CN113595414A - 一种ac/dc反激变换器 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种AC/DC反激变换器，包括直流母线电容、原边功率开关管、原边功率开关管的体二极管、主变压器、输出滤波电容、输出负载、副边整流电路和反激控制器。本发明通过母线电压控制器控制工频开关单元开通和关断时间点，实现直流母线电压幅值变化可控或幅值可调，能减小直流母线电容量，栅极驱动单元利用功率开关管开通与关断过程中驱动电阻不同等效阻值，可加快开关速度、降低EMI干扰，同时反向同步整流控制器可以使原边功率开关管实现零电压开通，从而提高开关电源转换效率、降低器件成本，另外多种高集成度控制器设计可减小开关电源体积。

Description

一种AC/DC反激变换器
技术领域
本发明涉及开关电源技术领域，尤其涉及一种AC/DC反激变换器。
背景技术
开关电源广泛应用于各类消费电子和工业设备中，如充电器、电源适配器、LED驱动及工业电源等。针对输出功率65W以下小功率开关电源，国内外标准中并没要求具有功率因数校正(PFC)功能。开关电源输入来自交流电网，其组成主要为EMI滤波器、输入整流电路和功率变换器，中小功率一般使用传统AC/DC反激变换器，如图1所示。其中，Lf、Cf为输入EMI滤波器的滤波电感、滤波电容，D1～D4为输入整流二极管，RL为输出负载，Cb为滤波电容，这个也称作直流母线电容。反激变换器主要包括原边功率开关管Q1及功率开关管Q1的体二极管DQ1、主变压器TX、副边整流二极管Dr、输出滤波电容Co及输出滤波电容Co的PWM或变频控制芯片。
如图2所示，工频fline的输入交流经过D1～D4整流电压为|vac|，并经Cb滤波而形成直流母线电压Vb，其中VH为其电压最大值、VL为其电压最小值，|vac|给Cb的充电电流为ib。根据能量平衡关系，假设AC/DC反激变换器的输入功率为Pin，因而可以得到：
Figure BDA0003115339450000011
Figure BDA0003115339450000012
其中
Figure BDA0003115339450000013
为导通角。由于交流输入电压为正弦波，可得到
Figure BDA0003115339450000014
并能根据输出功率计算出相应导通角θ和VL。由此可见，如果Pin为一个恒定值，要想达到VH与VL更小电压差，所需要Cb电容量更大。实际上，VH、VL极大影响反激变换器性能，两者电压差较大时，会导致Q1、Dr的电压和电流应力增大，同时Cb纹波增大，造成TX难以优化设计、功率器件成本增加。为了调整输出电压，占空比或频率变化范围变得更大，变换器存在工作不稳定风险。如果输入电压范围较宽，VH继续升高、VL继续降低，开关电源性能进一步恶化、成本进一步提高。因此，行业急需新型AC/DC功率变换器，能同时兼顾达到更小直流母线电压差和更小直流母线电容量，同时急需新型功率开关管栅极驱动电路和新型同步整流技术，以进一步提高开关电源转换效率。
发明内容
为了克服现有技术的不足，本发明的目的在于提供一种AC/DC反激变换器，实现直流母线电压幅值变化可控或幅值可调，能减小直流母线电容量，栅极驱动单元利用功率开关管开通与关断过程中驱动电阻不同等效阻值，可加快开关速度、降低EMI干扰，同时反向同步整流控制器可以使原边功率开关管实现零电压开通，从而提高开关电源转换效率、降低器件成本，另外多种高集成度控制器设计可减小开关电源体积。
本发明提供一种AC/DC反激变换器，包括直流母线电容、原边功率开关管、所述原边功率开关管的体二极管、主变压器、输出滤波电容、输出负载、副边整流电路和反激控制器，反激控制器包括母线电压采样与高压启动及内部供电单元、使能与保护逻辑单元、多模式CCM/QR/DCM控制器、母线电压控制器、工频开关单元、栅极驱动单元，所述母线电压采样与高压启动及内部供电单元、所述工频开关单元、所述使能与保护逻辑单元与所述母线电压控制器连接，所述多模式CCM/QR/DCM控制器与所述栅极驱动单元、所述使能与保护逻辑单元连接，所述直流母线电容的负极与所述工频开关单元连接，所述直流母线电容的正极与所述主变压器原边的高压侧连接，所述栅极驱动单元与所述原边功率开关管的栅极连接，所述工频开关单元与所述原边功率开关管的源极连接，所述原边功率开关管的漏极与所述主变压器原边的接地侧连接，所述输出滤波电容和所述输出负载并联，所述输出滤波电容接在所述主变压器副边的高压侧和接地侧之间，所述主变压器副边经所述副边整流电路与所述输出滤波电容连接。
进一步地，所述工频开关单元为由第一功率开关管、所述第一功率开关管的体二极管组成的单向开关，或由第二功率开关管、所述第二功率开关管的体二极管组成的单向开关，或由第一功率开关管、所述第一功率开关管的体二极管、第二功率开关管、所述第二功率开关管的体二极管组成的双向开关，所述双向开关中第一功率开关管和第二功率开关管背靠背串联，所述母线电压控制器的驱动信号输出端与所述第一功率开关管的栅极连接，所述第一功率开关管的漏极或所述第二功率开关管的源极与所述直流母线电容的负极连接。
进一步地，所述母线电压控制器包括第一比较器、第二比较器、第一非门、第二非门、第一与门、第二与门、RS触发器、第一或门、第一驱动器、直流母线电压平均值比较器，直流母线电压信号输入所述第一比较器的正极、所述第二比较器的正极、所述直流母线电压平均值比较器的负极，所述第一比较器的负极、所述第二比较器的负极、所述直流母线电压平均值比较器的正极接电压参考信号，所述第一比较器的输出端与所述第一与门的第一输入端连接，所述第一比较器的输出端与所述第一非门的输入端连接，所述第一非门的输出端与所述第一与门的第二输入端连接，所述第一与门的输出端与所述RS触发器的S端连接，所述第二比较器的输出端与所述第二与门的第一输入端连接，所述第二比较器的输出端与所述第二非门的输入端连接，所述第二非门的输出端与所述第二与门的第二输入端连接，所述第二与门的输出端与所述RS触发器的R端连接，所述RS触发器的Q端、所述直流母线电压平均值比较器的输出端与所述第一或门的输入端连接，所述第一或门的输出端与所述第一驱动器的输入端连接，所述第一驱动器的输出端与所述第一功率开关管的栅极连接。
进一步地，所述栅极驱动单元包括信号处理与调理电路、两个图腾柱驱动电路，所述信号处理与调理电路包括第三比较器、第四比较器、第二或门、第三与门、第二驱动器，所述图腾柱驱动电路包括第一三极管、第二三极管、开通关断驱动电阻，所述第一三极管的发射极经所述开通关断驱动电阻与所述第二三极管的集电极连接，或所述第一三极管的发射极与所述第二三极管的集电极连接，再接至所述开通关断驱动电阻，所述第二三极管的发射极接地，所述原边功率开关管的驱动电压信号接至所述第三比较器的负极、所述第四比较器的正极，分别与所述第三比较器的正极、所述四比较器的负极的电压参考信号进行比较，得到两个高低电平信号进入所述第二或门的两个输入端，所述第二或门的输出信号与高频PWM信号通过所述第三与门相与后，再由所述第二驱动器缓冲放大，所述第二驱动器的输出端与第一图腾柱驱动电路的第一三极管、第二三极管的基极连接，高频PWM信号接入第二图腾柱驱动电路的第一三极管、第二三极管的基极，两个图腾柱驱动输出信号接在一起，在所述反激控制器得到驱动所述原边功率开关管高频开关工作的驱动信号，所述高频PWM信号由所述多模式CCM/QR/DCM控制器产生。
进一步地，所述副边整流电路由副边整流二极管组成，所述副边整流二极管的正极与所述主变压器副边连接，负极与所述输出滤波电容连接。
进一步地，所述主变压器还包括辅助供电绕组，所述反激控制器为SSR反激控制器或PSR反激控制器，所述辅助供电绕组经过二极管整流并通过供电滤波电容滤波后接至所述反激控制器的供电端，所述反激控制器设有为反馈/选择端，所述反激控制器的准谐振QR控制模式谷底电压检测端通过采样电阻接到所述辅助供电绕组，所述反激控制器的MOSFET原边电流检测端进行峰值电流模式控制和实时过流保护，所述SSR反激控制器的驱动信号输出端通过驱动电阻接至所述原边功率开关管的栅极；
所述反激控制器还包括电流检测与处理单元、谷底检测与采样及反馈单元，所述谷底检测与采样及反馈单元与所述多模式CCM/QR/DCM控制器连接，所述电流检测与处理单元与所述工频开关单元连接；当所述反激控制器为SSR反激控制器时，所述谷底检测与采样及反馈单元与光耦连接，光耦经采样与反馈电路接在所述输出滤波电容与所述输出负载之间；当所述反激控制器为PSR反激控制器时，所述谷底检测与采样及反馈单元接地或经电阻接地。
进一步地，所述SSR反激控制器拆为母线电压调整器和SSR反激控制器两部分，所述母线电压调整器包括母线电压采样与高压启动及内部供电单元、母线电压控制器、工频开关单元，所述母线电压控制器与所述母线电压采样与高压启动及内部供电单元、所述工频开关单元连接，拆分出的SSR反激控制器包括使能与保护逻辑单元、多模式CCM/QR/DCM控制器、栅极驱动单元、电流检测与处理单元、谷底检测与采样及反馈单元、内部供电单元，所述辅助供电绕组经过二极管整流并通过供电滤波电容滤波后接至SSR反激控制器的内部供电单元。
