CN113567914B - 基于时间调制阵列的全向宽带测向系统 - Google Patents

基于时间调制阵列的全向宽带测向系统 Download PDF

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Abstract

本发明提供了一种基于时间调制阵列的全向宽带测向系统及方法，涉及天线工程技术领域，该方法包括：天线阵列模块：包括多个全向天线，用于接收目标入射信号；调制模块：包括多个调制器件，用于对接收信号进行调制；控制模块：包括FPGA，用于控制多个调制器件的调制；射频通道模块：用于处理调制后的接收信号，将射频信号下变频至基带信号后再通过模数转换器得到基带数字信号；数字信号处理模块：对基带数字信号进行频谱分析，并进行解模糊操作，从而估计出入射角。本发明能够实现低成本、高精度的全向宽带测向，适用于小型化测向设备的应用。

Description

基于时间调制阵列的全向宽带测向系统
技术领域
本发明涉及天线工程技术领域，具体地，涉及一种基于时间调制阵列的全向宽带测向系统。
背景技术
在无线通信的应用中，飞机航行时需要测定航行位置、与敌机作战时需要测定敌机的方位等都需要对辐射源精确的测向定位。时间调制阵列是一种通过周期性调制将时间因素作为第四维度引入天线阵列的新型天线，也被称为四维天线阵列。
公开号为CN105403855B的发明专利，公开了一种基于飞行器载测向设备的监测测向系统，包括旋翼飞行器、飞行遥控器、监测测向设备和监测测向终端；所述的飞行遥控器用于对旋翼飞行器进行远程无线遥控；所述的监测测向设备搭载于旋翼飞行器上；监测测向设备与监测测向终端通过无线WIFI连接；所述的监测测向设备包括电子罗盘、测向天线、接收机、X86处理板、WIFI模块和WIFI全向天线；所述的电子罗盘的输出端与X86处理板连接，所述的测向天线的输出端与接收机连接，接收机与X86处理板连接，X86处理板与WIFI模块连接，WIFI模块通过WIFI全向天线与监测测向终端进行无线通讯。
与传统的测向方法相比，基于时间调制阵列的测向方法因其结构简单、信号处理复杂度低和成本低越来越受到关注。而目前基于时间调制阵列测向系统中，因线性阵列的对称性，其空间自由度不足导致目标前后向模糊，从而无法实现360o范围内的测向，同时由于固定天线间距无法支持载波频率在宽带范围内变化，其测向系统只能支持窄带频率范围内的信号，故无法实现宽带测向。
发明内容
针对现有技术中的缺陷，本发明提供一种基于时间调制阵列的全向宽带测向系统。
根据本发明提供的一种基于时间调制阵列的全向宽带测向系统，所述方案如下：
一种基于时间调制阵列的全向宽带测向系统，所述系统包括：
天线阵列模块：包括多个全向天线，用于接收目标入射信号；
调制模块：包括多个射频开关或数字移相器等调制器件，用于对接收信号进行调制；
控制模块：包括FPGA，用于控制多个调制器件的切换；
射频通道模块：用于处理调制后的接收信号，将射频信号下变频至基带信号后再通过模数转换器得到基带数字信号；
数字信号处理模块：对基带数字信号进行频谱分析，并进行解模糊操作，从而估计出入射角；
其中，天线阵列模块由多个天线单元正交对称排布组成以接收目标入射信号，调制模块利用控制模块提供的波形对接收信号进行调制并输入到射频通道模块中，最后数字信号处理模块与射频通道模块相连，对目标来波方向的测定。
优选的，所述天线阵列模块包括五个全向天线，用于接收目标入射信号，其中第一全向天线，第二全向天线和第三全向天线在同一维度，其阵元间距即基线为、/>和/>；
第六虚拟天线与第一全向天线的间距为长度等于/>-/>；同理，第一全向天线，第四全向天线和第五全向天线在同一维度，其所在直线与第一全向天线、第二全向天线和第三全向天线所在直线相互垂直，其中/>，/>和/>为相应全向天线间距，第七虚拟天线与第一全向天线的间距为/>等于/>-/>；其中相互垂直的两个维度的基线关系为，/>，/>以及/>。
优选的，所述射频通道模块包括功分器、低噪声放大器、本振源、混频器、低通滤波器以及模数转换器。
所述系统包括：
系统工作带宽为，且两个虚拟天线与第一全向天线的阵元间距即两个虚拟基线需满足以下关系：
其中，为载波波长。
优选的，所述调制期间的调制时序需要满足在同一时刻只能接通一个天线通道的原则。
优选的，所述步信号载波频率在宽带范围内变化时，最长基线对应的相位差产生模糊，虚拟基线对应的相位差无模糊。
优选的，估计所述相位差与真实相位差具体包括：
其中，、/>、/>和/>为误差项，/>和/>为相位差模糊数，且/>、/>、和/>由基线长度、载波波长与入射角度决定：
估计相位差、/>、/>和/>由数字信号处理模块中对基带数字信号频谱分析得到：
