毛刺而影响整个芯片的性能和可靠性。

发明内容

本发明一方面要解决的技术问题是提供一种电源电压检测电路，解决了现有技术中因温度变化导致检测结果误差大和对电源电压的变化响应速度不足以及电路复杂的技术问题，达到了降低检测结果误差、提高对电源电压的变化响应速度以及电路简单的技术效果。

为了解决上述技术问题，本发明的技术方案为：

一种电源电压检测电路，由以下部分组成：

电源Vdd，所述电源Vdd的电压检测阈值和带隙电压一样；

主高带宽开环系统电路，所述主高带宽开环系统电路与所述电源Vdd连接；以及

电压比较器，所述电压比较器与所述主高带宽开环系统电路连接；所述电压比较器设有反相器。

其中，所述电源Vdd向所述主高带宽开环系统电路供电，电流从所述主高带宽开环系统电路流经所述电压比较器，经过所述电压比较器中的所述反相器，电源电压检测输出从所述反相器测量输出。

优选的，所述主高带宽开环系统电路包括：

三极管Q1和三极管Q2；

电阻R1、第一电阻R2、第二电阻R2、第一电阻R3和第二电阻R3，所述第一电阻R2和所述第二电阻R2以及所述第一电阻R3和第二电阻R3是分别对称相同的；

其中，所述第一电阻R2和所述第二电阻R2的一端均与所述电源Vdd连接；所述第一电阻R2远离所述电源Vdd的一端与所述三极管Q1的集电极连接；所述第二电阻R2远离所述电源Vdd的一端与所述三极管Q2的集电极连接。

其中，所述三极管Q1和三极管Q2的基极通过所述第一电阻R3接地；所述三极管Q1和三极管Q2的发射极接地。

优选的，所述三极管Q2的发射极通过所述电阻R1接地；所述第一电阻R2与所述三极管Q1之间节点电压为V1；所述第二电阻R2与所述三极管Q2之间节点电压为V2；电压节点V2经过所述第二电阻R3接地。

优选的，所述电压比较器由三极管Q3和三极管Q4以及PMOS管M1和PMOS管M2组成；所述PMOS管M1和PMOS管M2的S极与所述电源Vdd连接；所述PMOS管M1的D极与三极管Q3的集电极连通，所述PMOS管M2的D极与三极管Q4的集电极连通；所述PMOS管M1和PMOS管M2的G极连通并连接所述三极管Q3的集电极连通；所述PMOS管M2的D极与所述反相器连通。

优选的，所述三极管Q3和三极管Q4的发射极接地。

更优选的，还包括第一控制PMOS开关MP和第二控制PMOS开关MP与第一控制NMOS开关MN和第二控制NMOS开关MN及第一电阻∆R2和第二电阻∆R2以及第一电阻∆R3和第二电阻∆R3。

更优选的，所述第一电阻R2和所述第二电阻R2靠近所述电源Vdd的一端分别连接有所述第一电阻∆R2和第二电阻∆R2；所述第一电阻∆R2和第二电阻∆R2的两端分别并联有第一控制PMOS开关MP和第二控制PMOS开关MP；所述第一控制PMOS开关MP和第二控制PMOS开关MP的D极与所述电源Vdd连接；所述第一电阻R3和第二电阻R3远离所述电源Vdd的一端分别连接第一电阻∆R3和第二电阻∆R3。

特别优选的，所述第一电阻∆R3和第二电阻∆R3的两端分别并联第一控制NMOS开关MN和第二控制NMOS开关MN。

本发明另一方面要解决的技术问题是提供上述源电压检测电路的应用，该源电压检测电路可用于模拟和混合信号芯片、超大规模的片上系统SoC、微控制器MCU、电源管理芯片中的上电复位POR、电源欠压闭锁UVLO和过压闭锁OVLO，等。