进一步地，所述原边功率开关管集成进所述SSR反激控制器构成SSR反激混合控制器，所述原边功率开关管集成进所述PSR反激控制器构成PSR反激混合控制器；
反激开关电源的输入整流电路集成进所述SSR反激混合控制器构成SSR单片反激混合控制器，所述反激开关电源的输入整流电路集成进所述PSR反激混合控制器构成PSR单片反激混合控制器，所述输入整流电路的输出端与所述母线电压采样与高压启动及内部供电单元、工频开关单元连接；
所述谷底检测与采样及反馈单元拆分为谷底检测单元、采样及反馈单元，所述谷底检测单元与所述母线电压采样与高压启动及内部供电单元、所述多模式CCM/QR/DCM控制器连接，所述采样及反馈单元与所述多模式CCM/QR/DCM控制器连接，所述辅助供电绕组连接的二极管、采样电阻集成进所述SSR单片反激混合控制器或所述PSR单片反激混合控制器，所述供电滤波电容与所述母线电压采样与高压启动及内部供电单元连接。
进一步地，所述SSR反激控制器中移出所述工频开关单元；
所述栅极驱动单元与所述原边功率开关管的栅极连接，所述工频开关单元与所述原边功率开关管的漏极连接，所述原边功率开关管的源极与所述主变压器原边的高压侧连接。
进一步地，所述副边整流电路由副边整流功率开关管、所述副边整流功率开关管的体二极管、反向同步整流控制器组成，所述主变压器副边与所述副边整流功率开关管的源极连接，所述副边整流功率开关管的漏极与所述输出滤波电容连接，所述副边整流功率开关管的源极、栅极、漏极均与所述反向同步整流控制器连接；
所述反向同步整流控制器包括由电阻、滤波电容、稳压二极管及放大三极管构成的线性电源，由电阻、信号检测二极管、滤波延迟电容及开关三极管构成的信号检测与调理电路，由驱动电阻、放大三极管构成的图腾柱驱动电路，所述线性电源与所述信号检测与调理电路、所述图腾柱驱动电路连接，所述信号检测与调理电路与所述图腾柱驱动电路连接，所述线性电源、所述信号检测与调理电路与所述副边整流功率开关管的漏极和源极连接，所述图腾柱驱动电路与所述副边整流功率开关管的栅极连接；
所述副边整流功率开关管、所述副边整流功率开关管的体二极管集成进所述反向同步整流控制器构成反向同步整流器，所述反向同步整流器集成进所述PSR单片反激混合控制器构成大规模单片反激控制器。
相比现有技术，本发明的有益效果在于：
本发明提供一种AC/DC反激变换器，在输入整流电路输出端和直流母线电容之间接入工频开关单元及其母线电压控制器，通过设置电容充放电时间点可以灵活控制直流母线电压变化幅值，从而间接延长输入交流供电时间，减少直流母线电容充放电时间，从而减小电容量、减小电容体积、降低器件成本，同时电压差波动较小可有效延长电容寿命。直流母线电压也可设计成与输入交流电压无关，其幅值稳定可控而直流母线电压较低，实现宽输入电压范围时更高转换效率，并可降低主变压器、功率器件电压和电流应力，从而功率损耗更低、器件成本更低。另外，工频开关工作于输入交流工频，并且又可以工作于软开关状态，因此功率损耗较低，可以进一步提高开关电源转换效率。
栅极驱动单元设计中，驱动电阻设计成不同等效阻值，利用较小等效驱动电阻通过加快开关速度，以缩短开通延迟、减小米勒效应影响，从而降低原边功率开关管开关损耗；同时利用较大等效驱动电阻，以降低原边功率开关管漏极电流变化率，从而减小开通与关断过程中EMI干扰。
同步整流技术可较大降低副边整流二极管导通损耗，副边采用反向同步整流控制器及其整流功率开关管，可以在原边功率开关管开通之前使副边整流功率开关管漏极电流反向流过较短时间，使QR反激变换器中原边功率开关管实现零电压开通，从而可以进一步提高开关电源转换效率。
反激变换器既可采用SSR副边调整或反馈方式，也可采用PSR原边调整或反馈方式，PSR反馈方式可以省掉反馈电路中原副边隔离光耦器件，可以进一步降低器件成本。另外，可将副边外置采样与反馈电路集成进原边反激控制器中，从而进一步提高了PSR反激控制器的集成度。
母线电压控制器和工频开关单元构成直流母线调整器可以集成进反激控制器中，栅极驱动单元、输入整流二极管及原边功率开关管均可集成进反激控制器中，甚至反向同步整流控制器及其整流功率开关管也可集成进反激控制器中，从而可以大幅减小开关电源体积。
上述说明仅是本发明技术方案的概述，为了能够更清楚了解本发明的技术手段，并可依照说明书的内容予以实施，以下以本发明的较佳实施例并配合附图详细说明如后。本发明的具体实施方式由以下实施例及其附图详细给出。
附图说明
此处所说明的附图用来提供对本发明的进一步理解，构成本申请的一部分，本发明的示意性实施例及其说明用于解释本发明，并不构成对本发明的不当限定。在附图中：
图1为本发明背景技术的传统反激开关电源示意图；
图2为本发明背景技术的传统反激开关电源波形图；
图3为本发明的AC/DC反激变换器示意图；
图4为本发明的工频开关单元组成结构示意图；
图5为本发明的工频开关主要工作波形示意图；
图6为本发明的母线电压控制器内部电路示意图；
图7为本发明的栅极驱动单元内部电路示意图；
图8为本发明的反向同步整流控制器内部电路；
图9为本发明实施例一的副边反馈反激变换器示意图；
图10为本发明实施例一的副边反馈反激控制器内部功能单元示意图；
图11为本发明实施例二的副边反馈反激变换器；
图12为本发明实施例二的母线电压调整器与副边反馈反激控制器内部功能单元示意图；
图13为本发明实施例三的副边反馈反激变换器示意图；
图14为本发明实施例三的副边反馈反激混合控制器内部功能单元示意图；
图15为本发明实施例四的副边反馈反激变换器示意图；
图16为本发明实施例四的副边反馈单片反激混合控制器内部功能单元示意图；
图17为本发明实施例五的副边反馈反激变换器示意图；
图18为本发明实施例五的副边反馈反激混合控制器内部功能单元示意图；
图19为本发明实施例六的副边反馈反激变换器示意图；
图20为本发明实施例六的副边反馈单片反激混合控制器内部功能单元示意图；
图21为本发明实施例七的副边反馈反激变换器示意图；
图22为本发明实施例七的副边反馈反激控制器内部功能单元示意图；
图23为本发明实施例八的副边反馈反激变换器示意图；
图24为本发明实施例八的副边反馈反激控制器内部功能单元示意图；
图25为本发明实施例九的副边反馈同步整流反激变换器示意图；
图26为本发明实施例十的原边反馈反激变换器示意图；
图27为本发明实施例十的原边反馈反激控制器内部功能单元示意图；
图28为本发明实施例十一的原边反馈反激变换器示意图；
图29为本发明实施例十一的原边反馈反激混合控制器内部功能单元示意图；
图30为本发明实施例十二的原边反馈反激变换器示意图；
图31为本发明实施例十二的原边反馈单片反激混合控制器内部功能单元示意图；
图32为本发明实施例十三的原边反馈反激变换器示意图；
图33为本发明实施例十三的原边反馈大规模单片反激控制器内部功能单元示意图。
具体实施方式
下面，结合附图以及具体实施方式，对本发明做进一步描述，需要说明的是，在不相冲突的前提下，以下描述的各实施例之间或各技术特征之间可以任意组合形成新的实施例。
开关电源一般包括功率部分和控制部分。功率部分可使用已知多种隔离型拓扑，如半桥(Half-Bridge)、全桥(Full-Bridge)、推挽(Push-Pull)、正激(Forward)、反激(Flyback)等，也可使用降压(Buck)、升压(Boost)、升降压(Buck-Boost)等非隔离拓扑，并可采用硬开关或软开关技术及PWM控制或变频控制方式。控制部分包括输出电压Vo、输出电流Io采样与反馈电路、原副边隔离光耦等外围控制电路，及PWM或变频控制器(也简称控制器)，其内部主要由多个常规功能单元构成，如高压启动及内部供电、使能与保护逻辑、多模式CCM/QR/DCM控制器等。高压启动完成后内部供电开始工作，因此两者可以共用一个功能单元。使能与保护逻辑单元主要实现输入电压过高、欠压、过温、过流等多种安全保护功能。多模式CCM/QR/DCM控制器一般简称QR控制器，为反激控制器的核心控制单元，可在不同工作状况下灵活选择不同控制模式，如输出重载或输入低压条件下工作于定频电流连续导通模式(Continuous Conduction Mode，CCM)，输出中载或输入电压较高条件下工作于变频电流临界导通模式(即准谐振模式，Quasi-Resonant，QR)，为了防止开关工作频率过高，输出轻载或输入高压条件下工作于定频电流断续导通模式(Discontinuous Conduction Mode，DCM)。谷底电压信号检测精准度直接影响变换器电气性能，如转换效率、电磁干扰(EMI)等。输出电压或输出电流的采样与反馈单元也相当重要，直接影响其精准度与误差范围。
