CN1134192C - 频率可切换型缓冲回路 - Google Patents

频率可切换型缓冲回路 Download PDF

Info

Publication number
CN1134192C
CN1134192C CNB001207032A CN00120703A CN1134192C CN 1134192 C CN1134192 C CN 1134192C CN B001207032 A CNB001207032 A CN B001207032A CN 00120703 A CN00120703 A CN 00120703A CN 1134192 C CN1134192 C CN 1134192C
Authority
CN
China
Prior art keywords
frequency
loop
signal
oscillator signal
produces
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Fee Related
Application number
CNB001207032A
Other languages
English (en)
Other versions
CN1280451A (zh
Inventor
能味浩树
喜
马场敏喜
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Alps Alpine Co Ltd
Original Assignee
Alps Electric Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Alps Electric Co Ltd filed Critical Alps Electric Co Ltd
Publication of CN1280451A publication Critical patent/CN1280451A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN1134192C publication Critical patent/CN1134192C/zh
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Fee Related legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03J—TUNING RESONANT CIRCUITS; SELECTING RESONANT CIRCUITS
    • H03J5/00—Discontinuous tuning; Selecting predetermined frequencies; Selecting frequency bands with or without continuous tuning in one or more of the bands, e.g. push-button tuning, turret tuner
    • H03J5/24—Discontinuous tuning; Selecting predetermined frequencies; Selecting frequency bands with or without continuous tuning in one or more of the bands, e.g. push-button tuning, turret tuner with a number of separate pretuned tuning circuits or separate tuning elements selectively brought into circuit, e.g. for waveband selection or for television channel selection
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03J—TUNING RESONANT CIRCUITS; SELECTING RESONANT CIRCUITS
    • H03J5/00—Discontinuous tuning; Selecting predetermined frequencies; Selecting frequency bands with or without continuous tuning in one or more of the bands, e.g. push-button tuning, turret tuner
    • H03J5/24—Discontinuous tuning; Selecting predetermined frequencies; Selecting frequency bands with or without continuous tuning in one or more of the bands, e.g. push-button tuning, turret tuner with a number of separate pretuned tuning circuits or separate tuning elements selectively brought into circuit, e.g. for waveband selection or for television channel selection
    • H03J5/242—Discontinuous tuning; Selecting predetermined frequencies; Selecting frequency bands with or without continuous tuning in one or more of the bands, e.g. push-button tuning, turret tuner with a number of separate pretuned tuning circuits or separate tuning elements selectively brought into circuit, e.g. for waveband selection or for television channel selection used exclusively for band selection
    • H03J5/244—Discontinuous tuning; Selecting predetermined frequencies; Selecting frequency bands with or without continuous tuning in one or more of the bands, e.g. push-button tuning, turret tuner with a number of separate pretuned tuning circuits or separate tuning elements selectively brought into circuit, e.g. for waveband selection or for television channel selection used exclusively for band selection using electronic means
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
    • H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
    • H03B5/08—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance
    • H03B5/12—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device
    • H03B5/1231—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device the amplifier comprising one or more bipolar transistors
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K5/00—Manipulating of pulses not covered by one of the other main groups of this subclass
    • H03K5/00006—Changing the frequency
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
    • H03L7/00—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation
    • H03L7/06—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation using a reference signal applied to a frequency- or phase-locked loop
    • H03L7/08—Details of the phase-locked loop
    • H03L7/099—Details of the phase-locked loop concerning mainly the controlled oscillator of the loop

Landscapes

  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Nonlinear Science (AREA)
  • Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
  • Amplifiers (AREA)
  • Transceivers (AREA)
  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)
  • Tone Control, Compression And Expansion, Limiting Amplitude (AREA)

Abstract

本发明提供了一种频率可切换型缓冲回路。该回路具有放大部分(2)，作为放大部分(2)的输出负载的并联共振回路(3)，连接在放大部分(2)的输入点与基准电位点之间的频率陷波回路(6)，以及选择生成第一切换电压或第二切换电压用的频率切换电压生成回路，频率陷波回路(6)由二极管(62)和电容器(61)形成的串联回路构成。