本申请提供的一个或多个技术方案，至少具有如下技术效果或优点：

上述技术方案，由于由电源Vdd、主高带宽开环系统电路和电压比较器组成，电源Vdd的电压检测阈值和带隙电压一样对温度不敏感；主高带宽开环系统电路与电源Vdd连接；以及电压比较器与主高带宽开环系统电路连接；电压比较器设有反相器；其中，电源Vdd向所述主高带宽开环系统电路供电，电流从主高带宽开环系统电路流经电压比较器，经过电压比较器中的反相器，电源电压检测输出从所述反相器测量输出等一系列技术手段。使得带隙电压的设计原理糅合在电源电压检测电路中。有效解决了现有技术中的因温度变化导致检测结果误差大、对电源电压的变化响应速度不足以及电路复杂的技术问题，进而实现了提高检测电压阈值的精度、消除阈值的温度漂移、提高对电源电压变化的响应速度以及电路简单的技术效果。

附图说明

图1为电源电压检测电路在芯片的应用功能图图；

图2为传统的基于带隙电压的电源电压检测电路图；

图3是本发明的电源电压检测电电路；

图4是本发明的电源电压双阈值检测电路；

图5是双阈值电源电压检测电路的输入输出曲线；

图6是本发明双阈值电源电压检测器在极端工艺下的仿真结果；

图7是本发明双阈值电源电压检测器Monte-Carlo仿真结果。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的具体实施方式作进一步说明。在此需要说明的是，对于这些实施方式的说明用于帮助理解本发明，但并不构成对本发明的限定。此外，下面所描述的本发明各个实施方式中所涉及的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互组合。

图1示意了电源电压检测电路在芯片中的最常用的功能有三种，即上电复位POR、欠压闭锁UVLO和过压闭锁OVLO。上电复位POR常用于模拟电路模块的使能控制及数字电路模块中触发器的清零控制。欠压闭锁UVLO保证电源电压过低时，芯片功能不会失序以及在性能不达标前让芯片退出工作状态。最后，过压闭锁OVLO则保证芯片在电源电压过高时，不被损坏或功能与性能达不到设计指标前退出正常工作状态。

图2所示为传统的基于完整的带隙电压产生电路的电源电压检测方法。带隙电压（bandgap voltage）的原理是进行温度系数补偿，即将一个正温度系数的电压与另一个负温度系数的电压叠加，消除两个电压之和的温度漂移。三极管的基极（base）和发射极（emitter）之间的压降/>，具有负温度系数，而两个三极管的/>之差，/>，具有正的温度系数。因为这两个正与负的温度系数都非常接近一阶的线性，选择适当的系数/>后可以基本消除/>的温度飘移，即：

（1）

（2）

公式（2）中，为绝对温度，/>和/>分别表示/>和/>的一阶温度系数。硅基半导体实现的带隙电压/>大约为1.2V。

在图（2）所示的传统电路中，带隙电压电路通常是带宽很小的闭环系统，因此有对电源电压的变化响应慢的缺点。其次，由于电压比较器的两个输入电压对电源电压的频率响应不一致，在芯片上电和下电的过程中，比较器输出容易产生毛刺，可能会影响芯片的功能和性能。另外多数情况下，芯片在上电后再载入校正参数时带隙电压的值会稍微改变，也可能导致检测结果翻转，甚至导致电路意外地在开锁和闭锁之间来回震荡。

以下实施方式中：

图中，位于左方的元器件对应第一开头命名的元器件，位于右方的元器件对应第二开头命名的元器件。

图3所示为本发明的电源电压检测器。三极管Q1和Q2、电阻R1、R2、R3，构成了简单而可靠的电源电压检测核心。其中，电阻R2和R3都是对称的两个。三极管Q3和Q4，PMOS管M1和M2，以及一个反相器组成了一个电压比较器。比较器采用准差分的NPN输入对管，既提高了差分输入的灵敏度，又减小了输入失调电压和噪声。

电源电压的检测阈值，即是电压V1和V2相等时对应的/>值。由于V1也就是三极管Q1上的基极到发射极压降，/>，它随电源电压/>的变化很小。左边的R2上的电流除了包含流过R1的几乎固定电流外，就是流过R3的电流。因此，去除R2上因流过R1的固定电流产生的压降，它和R3构成了一个从电源/>到地/>之间的电阻分压器。所以，V2几乎线性地跟随/>的变化。综合上述分析，当/>时，/>，比较器输出为低电平；相反，当/>时，/>，比较器输出为高电平。