如图3所示，开关电源主要由EMI滤波器、输入整流电路和功率变换电路构成，EMI滤波器包括滤波电感Lf、滤波电容Cf，输入整流电路包括整流二极管D1～D4。中小功率开关电源无需PFC功能，AC/DC反激变换器包括直流母线电容Cb、原边功率开关管Q1、原边功率开关管的体二极管DQ1、主变压器TX、输出滤波电容Co、输出负载RL、副边整流电路和反激控制器，反激控制器包括母线电压采样与高压启动及内部供电单元、使能与保护逻辑单元、多模式CCM/QR/DCM控制器、母线电压控制器、工频开关单元、栅极驱动单元，母线电压采样与高压启动及内部供电单元、工频开关单元、使能与保护逻辑单元与母线电压控制器连接，多模式CCM/QR/DCM控制器与栅极驱动单元、使能与保护逻辑单元连接，直流母线电容Cb的负极与工频开关单元连接，直流母线电容Cb的正极与主变压器原边的高压侧连接，栅极驱动单元与原边功率开关管的栅极连接，工频开关单元与原边功率开关管的源极连接，原边功率开关管的漏极与主变压器原边的接地侧连接，输出滤波电容和输出负载并联，输出滤波电容接在主变压器副边的高压侧和接地侧之间，主变压器副边经副边整流电路与输出滤波电容连接。反激控制器既可使用分立电子元器件搭建，也可设计专用集成电路，如模拟控制芯片、通过软件编程的单片机(MCU)或可编程逻辑器件(FPGA/CPLD)等。
输入整流电路的输出端和直流母线电容Cb正极或负极之间接入工频开关单元及其母线电压控制器，这样可灵活控制直流母线电容充放电时间点。如图4所示，第一种接线形式如左边图示，为第一功率开关管S1、S1的体二极管Ds1与第二功率开关管S2、S2的体二极管Ds2背靠背串联构成双向开关，S1、S2采用金属氧化物场效应晶体管(MOSFET)、绝缘栅双极型晶体管(IGBT)、功率三极管(BJT)或其他半控型功率晶体管，如可控硅(SCR)、晶闸管(TRIAC)等；第二种接线形式如中间图示，由第一功率开关管、第一功率开关管的体二极管组成的单向开关S1，第三种接线形式如右边图示，由第二功率开关管、第二功率开关管的体二极管组成的单向开关S2。母线电压控制器的驱动信号输出端与第一功率开关管的栅极连接，第一功率开关管的漏极或第二功率开关管的源极与直流母线电容Cb的负极连接。双向开关与单向开关的工作原理虽然存在较大差异，但对直流母线电压变化幅值或直流母线电容充放电时间点的控制效果相似，而仅存在电压最大值、最小值的不同。为了说明AC/DC反激变换器的工作过程，以下基本原理说明均以图4中间图示为例。输入交流电压Vin先通过Lf、Cf进行EMI滤波，再经过D1～D4整流电压为|vac|，功率开关管S1导通时：电流ib通过工频开关单元第七脚、第一脚给直流母线电容Cb充电、同时给反激变换器供电；功率开关管S1关断时：根据|vac|和直流母线电压的不瞬间幅值，|vac|直接给反激变换器供电、或Cb存储能量通过S1体二极管DS1释放给反激变换器供电。这样可灵活控制S1导通和关断时间点，间接延长输入交流供电时间，减少Cb充放电时间，从而减小直流母线电容量、减小电容体积。
反激控制器中母线电压控制器和工频开关单元构成直流母线调整器，其主要工作波形如图5所示，这个是输入交流电压半个工频周期内工作状况，从上到下分别为：输入整流电压|vac|、S1驱动信号Vs、直流母线电压Vb、直流母线电容Cb充电电流ib，其中VL、VH为直流母线电压Vb的最小值和最大值。(t0-t1)时，|vac|<VL，S1无驱动信号而关断，Cb存储能量通过体二极管DS1释放给反激变换器供电，此时ib＝0；(t1-t2)时，|vac|>VL，S1存在驱动信号而导通，|vac|给Cb充电、同时给反激变换器供电，Cb充电电流为ib；(t2-t3)时，|vac|>VH，S1无驱动信号而关断，Cb既没有充电也没有放电而处于非工作状态，|vac|只给反激变换器供电，此时ib＝0。(t3-t4)时，|vac|<VH及以后，S1无驱动信号而关断，Cb存储能量通过体二极管DS1释放给反激变换器供电，此时ib＝0。另外半个工频周期工作与此相同，这里不再重复描述。直流母线电压最小值、最大值VL、VH可以灵活设置，从而间接调整(t1-t2)时间长短，通过设置较小的VL、VH电压差，可以延长输入交流|vac|供电时间，同时减少Cb充放电时间，因而降低直流母线电容量、减小电容体积。输入交流电压也即|vac|升高时，通过同步调高VL、VH幅值，因而两者电压差仍然较小，即Vb变化幅度与较低输入电压时基本相似。这种直流母线调整技术的独特优势在于Vb变化幅值较为恒定，即在不同输入交流电压条件下，Vb波动范围较小，应用于宽输入电压场合时Cb电容量可以降低，同时电压差波动较小可有效延长电容寿命。可选地，类似思路进一步拓展，这种直流母线调整技术也可应用于功率变换器或开关电源的输出整流电路中。
如图6所示为母线电压控制器内部结构，主要包括信号处理与调理电路、功率开关管驱动电路，直流母线电压Vb采样使用差分运算放大器。包括第一比较器U1、第二比较器U2、第一非门U3、第二非门U4、第一与门U5、第二与门U6、RS触发器、第一或门U9、第一驱动器U10、直流母线电压平均值比较器U7，直流母线电压信号输入第一比较器的正极、第二比较器的正极、直流母线电压平均值比较器的负极，第一比较器的负极、第二比较器的负极、直流母线电压平均值比较器的正极接电压参考信号，第一比较器的输出端与第一与门的第一输入端连接，第一比较器的输出端与第一非门的输入端连接，第一非门的输出端与第一与门的第二输入端连接，第一与门的输出端与RS触发器的S端连接，第二比较器的输出端与第二与门的第一输入端连接，第二比较器的输出端与第二非门的输入端连接，第二非门的输出端与第二与门的第二输入端连接，第二与门的输出端与RS触发器的R端连接，RS触发器的Q端、直流母线电压平均值比较器的输出端与第一或门U9的输入端连接，第一或门U9的输出端与第一驱动器U10的输入端连接，第一驱动器U10的输出端与第一功率开关管的栅极连接。
直流母线电压信号通过比较器U1、U2分别与电压参考信号VRL、VRH进行比较后，再通过非门U3、U4和与门U5、U6生成低高电平的上升沿脉冲信号后，分别进入RS触发器的S、R端，从而得到高低电平信号进入或门U9，再通过驱动器U10缓冲放大，最终得到驱动信号Vs以驱动S1开关工作。电压参考信号VRL、VRH根据所要求的直流母线电压最小值、最大值VL、VH进行相应设置，这样即可实现母线电压控制器所需功能。由于Vb基于工频变化，因而驱动信号Vs也为工频开关信号。因此，母线电压控制器以工频的方式控制功率开关管S1导通和关断时间点，从而控制直流母线电压变化幅值。可选地，U7构成另外一个直流母线电压平均值比较器，与电压参考信号VRAV相比较，输出信号进入或门U9的另一端，以实现输入交流电压较低时使Vs一直高电平，从而S1处于持续导通状态，即达到屏蔽直流母线调整功能而工作于传统整流模式。可选地，可以设置电压参考信号VRL＝0，这样S1能够在t0时刻导通，由于此时输入整流电压|vac|<VL，并没有电流流过S1，从而实现零电流、零电压软开关工作。综上所述，S1工作于输入交流工频，这样工作频率较低，并且又可以工作于软开关状态，因此S1功率损耗较低，可以有效提高反激变换器或开关电源的转换效率。
根据功率开关管MOSFET的电气特性，其开通过程一般分为四个阶段：开通延迟阶段即驱动电压上升至门槛电压之前，漏极电流开始上升阶段，米勒效应平台阶段，驱动信号继续上升阶段即驱动电压继续上升至额定值。栅极驱动电路实际设计中，必须缩短第一阶段的开通延迟、减小第三阶段的米勒效应影响，这样可使用较小驱动电阻以加快开关速度，从而降低MOSFET开关损耗，即可利用较小的等效开通驱动电阻；另一方面，必须降低漏极电流iD上升变化率，这样可使用较大驱动电阻以降低开通过程中大电流变化率，从而减小大功率EMI干扰，即可利用较大的等效开通驱动电阻。如图7所示，栅极驱动单元包括信号处理与调理电路、两个图腾柱驱动电路，其基本原理为检测栅极驱动电压信号Vg，根据不同电压幅值来决定等效驱动电阻大小。信号处理与调理电路包括第三比较器U1、第四比较器U2、第二或门U3、第三与门U4、第二驱动器U5，图腾柱驱动电路包括第一三极管Q33或Q11、第二三极管Q44或Q22、开通关断驱动电阻Rq3、Rq4、Rq1、Rq2，第一三极管的发射极经开通关断驱动电阻与第二三极管的集电极连接，或第一三极管的发射极与第二三极管的集电极连接，再接至开通关断驱动电阻，第二三极管的发射极接地，原边功率开关管Q1的驱动电压信号Vg接至第三比较器U1的负极、第四比较器U2的正极，分别与第三比较器U1的正极、四比较器U2的负极的电压参考信号VRTH、VRML进行比较，得到两个高低电平信号进入第二或门U3的两个输入端，第二或门U3的输出信号与高频PWM信号通过第三与门U4相与后，再由第二驱动器U5缓冲放大，第二驱动器U5的输出端与第一图腾柱驱动电路的第一三极管、第二三极管的基极连接，经由第一图腾柱驱动电路的Q33、Q44实现信号放大，其中Rq3、Rq4分别为其开通、关断驱动电阻；同时高频PWM信号接入第二图腾柱驱动电路的第一三极管、第二三极管的基极，高频PWM信号经由另一个图腾柱驱动电路的Q11、Q22实现信号放大，其中Rq1、Rq2分别为其开通、关断驱动电阻，驱动电路设计中Rq1>>Rq3、Rq2>>Rq4。两个图腾柱驱动输出信号最终接在一起，从而在反激控制器第六脚得到驱动信号Vg，以驱动功率开关管Q1高频开关工作。高频PWM信号由图1中多模式CCM/QR/DCM控制器产生，与门U4存在的目的在于屏蔽U1～U3可能产生的非正常驱动信号，因而这部分驱动信号可由高频PWM信号决定是否有效，即高频PWM信号存在高电平时这部分驱动信号才为有效。