其中，等式左边矩阵为谐波特征矩阵HCM，为广义可逆矩阵；为FPGA输出的第/>个天线单元控制函数的第/>次谐波傅里叶系数,且/>；等式左边向量为包含相位差信息的向量；等式右边向量为对射频信号进行FFT得到的谐波分量。
优选的，所述数字信号处理模块中对于目标信号入射角度的具体计算关系为：
由于上述中Tangent函数的模糊区间与相位差中Sine函数的模糊区间非重叠，故根据两者模糊区间的比较在360o范围内求得真实角。
优选的，所述和/>由如下式计算得到：
其中，中括号为取整函数即四舍五入，为得到正确的模糊数，必须使得估计模糊数和真实模糊数相等，即以及/>。
优选的，所述误差项需要满足以下条件：
。
与现有技术相比，本发明具有如下的有益效果：
在保持时间调制阵列测向系统低成本和低复杂度的优势下实现了360o范围内的宽带测向，可以实现低成本、高精度的全向宽带测向，适用于小型化测向设备的应用。
附图说明
通过阅读参照以下附图对非限制性实施例所作的详细描述，本发明的其它特征、目的和优点将会变得更明显：
图1为基于时间调制阵列全向宽带测向系统的基本结构图；
图2为每个天线通道接通时段分布图；
图3为利用不同三角函数模糊区间非重叠性的解模糊示意图；
图4为频率范围为2-6GHz下的360o系统测向均方根误差；
图5为信噪比为5dB、15dB、20dB，频率为2GHz和6GHz时系统测向均方根误差；
图6为谐波次数为时系统测向均方根误差。
附图标记：1、第一全向天线；2、第二全向天线；3、第三全向天线；4、第四全向天线；5、第五全向天线；6、第六虚拟天线；7、第七虚拟天线。
具体实施方式
下面结合具体实施例对本发明进行详细说明。以下实施例将有助于本领域的技术人员进一步理解本发明，但不以任何形式限制本发明。应当指出的是，对本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变化和改进。这些都属于本发明的保护范围。
本发明实施例提供了一种基于时间调制阵列的全向宽带测向系统，其系统的构成具体包括：
天线阵列模块：用于接收目标入射信号；
调制模块：用于对接收信号进行时间调制；
控制模块：用于控制各个调制器件的调制时序；
数字信号处理模块：用于对经过调制、低噪声放大、下变频、低通滤波以及模数转换后的射频信号进行谐波分析并解模糊，估计出目标信号入射角度。
本发明还包括：功分器、低噪声放大器、本振源、混频器、低通滤波器和模数转换器。
其中，天线阵列模块包括五个全向天线，用于接收目标入射信号，其中第一全向天线1，第二全向天线2和第三全向天线3在同一维度，其阵元间距即基线为、/>和/>；
第六虚拟天线6与第一全向天线1的间距为长度等于/>-/>；同理，第一全向天线1，第四全向天线4和第五全向天线5在同一维度，其所在直线与第一全向天线1、第二全向天线2和第三全向天线3所在直线相互垂直，其中/>，/>和/>为相应全向天线间距，第七虚拟天线7与第一全向天线1的间距为/>等于/>-/>；其中相互垂直的两个维度的基线关系为/>，/>，/>以及/>；
测向系统包括以下工作步骤：
步骤1：
当目标信号入射到天线阵列时，控制模块FPGA输出时序控制调制期间对接收信号进行调制，每个天线接收并调制后的信号经过功分器混合为一路信号，该信号经过低噪声放大器进行放大，再经过混频器下变频为基带信号，然后经过模数转换器转化为数字信号并输出。该输出信号可以表示为：
其中，为信号幅度，/>],/>是加在第/>个天线单元对应调制器件上的调制时序函数，/>。
步骤2：
对中的控制函数/>进行傅里叶级数展开，得到第/>个天线单元第/>次谐波的傅里叶系数/>，再对模数转换后的数字信号进行快速傅里叶变换（FFT），得到混合信号的基波和谐波分量/>，取/>可以得到估计相位差的等式如下：
。
步骤3：
由于基线中满足整个宽带内的基线条件的只有虚拟基线，故虚拟基线对应的估计相位差不模糊，用于求解长基线模糊相位差，而解模糊后的最长基线相位差用于求解入射角，保证测向精度。从而虚拟相位差与最长基线模糊相位差的关系有：
其中，、/>、/>和/>为误差项，/>和/>为相位差模糊数，且/>、、/>和/>由基线长度、载波波长与入射角度决定：
则可以得到入射角的估计公式：
其中，模糊数和/>由如下式计算得到：
为得到正确的模糊数，必须使得估计模糊数和真实模糊数相等，即以及/>，则上式误差项需要满足以下条件：
步骤4：
步骤3中通过虚拟相位差，解决了宽带测向中的相位差模糊问题，但由于Tangent函数的周期性，当入射角超出180o范围后，将出现角度区间的模糊。故还需根据Tangent函数的模糊区间与相位差中Sine函数的模糊区间的非重叠性，来比较各自模糊区间与真实区间的正负性，可在360o范围内求得真实角。