Description

频率可切换型缓冲回路
技术领域
本发明涉及频率可切换型缓冲回路，特别涉及对所选择供给出的、其频率为第一频率和第二频率的各个信号具有比较高的频率选择特性，从而可以在对未选择的频率信号分量实施充分衰减的状态下，输出所选择的频率信号分量的频率可切换型缓冲回路。
背景技术
在世界各国使用的移动通信系统中，英国、德国、意大利、法国以及亚洲一些国家采用的是数字式蜂窝系统(DCS：DigitalCellular System)，即由1982年开始实施的数字便携式电话的欧洲统一标准方式，而在欧洲、美洲、非洲和亚洲的一些国家采用的是全球移动通信系统(GSM：Global System for MobileCommunications)。
按照数字式蜂窝系统通信方式(DCS)运行的系统，是一种按照使基地局的频率为1805兆赫兹至1880兆赫兹、移动局的频率为1710兆赫兹至1785兆赫兹、便携式电话机中的电压控制振荡信号产生回路(VCO)的振荡频率为1700兆赫兹的方式对频率实施划分，使用的频道数目为374个，调谐方式为高斯最小漂移键控方式(GMSK：Gaussian Minimum Shift Keying)的移动通信系统。按照全球移动通信系统通信方式(GSM)运行的系统，是一种按照使基地局的频率为925兆赫兹至960兆赫兹、移动局的频率为880兆赫兹至915兆赫兹、便携式电话机中的电压控制振荡信号产生回路(VCO)的振荡频率为900兆赫兹的方式对频率实施划分，使用的频道数目为124个，调谐方式为高斯最小漂移键控方式(GMSK：Gaussian Minimum Shift Keying)的移动通信系统。
这两种移动通信系统，即按照DCS和GSM运行的移动通信系统，是运行方式不同的两种移动通信系统，所以当需要加入至按照DCS和GSM运行的这两种移动通信系统中时，就需要配置可以按照DCS运行而实施移动通信的便携式电话机，以及可以按照GSM运行而实施移动通信的便携式电话机共两部便携式电话机。
正如上所述，按照DCS和GSM运行的移动通信系统，其调谐方式均为高斯最小漂移键控方式(GMSK)，而仅仅是按比例分割使用的频率有所不同，所以已经有人提出过下述技术解决方案，即在便携式电话机中设置由能够在位于1700兆赫兹频带的第一频率处实施振荡的第一电压控制振荡信号产生回路和能够在位于900兆赫兹频带的第二频率处实施振荡的第二电压控制振荡信号产生回路共两个电压控制振荡信号产生回路，以及对它们实施切换用的切换回路构成的切换型振荡信号产生回路，并且通过对该切换型振荡信号产生回路中的切换回路实施控制的方式，分别使用这两个电压控制振荡信号产生回路，从而可以在按照DCS和GSM运行的移动通信系统中使用的便携式电话机。
这种可以在按照DCS和GSM运行的移动通信系统中使用的便携式电话机，在将其应用在按照DCS运行的移动通信系统中时，可以通过切换回路将第一电压控制振荡信号产生回路切换至能够动作状态，将第二电压控制振荡信号产生回路切换至不能动作状态，从而可以获得出由第一电压控制振荡信号产生回路输出的振荡信号，而在将其应用在按照GSM运行的移动通信系统中时，又可以通过切换回路将第二电压控制振荡信号产生回路切换至能够动作状态，将第一电压控制振荡信号产生回路切换至不能动作状态，从而可以获得出由第二电压控制振荡信号产生回路输出的振荡信号。而且，其频率为第一频率的振荡信号或其频率为第二频率的振荡信号，是在通过频率可切换型缓冲回路实施选择放大之后，供给至应用回路的。
可以按照这种方式使用的频率可切换型缓冲回路，具有并联共振回路(频率选择回路)，当第一电压控制振荡信号产生回路处于动作状态或第二电压控制振荡信号产生回路处于动作状态时，可以分别向并联共振回路供给出第一切换电压或第二切换电压，进而可以对其频率选择特性实施切换。而且，该并联共振回路在供给有第一切换电压时，选择输出其频率为第一频率的振荡信号，而在供给有第二切换电压时，选择输出其频率为第二频率的振荡信号。
图6为表示可以在按照DCS和GSM运行的移动通信系统中使用的、属于在先技术中的频率可切换型缓冲回路的一个实例用的示意性回路构成图。