电压参考信号VRTH设置在功率开关管MOSFET门槛电压VTH附近，另一个电压参考信号VRML比MOSFET米勒电压VML略低，可以根据功率开关管MOSFET电气参数进行设置。两个图腾柱驱动电路上管Q11、Q33采用内部同一封装，两者同时导通时相当于Rq1与Rq3等效并联，即等效开通驱动电阻较小；Q11导通、Q33关断时相当于只有Rq1起作用，也即等效开通驱动电阻较大。基于同样原理，两个图腾柱驱动电路下管Q22、Q44也为内部同一封装，Rq2与Rq4等效并联时其等效关断驱动电阻较小；Rq2单独起作用时其等效关断电阻较大。电路中具有四个驱动电阻的目的为，可以灵活设置开通、关断的不同阻值。本发明就是利用这两个等效电阻的不同阻值来降低开关损耗、减小EMI干扰。开通延迟过程中MOSFET无大电压和电流变化，应尽量缩短延迟时间，以加快开通速度而降低开关损耗，为此可以减小栅极驱动电阻，以使驱动电压迅速上升至门槛电压。因此，Q33、Q11均导通，使驱动电阻为Rq1和Rq3等效并联而实现较小等效阻值。漏极电流iD上升期间，为避免由于(diD/dt)过大所造成的EMI干扰，此时应加大栅极驱动电阻，故在此期间关断Q33，使驱动电阻仅为Rq1而实现较大等效阻值。为了降低MOSFET密勒效应的影响，可以再次开通Q33高电平信号，使驱动电阻又为Rq1和Rq3等效并联而实现较小等效阻值直至驱动电压继续上升至额定值。功率开关管MOSFET关断过程与开通过程相似，这里不再重复说明。可选地，每个图腾柱也可共用开通与关断驱动电阻，即Q11的e极接至Q22的c极再接至Rq1和Rq2合并为的一个驱动电阻，Q33的e极接至Q44的c极再接至Rq3和Rq4合并为的另一个驱动电阻。
在实施例一中，如图9所示，用副边调整或反馈方式(Secondary-SideRegulation，SSR)。主变换器TX除了具有原、副边绕组以外，也有辅助供电绕组，经过二极管Da整流并通过电容Ca滤波后接至SSR反激控制器第五脚供电端。SSR反激控制器第二脚为反馈/选择端，图示方式为反馈端，其接地时改变为原边调整或反馈方式(Primary-SideRegulation，PSR)。第三脚为准谐振QR控制模式谷底电压检测端，通过采样电阻R1、R2接到TX辅助供电绕组，以方便间接检测MOSFET漏源电压VDS的谷底电压信号。第四脚为MOSFET原边电流检测端，以实现峰值电流模式控制和实时过流保护功能。第六脚驱动信号输出端通过驱动电阻Rg接至MOSFET，可选地，驱动电阻Rg也可短路而直接利用SSR反激控制器内部的驱动电阻。直流母线电容Cb接至第七脚工频开关输出端和直流母线之间，以方便控制Cb的充放电时间点。SSR反激控制器第一脚为接地端，第八脚为高压启动/母线电压检测复用端。反激变换器工作原理与图3～7完全相同，这里不再重复说明。副边整流电路由副边整流二极管Dr组成，副边整流二极管的正极与主变压器副边连接，负极与输出滤波电容连接。
实施例一中反激控制器内部功能单元如图10所示，SSR反激控制器还包括电流检测与处理单元、谷底检测与采样及反馈单元，谷底检测与采样及反馈单元与多模式CCM/QR/DCM控制器、光耦连接，电流检测与处理单元与工频开关单元连接，光耦经采样与反馈电路接在输出滤波电容Co与输出负载R之间。母线电压采样与高压启动均有涉及直流母线电压Vb，并且高压启动完成后内部供电开始工作，因此可选地三者共用同一个功能单元。电流检测与处理单元通过检测MOSFET原边电流信号，实现峰值电流模式控制和实时过流保护功能。谷底电压信号检测与采样是准谐振QR控制模式的重要组成部分，检测精准度直接影响变换器电气性能，如转换效率、EMI干扰等。输出电压或输出电流的采样与反馈单元也相当重要，直接影响其精准度与误差范围。反激控制器工作原理主要涉及功率部分中直流母线电容接线方式，以及反激控制器中母线电压控制器、工频开关单元及栅极驱动单元，与前述图3～7完全相同，这里不再重复说明。
反激控制器也可分拆为母线电压调整器和SSR反激控制器两大部分，并采用SSR调整或反馈方式，而构成实施例二如图11所示。主要区别是把SSR反激控制器的高压启动功能外置，其功能由高压启动电阻Rh来实现。主变换器TX除了具有原、副边绕组以外，也有辅助供电绕组，经过二极管Da整流并通过电容Ca滤波后接至SSR反激控制器第五脚供电端。SSR反激控制器第二脚为反馈/选择端，图示方式为反馈端。第三脚为准谐振QR控制模式谷底电压检测端，通过采样电阻R1、R2接到TX辅助供电绕组，以方便间接检测MOSFET漏源电压VDS的谷底电压信号。第四脚为MOSFET原边电流检测端，以实现峰值电流模式控制和实时过流保护功能。第六脚驱动信号输出端通过驱动电阻Rg接至MOSFET，可选地，驱动电阻Rg也可短路而直接利用SSR反激控制器内部的驱动电阻。SSR反激控制器第一脚为接地端。直流母线电容Cb接至母线电压调整器第七脚工频开关输出端和直流母线之间，以方便控制Cb的充放电时间点。母线电压调整器第一脚为接地端，第八脚为高压启动/母线电压检测复用端。反激变换器工作原理与图3～7基本相同，这里不再重复说明。
实施例二中母线电压调整器、反激控制器内部功能单元如图12所示，母线电压调整器包括母线电压采样与高压启动及内部供电单元、母线电压控制器、工频开关单元，母线电压控制器与母线电压采样与高压启动及内部供电单元、工频开关单元连接，拆分出的SSR反激控制器包括使能与保护逻辑单元、多模式CCM/QR/DCM控制器、栅极驱动单元、电流检测与处理单元、谷底检测与采样及反馈单元、内部供电单元，辅助供电绕组经过二极管Da整流并通过供电滤波电容Ca滤波后接至SSR反激控制器的内部供电单元。母线电压调整器、反激控制器工作原理主要涉及功率部分中直流母线电容接线方式，以及母线电压调整器和反激控制器中母线电压控制器、工频开关单元及栅极驱动单元，与前述图3～7基本相同，这里不再重复说明。母线电压调整器和反激控制器既可使用分立电子元器件搭建，也可设计专用集成电路，如模拟控制芯片、通过软件编程的单片机(MCU)或可编程逻辑器件(FPGA/CPLD)等。
功率开关管Q1可以集成进反激控制器而构成反激混合控制器，并采用SSR调整或反馈方式，而构成实施例三如图13所示。主变换器TX除了具有原、副边绕组以外，也有辅助供电绕组，经过二极管Da整流并通过电容Ca滤波后接至SSR反激混合控制器第五脚供电端。SSR反激混合控制器第二脚为反馈/选择端，图示方式为反馈端。第三脚为准谐振QR控制模式谷底电压检测端，通过采样电阻R1、R2接到TX辅助供电绕组，以方便间接检测MOSFET漏源电压VDS的谷底电压信号。第六脚内部接至功率开关管MOSFET漏极。直流母线电容Cb接至第七脚工频开关输出端和直流母线之间，以方便控制Cb的充放电时间点。SSR反激混合控制器第一脚为接地端，第八脚为高压启动/母线电压检测复用端。反激变换器工作原理与图3～7完全相同，这里不再重复说明。
实施例三中反激混合控制器内部功能单元如图14所示，主要包括母线电压采样与高压启动及内部供电单元、使能与保护逻辑单元、多模式CCM/QR/DCM控制器、电流检测单元、谷底检测与采样及反馈单元等。功率开关管Q1已集成进反激混合控制器中，由内部电流检测单元进行原边电流检测，以实现峰值电流模式控制和实时过流保护功能，同时并由内部栅极驱动单元直接驱动MOSFET。反激混合控制器工作原理主要涉及功率部分中直流母线电容接线方式，以及反激控制器中母线电压控制器、工频开关单元及栅极驱动单元，与前述图3～7完全相同，这里不再重复说明。反激混合控制器既可使用分立电子元器件搭建，也可设计专用集成电路，如模拟控制芯片、通过软件编程的单片机(MCU)或可编程逻辑器件(FPGA/CPLD)等。
功率开关管Q1、输入整流电路均可集成进反激控制器而构成单片反激混合控制器，并采用SSR调整或反馈方式，而构成实施例四如图15所示。主变换器TX除了具有原、副边绕组以外，也有辅助供电绕组，经过二极管Da整流并通过电容Ca滤波后接至SSR单片反激混合控制器第五脚供电端。SSR单片反激混合控制器第二脚为反馈/选择端，图示方式为反馈端。第三脚为准谐振QR控制模式谷底电压检测端，通过采样电阻R1、R2接到TX辅助供电绕组，以方便间接检测MOSFET漏源电压VDS的谷底电压信号。第六脚内部接至功率开关管MOSFET漏极。直流母线电容Cb接至第七脚工频开关输出端和第八脚为高压启动/母线电压检测复用端之间，以方便控制Cb的充放电时间点。SSR单片反激混合控制器第一脚为接地端，第四脚、第九脚接至输入交流电压两端。反激变换器工作原理与图3～7完全相同，这里不再重复说明。