接下来，对本发明进行更为具体的说明。
本发明提供的一种基于时间调制阵列的全向宽带测向系统，如图1所示，基于时间调制阵列的全向宽带测向系统由五单元天线阵列、调制器件、FPGA、功分器、低噪声放大器、本振源、混频器、低通滤波器、模数转换器以及数字信号处理模块组成。
其中，基于时间调制阵列的全向宽带测向：
系统工作带宽为，且两个虚拟天线与第一全向天线1的阵元间距即两个虚拟基线需满足以下关系：
其中，为载波波长。
假设系统工作带宽范围为到/>，目标信号以角度/>入射到天线阵列，其中/>以15o为间隔从-180o变化到180o。阵元间距有/>，/>，/>，则虚拟基线长度为。从每个天线单元接收的信号再经过调制器件调制，调制频率为/>,产生基波谐波分量。其中每个调制周期/>中，每个天线通道接通时，其他天线通道断开，其时序安排如图2所示。经过各个天线单元接收再调制后的信号由功分器合成一路信号，再经过低噪声放大器进行放大，然后混频器将放大后的信号下变频至50MHz。数模转换器再以采样频率/>为1GHz将模拟信号转换为数字信号，对该信号进行数字信号处理。
图3为利用不同三角函数模糊区间非重叠性的解模糊示意图。可以看见，当入射角为360o范围内时，由于Tangent函数周期性，测向角的角度区间产生模糊。设由Tangent函数所估计出的测向角为,其真实角为/>。如图3所示，当/>大于0时，即估计的模糊角在角度区间section3时，其真实角/>既可能在section1,也可能在section3。由于相位差，且Sine函数与Tangent函数的正负符号区间不同。故若解模糊后的相位差/>大于0，则真实角/>在角度区间section3，即真实角/>等于估计角/>；反之，则真实角/>在角度区间section1，且真实角/>与估计角/>之间的关系为/>。而当/>小于0时即估计的模糊角在角度区间section2时，其真实角/>既可能在section2,也可能在section4。此时若解模糊后相位差大于0，则真实角/>在角度区间section4，真实角/>与估计角/>之间的关系为/>；反之，则真实角/>在角度区间section1，即真实角等于估计角/>。
图4为不同载波信号频率在不同角度入射下的均方根误差仿真结果。各个仿真参数与上述参数相同，其中载波频率以0.5GHz为间隔从2GHz变换到6GHz，信噪比为高斯白噪声，值为10dB，谐波次数/>等于2。仿真结果表明了宽带测向功能的实现，且频率越高测向精度越高，同时360o范围内的角度都可以正确测向，说明了其全向测向功能的实现，基于时间调制阵列的全向宽带测向系统的有效性得到了验证。
图5为不同信噪比下不同角度入射下的均方根误差仿真结果。其中载波频率取2GHz和6GHz,信噪比分别取5dB、10dB以及15dB，谐波次数/>等于2。可以发现信噪比越高其测向精度越高，且呈收敛趋势。同时从图3和图4都可以看见，在入射角度为50o到100o以及-50o到-100o时，其测向均方根误差更小，其原因是，在该角度区间内，用于求解入射角的Tangent函数的变化率很高，故在该角度范围容忍误差的能力就更强，从而测向误差更小。
图6为不同谐波次数下不同角度入射下的均方根误差仿真结果。载波频率为2GHz，信噪比取10dB。谐波次数以2为间隔从/>变化到/>，可得随着谐波次数的增加，更多携带相位差信息的谐波分量用于估计相位差，测向精度逐渐提高，但由于高次谐波分量能量较小，故谐波次数不能无限增加，否则反而降低测向精度，故当谐波次数大于/>时，测向误差明显减小，而当谐波次数大于等于/>时，其测向误差不再明显减小，故最佳谐波次数点介于/>至/>之间。
本发明实施例提供了一种基于时间调制阵列的全向宽带测向系统，在保持时间调制阵列测向系统低成本和低复杂度的优势下实现了360o范围内的宽带测向，可以实现低成本、高精度的全向宽带测向，适用于小型化测向设备的应用。
本领域技术人员知道，除了以纯计算机可读程序代码方式实现本发明提供的系统及其各个装置、模块、单元以外，完全可以通过将方法步骤进行逻辑编程来使得本发明提供的系统及其各个装置、模块、单元以逻辑门、开关、专用集成电路、可编程逻辑控制器以及嵌入式微控制器等的形式来实现相同功能。所以，本发明提供的系统及其各项装置、模块、单元可以被认为是一种硬件部件，而对其内包括的用于实现各种功能的装置、模块、单元也可以视为硬件部件内的结构；也可以将用于实现各种功能的装置、模块、单元视为既可以是实现方法的软件模块又可以是硬件部件内的结构。
以上对本发明的具体实施例进行了描述。需要理解的是，本发明并不局限于上述特定实施方式，本领域技术人员可以在权利要求的范围内做出各种变化或修改，这并不影响本发明的实质内容。在不冲突的情况下，本申请的实施例和实施例中的特征可以任意相互组合。