正如图6所示，在先技术中的这种频率可切换型缓冲回路50，可以具有晶体管51，并联共振回路(频率选择回路)52，结合型电容器53、54，基极偏置电阻器55、56，发射极电阻器57，旁路电容器58，单回路双接触点型切换开关59，切换电压设定用电阻器60、61，旁路电容器62，缓冲电阻器63，信号输入端子64，信号输出端子65以及电源端子66，而且这些回路元件51至66按照图6所示的方式实施连接。
并联共振回路52具有第一电感器521、第二电感器522、第一电容器523、第二电容器524、第三电容器525和开关二极管526，而且这些回路元件521至526按照图6所示的方式实施连接。
正如图6所示，在位于频率可切换型缓冲回路50的前侧位置处，还设置有可以在第一频率、在这一实施形式中为位于1700兆赫兹频带中的频率处实施振荡的第一电压控制振荡信号产生回路67，可以在第二频率、在这一实施形式中为位于900兆赫兹频带中的频率处实施振荡的第二电压控制振荡信号产生回路68，以及电源69和单回路双接触点型切换开关70，而且这些回路元件67至70按照图6所示的方式实施连接。对于这种场合，切换开关59和切换开关70可以通过如后所述的控制信号而实施连动切换。
具有如上所述结构构成的、属于在先技术中的一种频率可切换型缓冲回路50，按照下述的方式动作。
对于将便携式电话机使用在按照DCS运行的移动通信系统中的场合，在由控制部(图中未示出)输出的第一控制信号的作用下，切换开关59和切换开关70上的各个可动接触点将由图6所示的实线位置处被切换至虚线位置处。通过这一切换动作，可以使第一电压控制振荡信号产生回路67与电源69相连接而处于动作状态，从而可以由第一电压控制振荡信号产生回路67输出频率为第一频率(位于1700兆赫兹频带中的频率)的信号，并且使第二电压控制振荡信号产生回路68与电源69相分离而处于非动作状态。而且，通过将切换开关59上的可动接触点切换至虚线位置处的方式，还可以向并联共振回路52供给作为正向电压的第一切换电压，从而可以按照如下所述的方式，使并联共振回路52在第一频率(位于1700兆赫兹频带中的频率)下产生并联共振。
在这时，由第一电压控制振荡信号产生回路67输出的第一频率信号(其频率位于1700兆赫兹频带中的信号)，被供给至信号输入端子64，当该信号由发射极接地连接型晶体管51实施放大时，作为晶体管51的集电极负载连接着的、在第一频率(位于1700兆赫兹频带中的频率)下形成并联共振的并联共振回路52，仅仅对其频率为第一频率(位于1700兆赫兹频带中的频率)的信号实施选择放大，而放大后的、其频率为第一频率(位于1700兆赫兹频带中的频率)的信号，可通过信号输出端子65供给至应用回路。
对于将便携式电话机使用在按照GSM运行的移动通信系统中的场合，在由同一控制部输出的第二控制信号的作用下，切换开关59和切换开关70上的各个可动接触点将被切换至如图6中的实线所示的位置处。通过这种切换动作，可以使第二电压控制振荡信号产生回路68与电源69相连接而处于动作状态，从而可以由第二电压控制振荡信号产生回路68输出频率为第二频率(位于900兆赫兹频带中的频率)的信号，并且使第一电压控制振荡信号产生回路67与电源69相分离而处于非动作状态。通过将切换开关59上的可动接触点切换至实线位置处的方式，还可以向并联共振回路52供给作为接地电压的第二切换电压，从而可以按照如下所述的方式，使并联共振回路52在第二频率(位于900兆赫兹频带中的频率)下产生并联共振。
在这时，由第二电压控制振荡信号产生回路68输出的、其频率为第二频率(位于900兆赫兹频带中的频率)的信号被供给至信号输入端子64，当该信号由发射极接地连接型晶体管51实施放大时，作为集电极负载连接着的、在第二频率(位于900兆赫兹频带中的频率)下形成并联共振的并联共振回路52，仅仅对其频率为第二频率(位于900兆赫兹频带中的频率)的信号实施选择放大，而放大后的、其频率为第二频率(位于900兆赫兹频带中的频率)的信号，可通过信号输出端子65供给至应用回路。