实施例四中单片反激混合控制器内部功能单元如图16所示，主要包括母线电压采样与高压启动及内部供电单元、使能与保护逻辑单元、多模式CCM/QR/DCM控制器、电流检测单元、谷底检测与采样及反馈单元等。功率开关管Q1已集成进反激混合控制器中，由内部电流检测单元进行原边电流检测，以实现峰值电流模式控制和实时过流保护功能，同时并由内部栅极驱动单元直接驱动MOSFET。另外，输入整流电路四个二极管也已集成进单片反激混合控制器中，这样可以实现更高的集成度。单片反激混合控制器工作原理主要涉及功率部分中直流母线电容接线方式，以及反激控制器中母线电压控制器、工频开关单元及栅极驱动单元，与前述图3～7完全相同，这里不再重复说明。单片反激混合控制器既可使用分立电子元器件搭建，也可设计专用集成电路，如模拟控制芯片、通过软件编程的单片机(MCU)或可编程逻辑器件(FPGA/CPLD)等。
功率开关管Q1可以集成进反激控制器而构成反激混合控制器，并采用SSR调整或反馈方式，而构成实施例五如图17所示。主变换器TX除了具有原、副边绕组以外，也有辅助供电绕组。与图12相比较，主要是整流供电和谷底检测由外围器件改为内部处理方式，即SSR反激混合控制器进一步集成供电整流二极管Da和QR谷底检测电阻R1、R2，而将辅助供电绕组接至第五脚，并且将供电滤波电容Ca改接至第三脚，而由内部功能单元间接检测MOSFET漏源电压VDS的谷底电压信号。SSR反激混合控制器第二脚为反馈/选择端，图示方式为反馈端。第六脚内部接至功率开关管MOSFET漏极。直流母线电容Cb接至第七脚工频开关输出端和直流母线之间，以方便控制Cb的充放电时间点。SSR反激混合控制器第一脚为接地端，第八脚为高压启动/母线电压检测复用端。反激变换器工作原理与图3～7完全相同，这里不再重复说明。
实施例五中反激混合控制器内部功能单元如图18所示，主要包括母线电压采样与高压启动及内部供电单元、使能与保护逻辑单元、多模式CCM/QR/DCM控制器、电流检测单元、谷底检测单元、采样及反馈单元等。功率开关管Q1、供电整流二极管Da、QR谷底检测电阻R1、R2已集成进反激混合控制器中，由内部电流检测单元进行原边电流检测，以实现峰值电流模式控制和实时过流保护功能，同时并由内部栅极驱动单元直接驱动MOSFET。与图13相比较，主要是调整了第三脚和第五脚的功能和接线方式。反激混合控制器工作原理主要涉及功率部分中直流母线电容接线方式，以及反激控制器中母线电压控制器、工频开关单元及栅极驱动单元，与前述图3～7完全相同，这里不再重复说明。反激混合控制器既可使用分立电子元器件搭建，也可设计专用集成电路，如模拟控制芯片、通过软件编程的单片机(MCU)或可编程逻辑器件(FPGA/CPLD)等。
功率开关管Q1、输入整流电路均可集成进反激控制器而构成单片反激混合控制器，并采用SSR调整或反馈方式，而构成实施例六如图19所示。主变换器TX除了具有原、副边绕组以外，也有辅助供电绕组。与图17相似，主要是输入整流电路四个二极管进一步集成进SSR单片反激混合控制器中，同时将辅助供电绕组接至第五脚，并将供电滤波电容Ca改接至第三脚，而由内部功能单元间接检测MOSFET漏源电压VDS的谷底电压信号。SSR单片反激混合控制器第二脚为反馈/选择端，图示方式为反馈端。第六脚内部接至功率开关管MOSFET漏极。直流母线电容Cb接至第七脚工频开关输出端和直流母线之间，以方便控制Cb的充放电时间点。SSR单片反激混合控制器第一脚为接地端，第四脚、第九脚接至输入交流电压两端。反激变换器工作原理与图3～7完全相同，这里不再重复说明。
实施例六中单片反激混合控制器内部功能单元如图20所示，主要包括母线电压采样与高压启动及内部供电单元、使能与保护逻辑单元、多模式CCM/QR/DCM控制器、电流检测单元、谷底检测单元、采样及反馈单元等。功率开关管Q1、供电整流二极管Da、QR谷底检测电阻R1、R2已集成进单片反激混合控制器中，由内部电流检测单元进行原边电流检测，以实现峰值电流模式控制和实时过流保护功能，同时并由内部栅极驱动单元直接驱动MOSFET。另外，输入整流电路四个二极管D1～D4也已集成进单片反激混合控制器中，这样可以实现更高的集成度。与图18相似，主要调整了第三脚和第五脚的功能和接线方式。单片反激混合控制器工作原理主要涉及功率部分中直流母线电容接线方式，以及反激控制器中母线电压控制器、工频开关单元及栅极驱动单元，与前述图3～7完全相同，这里不再重复说明。单片反激混合控制器既可使用分立电子元器件搭建，也可设计专用集成电路，如模拟控制芯片、通过软件编程的单片机(MCU)或可编程逻辑器件(FPGA/CPLD)等。
实施例七如图21所示，并采用SSR调整或反馈方式。主变换器TX除了具有原、副边绕组以外，也有辅助供电绕组，经过二极管Da整流并通过电容Ca滤波后接至SSR反激控制器第五脚供电端。SSR反激控制器第二脚为反馈/选择端，图示方式为反馈端。第三脚为准谐振QR控制模式谷底电压检测端，通过采样电阻R1、R2接到TX辅助供电绕组，以方便间接检测MOSFET漏源电压VDS的谷底电压信号。第四脚为MOSFET原边电流检测端，以实现峰值电流模式控制和实时过流保护功能。第六脚驱动信号输出端通过驱动电阻Rg接至MOSFET，可选地，驱动电阻Rg也可短路而直接利用SSR反激控制器内部的驱动电阻。SSR反激控制器第一脚为接地端，第八脚为高压启动/母线电压检测复用端。与图9相比较，主要改变了直流母线电容Cb接线方式和SSR反激控制器第7脚功能，即把图10中工频开关单元外移至整流电路接地侧及Cb负极和反激变换器原边之间，其目的不是控制直流母线电容控制Cb的充放电时间点或直流母线电压Vb变化幅值，而是可以灵活设置Vb幅值。需要说明的是，按照这种接线方法，图4中间图示将不再适用。同时，也可把工频开关单元第一脚、第七脚相互调换而不影响变换器正常工作，但这种情况不能使用图4右边图示。另外，工频开关也可接至整流电路高压侧和Cb正极之间，这样并不影响反激变换器正常工作。
与图5所示工频开关主要波形相似，其基本原理为：输入交流电压不同时，虽然整流电压|vac|也会相应变化，但可通过设置VL、VH为固定幅值，因而直流母线电压Vb可视作一恒定值。这种直流母线电压调整技术的独特优势在于，即使输入交流电压存在较大变化，但直流母线电压保持相对稳定，电压波动范围较小，即直流母线电压幅值与交流输入电压无关，从而实现更宽输入电压范围时达到更高转换效率。反激变换器工作原理与图3～7基本相同，这里不再重复说明。对AC/DC反激变换器来讲，输入高低压时均可设置较低直流母线电压幅值，因此原边功率开关管、副边整流二极管等功率器件的电压、电流应力更小更稳定，功率器件可以选择较低额定值，从而进一步降低开关损耗，并且降低成本。同时，较低母线电压值可选取更合适的主变压器匝比和圈数，更方便优化设计主变压器成为可能，从而进一步降低其铜损和铁损，主变压器成本也会降低。另外，直流母线电容Cb耐压和纹波也会更小，因此其成本更低、电容寿命更长。需要说明的是，工频开关这两种接线方式也可扩展至图11～20的电路形式中，同样能实现灵活调整直流母线电压幅值。可选地，类似思路进一步拓展，这种直流母线电压调整技术也可应用于开关电源的输出整流电路中。
实施例七中工频开关、反激控制器内部功能单元如图22所示，反激控制器主要包括母线电压采样与高压启动及内部供电单元、使能与保护逻辑单元、多模式CCM/QR/DCM控制器、电流检测与处理单元、谷底检测与采样及反馈单元等。母线电压采样与高压启动均有涉及直流母线电压Vb，并且高压启动完成后内部供电开始工作，因此可选地三者共用同一个功能单元。电流检测与处理单元通过检测MOSFET原边电流信号，实现峰值电流模式控制和实时过流保护功能。谷底电压信号检测与采样是准谐振QR控制模式的重要组成部分，检测精准度直接影响变换器电气性能，如转换效率、EMI干扰等。输出电压或输出电流的采样与反馈单元也相当重要，直接影响其精准度与误差范围。工频开关主要包括工频开关单元。与图10所示的不同之处在于第七脚改为母线电压控制器驱动输出端，用于驱动外置的工频开关。如前所述，其目的并不是控制直流母线电容控制Cb的充放电时间点或直流母线电压Vb变化幅值，而可以灵活设置Vb幅值。可选地，也可采用图11～12类似方式，将反激控制器中的母线电压控制器转移至工频开关内部而构成母线电压调整器，而不影响整个反激变换器及其控制器的正常工作。反激控制器工作原理主要涉及功率部分中直流母线电容接线方式，以及工频开关和反激控制器中母线电压控制器、工频开关驱动输出及栅极驱动单元，其他部分与前述图3～7基本相同，这里不再重复说明。可选地，母线电压控制器功能复用，并可实现输入电压过高、欠压、过温、过流等多种安全保护功能，安全保护发生时使驱动信号Vs保续低电平，从而工频开关单元处于关断状态，即开关电源停止工作。另外，工频开关单元工作时电压、电流应力较小，可以选用低额定值功率开关管，其成本和性能可以达到最优平衡点。