Claims (9)

1.一种基于时间调制阵列的全向宽带测向系统，其特征在于，包括：
天线阵列模块：包括多个全向天线，用于接收目标入射信号；
调制模块：包括多个射频开关或数字移相器等调制器件，用于对接收信号进行调制；
控制模块：包括FPGA，用于控制多个调制器件的切换；
射频通道模块：用于处理调制后的接收信号，将射频信号下变频至基带信号后再通过模数转换器得到基带数字信号；
数字信号处理模块：对基带数字信号进行频谱分析，并进行解模糊操作，从而估计出入射角；
其中，天线阵列模块由多个天线单元正交对称排布组成以接收目标入射信号，调制模块利用控制模块提供的波形对接收信号进行调制并输入到射频通道模块中，最后数字信号处理模块与射频通道模块相连，对目标来波方向的测定；
所述天线阵列模块包括五个全向天线，用于接收目标入射信号，其中第一全向天线（1），第二全向天线（2）和第三全向天线（3）在同一维度，其阵元间距即基线为、/>和；
第六虚拟天线（6）与第一全向天线（1）的间距为长度等于/>-/>；同理，第一全向天线（1），第四全向天线（4）和第五全向天线（5）在同一维度，其所在直线与第一全向天线（1）、第二全向天线（2）和第三全向天线（3）所在直线相互垂直，其中/>，/>和/>为相应全向天线间距，第七虚拟天线（7）与第一全向天线（1）的间距为/>等于/>-/>；其中相互垂直的两个维度的基线关系为/>，/>，/>以及/>。
2.根据权利要求1所述的基于时间调制阵列的全向宽带测向系统，其特征在于，所述射频通道模块包括功分器、低噪声放大器、本振源、混频器、低通滤波器以及模数转换器。
3.根据权利要求1所述的基于时间调制阵列的全向宽带测向系统，其特征在于，所述系统工作带宽为，且两个虚拟天线与第一全向天线（1）的阵元间距即两个虚拟基线需满足以下关系：
其中，为载波波长。
4.根据权利要求3所述的基于时间调制阵列的全向宽带测向系统，其特征在于，所述调制器件调制时序需要满足在同一时刻只能接通一个天线通道的原则。
5.根据权利要求1所述的基于时间调制阵列的全向宽带测向系统，其特征在于，所述信号的载波频率在宽带范围内变化时，最长基线对应的相位差产生模糊，虚拟基线对应的相位差无模糊。
6.根据权利要求5所述的基于时间调制阵列的全向宽带测向系统，其特征在于，估计所述相位差与真实相位差具体包括：
其中，、/>、/>和/>为误差项，/>和/>为相位差模糊数，且/>、/>、/>和/>由基线长度、载波波长与入射角度决定：
估计相位差、/>、/>和/>由数字信号处理模块中对基带数字信号频谱分析得到：
其中，等式左边矩阵为谐波特征矩阵HCM，为广义可逆矩阵；为FPGA输出的第/>个天线单元控制函数的第/>次谐波傅里叶系数,且/>；等式左边向量为包含相位差信息的向量；等式右边向量为对射频信号进行FFT得到的谐波分量。
7.根据权利要求6所述的基于时间调制阵列的全向宽带测向系统，其特征在于，所述数字信号处理模块中对于目标信号入射角度的具体计算关系为：
由于上述中Tangent函数的模糊区间与相位差中Sine函数的模糊区间非重叠，故根据两者模糊区间的比较在360o范围内求得真实角。
8.根据权利要求6所述的基于时间调制阵列的全向宽带测向系统，其特征在于，所述和/>由如下式计算得到：
其中，中括号为取整函数即四舍五入，为得到正确的模糊数，必须使得估计模糊数和真实模糊数相等，即以及/>。
9.根据权利要求8所述的基于时间调制阵列的全向宽带测向系统，其特征在于，所述误差项需要满足以下条件：
。
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