因此，可通过向并联共振回路52处供给第一切换信号或第二切换信号的方式，而将该并联共振回路52的并联共振频率分别切换至第一频率或第二频率。下面对具体的动作方式进行说明。
对于向并联共振回路52供给作为接地电压的第二切换电压，使并联共振回路52在第二频率(位于900兆赫兹频带中的频率)下产生并联共振的场合，可以通过向并联共振回路52供给作为接地电压的第二切换电压的方式，使开关二极管526断开，进而使第二电容器524和第三电容器525间的连接点与接地点之间处于隔离状态。在这时，可以通过由第一电感器521和第一电容器523构成的第一并联连接回路，以及由与第一并联连接回路串联连接着的第二电感器522和彼此串联连接着的第二电容器524和第三电容器525构成的第二并联连接回路，将并联共振回路52的并联共振频率设定在与第二频率(位于900兆赫兹频带中的频率)大体相等的频率处。在实施这种并联共振时，第二并联连接回路可以由在第二频率(位于900兆赫兹频带中的频率)下的微小电容器表示，从而使并联共振回路52可以为由第一电感器521和微小电容器构成的串联回路，以及与第一电感器521并联连接着的第一电容器523构成的等价回路，所以可以容易地将并联共振回路52的并联共振频率设定在第二频率(位于900兆赫兹频带中的频率)处。
对于向并联共振回路52供给作为正向电压的第一切换电压，使并联共振回路52在第一频率(位于1700兆赫兹频带中的频率)下产生并联共振的场合，可以通过向并联共振回路52供给作为正向电压的第一切换电压的方式，使开关二极管526导通，进而使第二电容器524和第三电容器525间的连接点与接地点之间处于连接状态。在这时，并联共振回路52中的第二电感器522与第一电感器521相连接的连接点侧，可由于第二电容器524的导通而通过开关二极管526与接地点相连接，所以由第一电感器521和第一电容器523构成的第一并联连接回路可以被忽略掉，因此可以通过第二电感器522，以及与其并联连接着的第二电容器524和第三电容器525，将并联共振回路52的并联共振频率设定在与第一频率(位于1700兆赫兹频带中的频率)大体相等的频率处。当实施这种并联共振时，由第二电容器524和第三电容器525构成的第二并联连接回路可以由一个总和电容器表示，所以这时的并联共振回路52为由并联连接着的第二电感器522和总和电容器构成的等价回路，因此可以容易地将并联共振回路52的并联共振频率设定在第一频率(位于1700兆赫兹频带中的频率)处。
图7为表示如图6所示的、属于在先技术的一种频率可切换型缓冲回路50的增益-频率特性用的示意性特性曲线图。
在图7中，横轴表示的是频率[单位：千兆赫兹(GHz)]，纵轴表示的是增益(dB)，曲线(实线)a表示的是缓冲回路50在位于1.7千兆赫兹(GHz)频带中的频率(位于1700兆赫兹频带中的频率)、即第一频率处实施并联共振时的特性曲线，曲线(虚线)b表示的是缓冲回路50被调谐在位于0.9千兆赫兹(GHz)频带中的频率(位于900兆赫兹频带中的频率)、即第二频率处时的特性曲线。
正如图7中的曲线a和曲线b所示，这种缓冲回路50在选择其频率为第一频率(位于1700兆赫兹频带中的频率)的信号作为放大信号时，可以增大相对于第一频率信号的增益，而当选择其频率为第二频率(位于900兆赫兹频带中的频率)的信号作为放大信号时，又可以增大相对于第二频率信号的增益。
这种在先技术中的频率可切换型缓冲回路50，在选择其频率为第一频率(位于1700兆赫兹频带中的频率)的信号作为放大信号时，可以增大相对于第一频率信号的增益，所以可以获取出信号振幅比较大的第一频率信号，而在另一方面，当选择其频率为第二频率(位于900兆赫兹频带中的频率)的信号作为放大信号时，又可以增大相对于第二频率信号的增益，所以可以获取出信号振幅比较大的第二频率信号。
然而，这种在先技术中的频率可切换型缓冲回路50，在选择其频率为第一频率(位于1700兆赫兹频带中的频率)的信号时，对其频率位于比第一频率更高的频率侧的信号的衰减量不会很大，所以在与输出第一频率信号的同时输出的、相对于第一频率为寄生频率的信号比例将比较高。而且，在选择其频率为第二频率(位于900兆赫兹频带中的频率)的信号时，对其频率为第二频率高频调谐频率成分的信号的衰减量不会很大，所以在输出第二频率信号的同时输出的、相对于第二频率为寄生频率信号的比例也将比较高。