实施例八如图23所示，并采用SSR调整或反馈方式。主变换器TX除了具有原、副边绕组以外，也有辅助供电绕组，经过二极管Da整流并通过电容Ca滤波后接至SSR反激控制器第五脚供电端。SSR反激控制器第二脚为反馈/选择端，图示方式为反馈端。第三脚为准谐振QR控制模式谷底电压检测端，通过采样电阻R1、R2接到TX辅助供电绕组，以方便间接检测MOSFET漏源电压VDS的谷底电压信号。第四脚为MOSFET原边电流检测端，以实现峰值电流模式控制和实时过流保护功能。第六脚驱动信号输出端通过驱动电阻Rg接至MOSFET，可选地，驱动电阻Rg也可短路而直接利用SSR反激控制器内部的驱动电阻。直流母线电容Cb接至第七脚工频开关输出端和直流母线之间，以方便控制Cb的充放电时间点。SSR反激控制器第一脚为接地端，第八脚为高压启动/母线电压检测复用端。与图9相比较，将功率开关管Q1及其体二极管DQ1从主变压器TX的接地侧改接至高压侧，同时第四脚原边电流改为高压侧检测方式,而不影响其正常工作。反激变换器工作原理与图3～7完全相同，这里不再重复说明。需要说明的是，功率开关管高压侧接线方式也可扩展至图11～22的电路形式中，并不影响其正常工作。
实施例八中反激控制器内部功能单元如图24所示，主要包括母线电压采样与高压启动及内部供电单元、使能与保护逻辑单元、多模式CCM/QR/DCM控制器、电流检测与处理单元、谷底检测与采样及反馈单元等。母线电压采样与高压启动均有涉及直流母线电压Vb，并且高压启动完成后内部供电开始工作，因此可选地三者共用同一个功能单元。电流检测与处理单元通过检测MOSFET原边电流信号，实现峰值电流模式控制和实时过流保护功能。谷底电压信号检测与采样是准谐振QR控制模式的重要组成部分，检测精准度直接影响变换器电气性能，如转换效率、EMI干扰等。输出电压或输出电流的采样与反馈单元也相当重要，直接影响其精准度与误差范围。与图10所示的不同之处在于改变第4脚原边电流检测方式，用于检测高压侧原边电流信号。反激控制器工作原理主要涉及功率部分中直流母线电容接线方式，以及反激控制器中母线电压控制器、工频开关单元及栅极驱动单元，与前述图3～7完全相同，这里不再重复说明。
实施例九副边反馈同步整流反激变换器如图25所示，并采用SSR调整或反馈方式。主变换器TX除了具有原、副边绕组以外，也有辅助供电绕组，经过二极管Da整流并通过电容Ca滤波后接至SSR反激控制器第五脚供电端。SSR反激控制器第二脚为反馈/选择端，图示方式为反馈端。第三脚为准谐振QR控制模式谷底电压检测端，通过采样电阻R1、R2接到TX辅助供电绕组，以方便间接检测MOSFET漏源电压VDS的谷底电压信号。第四脚为MOSFET原边电流检测端，以实现峰值电流模式控制和实时过流保护功能。第六脚驱动信号输出端通过驱动电阻Rg接至MOSFET，可选地，驱动电阻Rg也可短路而直接利用SSR反激控制器内部的驱动电阻。直流母线电容Cb接至第七脚工频开关输出端和直流母线之间，以方便控制Cb的充放电时间点。SSR反激控制器第一脚为接地端，第八脚为高压启动/母线电压检测复用端。与图3相比较，主要将副边整流二极管Dr改为功率开关管Qr1及其体二极管DQr1，同时增加反向同步整流控制器。主变压器副边与副边整流功率开关管的源极连接，副边整流功率开关管的漏极与输出滤波电容连接，副边整流功率开关管的源极、栅极、漏极均与反向同步整流控制器连接。
开关电源中广泛应用同步整流技术，一般通过同步整流控制器驱动功率开关管来实现，其优点是可较大降低原变换器中整流二极管导通损耗，从而提高转换效率。本发明提出的反向同步整流技术，可以在原边功率开关管开通之前使副边整流功率开关管漏极电流反向流过较短时间，从而使QR反激变换器中原边功率开关管实现零电压开通(ZVS)。反激变换器中反向同步整流控制器内部电路如图8所示，反向同步整流控制器包括由电阻R11和R22、滤波电容C11、稳压二极管ZD及放大三极管Q55构成的线性电源Vcc，由电阻R33、R44和R66、信号检测二极管D66、滤波延迟电容C22及开关三极管Q66构成的信号检测与调理电路，由驱动电阻Rq7和Rq8、放大三极管Q77和Q88构成的图腾柱驱动电路，线性电源与信号检测与调理电路、图腾柱驱动电路连接，信号检测与调理电路与图腾柱驱动电路连接，线性电源、信号检测与调理电路与副边整流功率开关管的漏极和源极连接，图腾柱驱动电路与副边整流功率开关管的栅极连接；反向同步整流控制器既可使用分立电子元器件搭建，也可设计专用集成电路，如模拟控制芯片、通过软件编程的单片机(MCU)或可编程逻辑器件(FPGA/CPLD)等。反激变换器原边储能时(即副边整流功率开关管Qr1及其体二极管DQr1均关断)，Qr1漏源电压VQr1即第12脚与第11脚之间电压为主变压器TX副边绕组和输出电压之和，从而线性电源Vcc可以给控制器内部自供电。可选地，其图腾柱驱动电路也可采用如图7所示的栅极驱动单元。
二极管D66用于检测同步整流功率开关管Qr1漏源电压VQr1极性，根据VQr1极性，电阻R33、R44及开关三极管Q66用于产生高低电平信号，Q66集射电压Vce通过图腾柱驱动电路Q77、Q88以产生Qr1栅极驱动电压。为了实现Qr1零电压开通，小电容C22通过延迟以产生合适的驱动信号死区时间。在驱动信号死区时间内，Qr1体二极管DQr1正向导通，这时再施加Qr1栅极驱动信号，则Qr1可以实现ZVS开通，因此可以降低Qr1开关损耗、提高转换效率。二极管D66正向导通电压为VF，Q66基射饱和电压为Vbe(sat)，小电阻R66可补偿二者之间电压差。反向同步整流电路的基本原理为：Qr1漏源电压VQr1为负时(即其体二极管DQr1正向导通)，二极管D66可以正向导通，开关三极管Q66基射电压Vbe低于其基射饱和电压Vbe(sat)，因而Q66处于截止状态，内部供电Vcc通过R44和图腾柱驱动电路Q77及电阻Rq7，并由第13脚驱动同步整流功率开关管Qr1。需要说明的是，Q66不能使用普通信号放大三极管，其高频开关特性必须较快。反向同步整流电路中的反向指的是流过Qr1漏极电流会出现反向，使QR反激变换器原边功率开关管Q1漏极电流也出现反向，则Q1漏源电压接近零电压谷底电平成为可能，从而Q1可以实现零电压开通，因此可降低Q1开关损耗、提高转换效率。Qr1导通期间，Vbe(sat)＝VF+R66·iR33+RDS()·iQr1，其中，iR33为流过电阻R33的电流，RDS()为功率开关管Qr1漏源导通电阻，这个导通电阻可以视作一定值，iQr1为流过Qr1漏极的反向电流。为了实现零电压开通，在Q1开通之前，Qr1必须流过反向电流。因此，实际电路设计中必须选择R66合理阻值，使iQr1出现大小合适的反向电流时，Q66能够饱和导通以关断Qr1。iQr1反向电流越大，越容易实现Q1零电压开通，但这个反向电流会造成QR反激变换器原副边环流损耗越大。因此，反向电流必须大小合适，需要在ZVS软开关和环流损耗之间取得折衷。
反向同步整流控制器第11脚接至Qr1漏极(D)，第12脚接至Qr1源极(S)，第13脚接至Qr1栅极(G)。反激变换器工作原理与图3～7完全相同，反向同步整流控制器内部电路及其工作原理与图8完全相同，这里不再重复说明。需要说明的是，副边整流功率开关管Qr1及其体二极管DQr1也可改接至主变压器TX非同名端与输出滤波电容Co负极之间，而不影响其正常工作。可选地，功率开关管Qr1集成进反向同步整流控制器而构成反向同步整流器。需要说明的是，副边功率开关管及其反向同步整流控制器或反向同步整流器的构造方式也可扩展至图9～24的电路形式中，并不影响其正常工作。
SSR副边调整或反馈方式也可改为PSR原边调整或反馈方式，其实施例十如图26所示，主变换器TX除了具有原、副边绕组以外，也有辅助供电绕组，经过二极管Da整流并通过电容Ca滤波后接至SSR反激控制器第五脚供电端。PSR反激控制器第二脚为反馈/选择端，图示方式为选择端，第二脚接地可以改变调整或反馈方式。第三脚为准谐振QR控制模式谷底电压检测端，通过采样电阻R1、R2接到TX辅助供电绕组，以方便间接检测MOSFET漏源电压VDS的谷底电压信号。第四脚为MOSFET原边电流检测端，以实现峰值电流模式控制和实时过流保护功能。第六脚驱动信号输出端通过驱动电阻Rg接至MOSFET，可选地，驱动电阻Rg也可短路而直接利用SSR反激控制器内部的驱动电阻。直流母线电容Cb接至第七脚工频开关输出端和直流母线之间，以方便控制Cb的充放电时间点。PSR反激控制器第一脚为接地端，第八脚为高压启动/母线电压检测复用端。与图9相比较，主要将SSR改为PSR调整或反馈方式，其实现方式为第二脚接地，这种情况下第三脚同时实现输出电压或输出电流采样与反馈功能。同时也省掉了反馈电路中的光耦器件，并把副边外置采样与反馈电路集成进原边反激控制器中，从而进一步提高了PSR反激控制器的集成度。反激变换器工作原理与图3～7基本相同，反向同步整流控制器内部电路及其工作原理与图8完全相同，这里不再重复说明。需要说明的是，PSR调整或反馈方式也可扩展至图11～16及图21～25的电路形式中，并能进一步衍生为其相应扩展形式。