本发明实施方式兼有三大优点：

首先，其检测电压的阈值和带隙电压一样对芯片的温度变化不敏感。其次，电路为高带宽的开环系统，对电源电压的变化能够快速响应。最后，由于没有上电后的校正，本发明的电路消除了电压检测结果可能的震荡问题。

在图3中，当比较器的双端输入电压时，其电压检测输出翻转。我们可以推导出令比较器输出翻转的电源电压阈值如下：

（3）

其中：

，为电源电压的检测阈值

与/>，分别为三极管Q1与Q2的基极和发射极之间的电压差

，也就是电阻/>上的压降，为

（4）

这里为玻尔兹曼常数，/>为电子的电荷值常数，/>为三极管Q2与Q1的尺寸比例。

为了使电源电压的检测阈值对温度不敏感，需要/>放大倍数为

（5）

其中：

，是/>的温度系数，为负值

，是/>的温度系数，为正值

这样根据等式（1），等式（3）中的中括号内，即等同于对芯片温度不敏感的带隙电压。所以，检测阈值/>变成放大了的/>，

（6）

其放大比为

（7）

图4显示的本发明进一步解决双阈值的温度敏感性。在实际的电路设计中，当电源电压接近检测阈值时，为了避免其小幅波动或噪声导致检测结果来回翻转，我们在阈值上引入迟滞。设置电源电压上升时的检测阈值比下降时的检测阈值高。假如上升和下降时的阈值分别为和/>，且

(8)

(9)

因此，阈值迟滞为

(10)

如图4所示，本发明是通过同时增加并减小/>来保证双阈值，/>和/>，都对温度的变化不敏感。假定/>和/>对应于对温度不敏感的下降阈值/>，而/>和/>对应于对温度不敏感的上升阈值/>。经公式推导，可知/>和/>如下：

(11)

(12)

图4的发明电路，在电源电压上升过程中，当它还没有达到上升阈值时，比较器输出一直为低电平。控制PMOS开关MP及NMOS开关MN的反馈信号则一直为高电平。此时，MP开关打开，上部分总电阻为最大值，/>。同时，MN开关合上，下部分总电阻为最小值，/>。电源电压的检测阈值设置在/>。

在图4中，当电源电压升高到大于上升阈值后，比较器输出翻转为高电平。控制PMOS开关MP及NMOS开关MN的反馈信号则变成低电平。此时，MP开关合上，上部分总电阻为最小值，/>。同时，MN开关打开，下部分总电阻为最大值，/>。电源电压的检测阈值设置在。

图4的发明电路，在电源电压从高于下降的过程中，其工作原理类似于上升过程。当其下降到下降阈值/>时，比较器输出有高电平翻转为低电平。同时，改变MP和MN的开关状态，让对应的检测阈值回到最初的上升阈值/>。

图5示意双阈值电源电压检测器的输入输出电压传输特性曲线。由于阈值迟滞的存在，只要波动的单向幅度小于迟滞电压值，就可以避免电源电压在一个阈值附近波动时，检测器输出来回翻转的异常状况。

图6给出了在极端工艺角落下，本发明的双阈值电源电压检测器的上升、下降阈值仿真结果。由于没有校正，双阈值均随工艺强弱的变化而略微增加或减少，而且有残留的温度漂移。由图中数据可知，上升和下降阈值的变化范围分别为1.470V ~ 1.523V 和1.408V~ 1.459V,而阈值迟滞变化很小，在61mV ~ 65mV之间。可见，即便没有对工艺变化做校正，两个阈值的变化范围均小于。

图7进一步给出了对芯片生产工艺变化和器件失配的Monte-Carlo仿真结果。在三个温度，即最低–40⁰C、正常30⁰C和最高105⁰C下，各做200个Monte-Carlo工艺随机变化的仿真。Monte-Carlo仿真结果与极端工艺角落的仿真数据吻合，显示器件之间的失配对阈值变化的影响可以忽略。具体的，图7（a）上升阈值，图7（b）为下降阈值。