实施例十中反激控制器内部功能单元如图27所示，主要包括母线电压采样与高压启动及内部供电单元、使能与保护逻辑单元、多模式CCM/QR/DCM控制器、电流检测与处理单元、谷底检测与采样及反馈单元等。母线电压采样与高压启动均有涉及直流母线电压Vb，并且高压启动完成后内部供电开始工作，因此可选地三者共用同一个功能单元。电流检测与处理单元通过检测MOSFET原边电流信号，实现峰值电流模式控制和实时过流保护功能。谷底电压信号检测与采样是准谐振QR控制模式的重要组成部分，检测精准度直接影响变换器电气性能，如转换效率、EMI干扰等。输出电压或输出电流的采样与反馈单元也相当重要，直接影响其精准度与误差范围。与图10所示的不同之处在于利用第二脚反馈/选择功能，将其接地从而改变SSR为PSR调整或反馈方式。这种情况下第三脚应同时实现输出电压或输出电流采样与反馈功能，即第三脚除了检测谷底电压信号外，同时也实现输出采样与反馈功能，主要通过内部谷底检测与采样及反馈单元实现。反激控制器工作原理主要涉及功率部分中直流母线电容接线方式，以及反激控制器中母线电压控制器、工频开关单元及栅极驱动单元，与前述图3～7基本相同，反向同步整流控制器内部电路及其工作原理与图8完全相同，这里不再重复说明。
功率开关管Q1可以集成进反激控制器而构成反激混合控制器，并采用PSR调整或反馈方式，而构成实施例十一如图28所示。主变换器TX除了具有原、副边绕组以外，也有辅助供电绕组。同时，PSR反激混合控制器集成供电整流二极管Da和QR谷底检测电阻R1、R2，而将辅助供电绕组接至第五脚，并且将供电滤波电容Ca改接至第三脚，而由内部功能单元间接检测MOSFET漏源电压VDS的谷底电压信号。第六脚内部接至功率开关管MOSFET漏极。直流母线电容Cb接至第七脚工频开关输出端和直流母线之间，以方便控制Cb的充放电时间点。PSR反激混合控制器第一脚为接地端，第八脚为高压启动/母线电压检测复用端。与图17相比较，主要是由SSR改为PSR原边调整或反馈方式，PSR反激混合控制器第二脚为反馈/选择端，图示方式通过电阻Rd接地而工作于原边反馈方式，并通过调整Rd阻值而可改变输出电压或输出电流。同时也省掉了反馈电路中的光耦器件，并把副边外置采样与反馈电路集成进原边反激控制器中，从而进一步提高了PSR反激控制器的集成度。反激变换器工作原理与图3～7基本相同，反向同步整流控制器内部电路及其工作原理与图8完全相同，这里不再重复说明。需要说明的是，这种原边调整或反馈方式也可扩展至图21～25的电路形式中，并能进一步衍生为其相应扩展形式。
实施例十一中反激混合控制器内部功能单元如图29所示，主要包括母线电压采样与高压启动及内部供电单元、使能与保护逻辑单元、多模式CCM/QR/DCM控制器、电流检测单元、谷底检测单元、采样及反馈单元等。功率开关管Q1、供电整流二极管Da、QR谷底检测电阻R1、R2已集成进反激混合控制器中，由内部电流检测单元进行原边电流检测，以实现峰值电流模式控制和实时过流保护功能，同时并由内部栅极驱动单元直接驱动MOSFET。与图18主要功能基本相同，主要差异是由SSR改为副边调整或反馈方式，第二脚通过电阻Rd接地而工作于原边反馈方式，并通过调整Rd阻值而可改变输出电压或输出电流，主要通过内部采样及反馈单元实现。反激混合控制器工作原理主要涉及功率部分中直流母线电容接线方式，以及反激控制器中母线电压控制器、工频开关单元及栅极驱动单元，与前述图3～7完全相同，反向同步整流控制器内部电路及其工作原理与图8完全相同，这里不再重复说明。
功率开关管Q1、输入整流电路均可集成进反激控制器而构成单片反激混合控制器，并采用PSR调整或反馈方式，而构成实施例十二如图30所示。主变换器TX除了具有原、副边绕组以外，也有辅助供电绕组。与图28相似，主要是输入整流电路四个二极管进一步集成进SSR单片反激混合控制器中，同时将辅助供电绕组接至第五脚，并将供电滤波电容Ca改接至第三脚，而由内部功能单元间接检测MOSFET漏源电压VDS的谷底电压信号。PSR单片反激混合控制器第二脚为反馈/选择端，图示方式为反馈端。第六脚内部接至功率开关管MOSFET漏极。直流母线电容Cb接至第七脚工频开关输出端和直流母线之间，以方便控制Cb的充放电时间点。PSR单片反激混合控制器第一脚为接地端，第四脚、第九脚接至输入交流电压两端。反激变换器工作原理与图3～7完全相同，反向同步整流控制器内部电路及其工作原理与图8完全相同，这里不再重复说明。需要说明的是，这种原边调整或反馈方式也可扩展至图21～25的电路形式中，并能进一步衍生为其相应扩展形式。
实施例十二中单片反激混合控制器内部功能单元如图31所示，主要包括母线电压采样与高压启动及内部供电单元、使能与保护逻辑单元、多模式CCM/QR/DCM控制器、电流检测单元、谷底检测单元、采样及反馈单元等。功率开关管Q1、供电整流二极管Da、QR谷底检测电阻R1、R2已集成进单片反激混合控制器中，由内部电流检测单元进行原边电流检测，以实现峰值电流模式控制和实时过流保护功能，同时并由内部栅极驱动单元直接驱动MOSFET。另外，输入整流电路四个二极管D1～D4也已集成进单片反激混合控制器中，这样可以实现更高的集成度。与图29相似，主要调整了第三脚和第五脚的功能和接线方式。单片反激混合控制器工作原理主要涉及功率部分中直流母线电容接线方式，以及反激控制器中母线电压控制器、工频开关单元及栅极驱动单元，与前述图3～7完全相同，反向同步整流控制器内部电路及其工作原理与图8完全相同，这里不再重复说明。
功率开关管Qr1、功率开关管Qr1的体二极管DQr11集成进反向同步整流控制器而构成反向同步整流器，功率开关管Q1、输入整流电路、副边反向同步整流器均可集成进反激控制器而构成大规模单片反激控制器，并采用PSR调整或反馈方式，而构成实施例十三如图32所示。主变换器TX除了具有原、副边绕组以外，将辅助供电绕组接至第五脚，并将供电滤波电容Ca改接至第三脚，而由内部功能单元间接检测MOSFET漏源电压VDS的谷底电压信号。大规模单片反激控制器第二脚为反馈/选择端，图示方式为反馈端。第六脚内部接至功率开关管MOSFET漏极。直流母线电容Cb接至第七脚工频开关输出端和直流母线之间，以方便控制Cb的充放电时间点。大规模单片反激控制器第一脚为接地端，第四脚、第九脚接至输入交流电压两端。与图29相比较，主要将副边整流二极管Dr改为功率开关管Qr1及其体二极管DQr1，同时增加反向同步整流控制器，并且集成进大规模单片反激控制器中，其第11、12脚接至TX副边一个绕组与输出正极之间。反激变换器工作原理与图3～8完全相同，这里不再重复说明。需要说明的是，这种原边调整或反馈方式也可扩展至图21～25的电路形式中，并能进一步衍生为其相应扩展形式。
实施例十三中大规模单片反激控制器内部功能单元如图33所示，主要包括母线电压采样与高压启动及内部供电单元、使能与保护逻辑单元、多模式CCM/QR/DCM控制器、电流检测单元、谷底检测单元、采样及反馈单元，及副边功率开关管Qr1、体二极管DQr1及其反向同步整流控制器等。功率开关管Q1、供电整流二极管Da、QR谷底检测电阻R1、R2已集成进单片反激混合控制器中，由内部电流检测单元进行原边电流检测，以实现峰值电流模式控制和实时过流保护功能，同时并由内部栅极驱动单元直接驱动MOSFET。另外，输入整流电路四个二极管D1～D4也已集成进单片反激混合控制器中，这样可以实现更高的集成度。与图31相比较，主要进一步集成了功率开关管Qr1、体二极管DQr1及其反向同步整流控制器。大规模单片反激控制器工作原理主要涉及功率部分中直流母线电容接线方式，以及反激控制器中母线电压控制器、工频开关单元及栅极驱动单元，与前述图3～7完全相同，反向同步整流控制器内部电路及其工作原理与图8完全相同，这里不再重复说明。需要说明的是，大规模单片反激控制器中同时存在原边和副边功能单元，必须考虑原边和副边器件安全要求。
本发明能达到更高转换效率、更低器件成本、更小体积及更小EMI干扰，可广泛应用于各类中小功率开关电源中，如充电器、电源适配器、LED驱动及工业电源等。