以上结合附图对本发明的实施方式作了详细说明，但本发明不限于所描述的实施方式。对于本领域的技术人员而言，在不脱离本发明原理和精神的情况下，对这些实施方式进行多种变化、修改、替换和变型，仍落入本发明的保护范围内。

Claims

1.一种电源电压检测电路，其特征在于：由以下部分组成：

电源Vdd，所述电源Vdd的电压检测阈值和带隙电压一样，以呈现对温度变化不敏感；

主高带宽开环系统电路，所述主高带宽开环系统电路与所述电源Vdd连接，所述主高带宽开环系统电路包括：

三极管Q1和三极管Q2；

电阻R1、第一电阻R2、第二电阻R2、第一电阻R3和第二电阻R3，所述第一电阻R2和所述第二电阻R2与所述第一电阻R3和第二电阻R3是对称相同的；

其中，所述第一电阻R2和所述第二电阻R2的一端均与所述电源Vdd连接；所述第一电阻R2一端与所述三极管Q1的集电极连接；所述第二电阻R2的另一端与所述三极管Q2的集电极连接；

其中，所述三极管Q1和三极管Q2的基极通过所述第一电阻R3接地；所述三极管Q1和三极管Q2的发射极接地；以及

电压比较器，所述电压比较器与所述主高带宽开环系统电路连接；所述电压比较器设有反相器；

2.根据权利要求1所述的电源电压检测电路，其特征在于：所述三极管Q2的发射极通过所述电阻R1接地；所述第一电阻R2与所述三极管Q1之间节点电压为V1；所述节点电压V1通过所述第一电阻R3接地；所述第二电阻R2与所述三极管Q2之间节点电压为V2；所述节点电压V2远离所述第二电阻R2的一端经过所述第二电阻R3接地。

3.根据权利要求2所述的电源电压检测电路，其特征在于：所述电压比较器由三极管Q3和三极管Q4以及PMOS管M1和PMOS管M2组成；所述PMOS管M1和PMOS管M2的S极与所述电源Vdd连接；所述PMOS管M1的D极与三极管Q3的集电极连通，所述PMOS管M2的D极与三极管Q4的集电极连通；所述PMOS管M1和PMOS管M2的G极连通并连接所述三极管Q3的集电极连通；所述PMOS管M2的D极与反相器连通。

4.根据权利要求3所述的源电压检测电路，其特征在于：所述三极管Q3和三极管Q4的发射极接地。

5.根据权利要求4所述的电源电压检测电路，其特征在于：还包括第一控制PMOS开关MP和第二控制PMOS开关MP与第一控制NMOS开关MN和第二控制NMOS开关MN及第一电阻ΔR2和第二电阻ΔR2以及第一电阻ΔR3和第二电阻ΔR3。

6.根据权利要求5所述的电源电压检测电路，其特征在于：所述第一电阻R2和所述第二电阻R2靠近所述电源Vdd的一端分别连接有所述第一电阻ΔR2和第二电阻ΔR2；所述第一电阻ΔR2和第二电阻ΔR2的两端分别并联有第一控制PMOS开关MP和第二控制PMOS开关MP；所述第一控制PMOS开关MP和第二控制PMOS开关MP的D极与所述电源Vdd连接；所述第一电阻R3和第二电阻R3远离所述电源Vdd的一端分别连接第一电阻ΔR3和第二电阻ΔR3。

7.根据权利要求6所述的电源电压检测电路，其特征在于：所述第一电阻ΔR3和第二电阻ΔR3的两端分别并联第一控制NMOS开关MN和第二控制NMOS开关MN。

8.一种如权利要求1-7中任一项所述的电源电压检测电路的应用，其特征在于：可用于模拟和混合信号芯片、超大规模的片上系统SoC、微控制器MCU、电源管理芯片中的上电复位POR、电源欠压闭锁UVLO和过压闭锁OVLO。