以上，仅为本发明的较佳实施例而已，并非对本发明作任何形式上的限制；凡本行业的普通技术人员均可按说明书附图所示和以上而顺畅地实施本发明；但是,凡熟悉本专业的技术人员在不脱离本发明技术方案范围内，利用以上所揭示的技术内容而做出的些许更动、修饰与演变的等同变化，均为本发明的等效实施例；同时,凡依据本发明的实质技术对以上实施例所作的任何等同变化的更动、修饰与演变等，均仍属于本发明的技术方案的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种AC/DC反激变换器，其特征在于：包括直流母线电容、原边功率开关管、所述原边功率开关管的体二极管、主变压器、输出滤波电容、输出负载、副边整流电路和反激控制器，反激控制器包括母线电压采样与高压启动及内部供电单元、使能与保护逻辑单元、多模式CCM/QR/DCM控制器、母线电压控制器、工频开关单元、栅极驱动单元，所述母线电压采样与高压启动及内部供电单元、所述工频开关单元、所述使能与保护逻辑单元与所述母线电压控制器连接，所述多模式CCM/QR/DCM控制器与所述栅极驱动单元、所述使能与保护逻辑单元连接，所述直流母线电容的负极与所述工频开关单元连接，所述直流母线电容的正极与所述主变压器原边的高压侧连接，所述栅极驱动单元与所述原边功率开关管的栅极连接，所述工频开关单元与所述原边功率开关管的源极连接，所述原边功率开关管的漏极与所述主变压器原边的接地侧连接，所述输出滤波电容和所述输出负载并联，所述输出滤波电容接在所述主变压器副边的高压侧和接地侧之间，所述主变压器副边经所述副边整流电路与所述输出滤波电容连接。
2.如权利要求1所述的一种AC/DC反激变换器，其特征在于：所述工频开关单元为由第一功率开关管、所述第一功率开关管的体二极管组成的单向开关，或由第二功率开关管、所述第二功率开关管的体二极管组成的单向开关，或由第一功率开关管、所述第一功率开关管的体二极管、第二功率开关管、所述第二功率开关管的体二极管组成的双向开关，所述双向开关中第一功率开关管和第二功率开关管背靠背串联，所述母线电压控制器的驱动信号输出端与所述第一功率开关管的栅极连接，所述第一功率开关管的漏极或所述第二功率开关管的源极与所述直流母线电容的负极连接。
3.如权利要求2所述的一种AC/DC反激变换器，其特征在于：所述母线电压控制器包括第一比较器、第二比较器、第一非门、第二非门、第一与门、第二与门、RS触发器、第一或门、第一驱动器、直流母线电压平均值比较器，直流母线电压信号输入所述第一比较器的正极、所述第二比较器的正极、所述直流母线电压平均值比较器的负极，所述第一比较器的负极、所述第二比较器的负极、所述直流母线电压平均值比较器的正极接电压参考信号，所述第一比较器的输出端与所述第一与门的第一输入端连接，所述第一比较器的输出端与所述第一非门的输入端连接，所述第一非门的输出端与所述第一与门的第二输入端连接，所述第一与门的输出端与所述RS触发器的S端连接，所述第二比较器的输出端与所述第二与门的第一输入端连接，所述第二比较器的输出端与所述第二非门的输入端连接，所述第二非门的输出端与所述第二与门的第二输入端连接，所述第二与门的输出端与所述RS触发器的R端连接，所述RS触发器的Q端、所述直流母线电压平均值比较器的输出端与所述第一或门的输入端连接，所述第一或门的输出端与所述第一驱动器的输入端连接，所述第一驱动器的输出端与所述第一功率开关管的栅极连接。
4.如权利要求1所述的一种AC/DC反激变换器，其特征在于：所述栅极驱动单元包括信号处理与调理电路、两个图腾柱驱动电路，所述信号处理与调理电路包括第三比较器、第四比较器、第二或门、第三与门、第二驱动器，所述图腾柱驱动电路包括第一三极管、第二三极管、开通关断驱动电阻，所述第一三极管的发射极经所述开通关断驱动电阻与所述第二三极管的集电极连接，或所述第一三极管的发射极与所述第二三极管的集电极连接，再接至所述开通关断驱动电阻，所述第二三极管的发射极接地，所述原边功率开关管的驱动电压信号接至所述第三比较器的负极、所述第四比较器的正极，分别与所述第三比较器的正极、所述四比较器的负极的电压参考信号进行比较，得到两个高低电平信号进入所述第二或门的两个输入端，所述第二或门的输出信号与高频PWM信号通过所述第三与门相与后，再由所述第二驱动器缓冲放大，所述第二驱动器的输出端与第一图腾柱驱动电路的第一三极管、第二三极管的基极连接，高频PWM信号接入第二图腾柱驱动电路的第一三极管、第二三极管的基极，两个图腾柱驱动输出信号接在一起，在所述反激控制器得到驱动所述原边功率开关管高频开关工作的驱动信号，所述高频PWM信号由所述多模式CCM/QR/DCM控制器产生。
5.如权利要求1所述的一种AC/DC反激变换器，其特征在于：所述副边整流电路由副边整流二极管组成，所述副边整流二极管的正极与所述主变压器副边连接，负极与所述输出滤波电容连接。
6.如权利要求1所述的一种AC/DC反激变换器，其特征在于：所述主变压器还包括辅助供电绕组，所述反激控制器为SSR反激控制器或PSR反激控制器，所述辅助供电绕组经过二极管整流并通过供电滤波电容滤波后接至所述反激控制器的供电端，所述反激控制器设有为反馈/选择端，所述反激控制器的准谐振QR控制模式谷底电压检测端通过采样电阻接到所述辅助供电绕组，所述反激控制器的MOSFET原边电流检测端进行峰值电流模式控制和实时过流保护，所述SSR反激控制器的驱动信号输出端通过驱动电阻接至所述原边功率开关管的栅极；
所述反激控制器还包括电流检测与处理单元、谷底检测与采样及反馈单元，所述谷底检测与采样及反馈单元与所述多模式CCM/QR/DCM控制器连接，所述电流检测与处理单元与所述工频开关单元连接；当所述反激控制器为SSR反激控制器时，所述谷底检测与采样及反馈单元与光耦连接，光耦经采样与反馈电路接在所述输出滤波电容与所述输出负载之间；当所述反激控制器为PSR反激控制器时，所述谷底检测与采样及反馈单元接地或经电阻接地。
7.如权利要求6所述的一种AC/DC反激变换器，其特征在于：所述SSR反激控制器拆为母线电压调整器和SSR反激控制器两部分，所述母线电压调整器包括母线电压采样与高压启动及内部供电单元、母线电压控制器、工频开关单元，所述母线电压控制器与所述母线电压采样与高压启动及内部供电单元、所述工频开关单元连接，拆分出的SSR反激控制器包括使能与保护逻辑单元、多模式CCM/QR/DCM控制器、栅极驱动单元、电流检测与处理单元、谷底检测与采样及反馈单元、内部供电单元，所述辅助供电绕组经过二极管整流并通过供电滤波电容滤波后接至SSR反激控制器的内部供电单元。
8.如权利要求6所述的一种AC/DC反激变换器，其特征在于：所述原边功率开关管集成进所述SSR反激控制器构成SSR反激混合控制器，所述原边功率开关管集成进所述PSR反激控制器构成PSR反激混合控制器；
反激开关电源的输入整流电路集成进所述SSR反激混合控制器构成SSR单片反激混合控制器，所述反激开关电源的输入整流电路集成进所述PSR反激混合控制器构成PSR单片反激混合控制器，所述输入整流电路的输出端与所述母线电压采样与高压启动及内部供电单元、工频开关单元连接；
所述谷底检测与采样及反馈单元拆分为谷底检测单元、采样及反馈单元，所述谷底检测单元与所述母线电压采样与高压启动及内部供电单元、所述多模式CCM/QR/DCM控制器连接，所述采样及反馈单元与所述多模式CCM/QR/DCM控制器连接，所述辅助供电绕组连接的二极管、采样电阻集成进所述SSR单片反激混合控制器或所述PSR单片反激混合控制器，所述供电滤波电容与所述母线电压采样与高压启动及内部供电单元连接。
9.如权利要求6所述的一种AC/DC反激变换器，其特征在于：所述SSR反激控制器中移出所述工频开关单元；
所述栅极驱动单元与所述原边功率开关管的栅极连接，所述工频开关单元与所述原边功率开关管的漏极连接，所述原边功率开关管的源极与所述主变压器原边的高压侧连接。
10.如权利要求8所述的一种AC/DC反激变换器，其特征在于：所述副边整流电路由副边整流功率开关管、所述副边整流功率开关管的体二极管、反向同步整流控制器组成，所述主变压器副边与所述副边整流功率开关管的源极连接，所述副边整流功率开关管的漏极与所述输出滤波电容连接，所述副边整流功率开关管的源极、栅极、漏极均与所述反向同步整流控制器连接；
所述反向同步整流控制器包括由电阻、滤波电容、稳压二极管及放大三极管构成的线性电源，由电阻、信号检测二极管、滤波延迟电容及开关三极管构成的信号检测与调理电路，由驱动电阻、放大三极管构成的图腾柱驱动电路，所述线性电源与所述信号检测与调理电路、所述图腾柱驱动电路连接，所述信号检测与调理电路与所述图腾柱驱动电路连接，所述线性电源、所述信号检测与调理电路与所述副边整流功率开关管的漏极和源极连接，所述图腾柱驱动电路与所述副边整流功率开关管的栅极连接；
所述副边整流功率开关管、所述副边整流功率开关管的体二极管集成进所述反向同步整流控制器构成反向同步整流器，所述反向同步整流器集成进所述PSR单片反激混合控制器构成大规模单片反激控制器。
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