发明内容
为了解决上述技术问题，本发明的目的就是提供一种具有下述频率特性的频率可切换型缓冲回路，所述频率特性为当选择为第一频率信号时，可以增大对寄生频率信号分量实施衰减的衰减量，而且在选择为第二频率信号时，可以增大对寄生频率信号分量实施衰减的衰减量。
为了能够实现如上所述的发明目的，本发明提供一种频率可切换型缓冲回路，其具有放大部分，作为所述放大部分输出负载的并联共振回路，连接在所述放大部分的输入点与基准电位点之间的频率陷波回路，以及选择生成第一切换电压或第二切换电压的频率切换电压生成回路，在所述放大部分的输入点，连接有振荡信号产生回路，所述振荡信号产生回路在频率切换电压生成回路生成第一切换电压或第二切换电压时，相应产生第一频率信号或第二频率信号，所述并联共振回路在被供给所述第一切换电压时在所述第一频率信号下形成并联共振，在被供给所述第二切换电压时在与所述第一频率信号不同的所述第二频率信号下形成并联共振，所述频率陷波回路由二极管和电容器形成的串联回路构成，所述频率陷波回路在被供给所述第一切换电压时，通过所述电容器和所述二极管的导线型电感器，在所述第二频率信号下形成串联共振，在被供给所述第二切换电压时，通过所述电容器和所述二极管的导线型电感器以及所述二极管的结合型电容器，在所述第一频率信号下形成串联共振。
所述频率陷波回路在由所述二极管和电容器形成的串联回路上还串联连接有电感器，在所述二极管处还并联连接有第二电容器。
所述振荡信号产生回路包括第一振荡信号产生回路和第二振荡信号产生回路，所述第一频率信号由第一振荡信号产生回路供给，所述第二频率信号由第二振荡信号产生回路供给，所述第一振荡信号产生回路和所述第二振荡信号产生回路被交替切换至动作状态和非动作状态，当所述第一振荡信号产生回路处于动作状态时，所述频率切换电压生成回路输出所述第一切换电压，当所述第二振荡信号产生回路处于动作状态时，所述频率切换电压生成回路输出所述第二切换电压。
所述振荡信号产生回路包括第一振荡信号产生回路和第二振荡信号产生回路，所述第一频率信号由第一振荡信号产生回路供给，所述第二频率信号由第二振荡信号产生回路供给，所述第一振荡信号产生回路和所述第二振荡信号产生回路被交替切换至动作状态和非动作状态，当所述第一振荡信号产生回路处于动作状态时，所述频率切换电压生成回路输出所述第一切换电压，当所述第二振荡信号产生回路处于动作状态时，所述频率切换电压生成回路输出所述第二切换电压。
所述第一振荡信号产生回路和所述第二振荡信号产生回路为电压控制振荡信号产生回路。
所述第一振荡信号产生回路和所述第二振荡信号产生回路为电压控制振荡信号产生回路。
所述第一振荡信号产生回路为使用在按照数字式蜂窝系统运行的移动通信系统中时，输出其频率为位于1700兆赫兹频带中的第一频率信号，所述第二振荡信号产生回路为使用在按照全球移动通信系统运行的移动通信系统中时，输出其频率为位于900兆赫兹频带中的第二频率信号。
所述第一振荡信号产生回路为使用在按照数字式蜂窝系统运行的移动通信系统中时，输出其频率为位于1700兆赫兹频带中的第一频率信号，所述第二振荡信号产生回路为使用在按照全球移动通信系统运行的移动通信系统中时，输出其频率为位于900兆赫兹频带中的第二频率信号。
所述振荡信号产生回路包括第二振荡信号产生回路和高频谐波信号生成回路，所述第二频率信号与所述第一频率信号之间满足基频频率与其高频谐波频率间的关系，所述第二频率信号由第二振荡信号产生回路直接供给，所述第一频率信号由施加有所述第二频率信号的高频谐波信号生成回路供给，在第二切换电压下，第二振荡信号产生回路供给出所述第二频率信号，在第一切换电压下，高频谐波信号生成回路在所述第二振荡信号产生回路供给出所述第二频率信号时，供给出所述第一频率信号。
所述振荡信号产生回路包括第二振荡信号产生回路和高频谐波信号生成回路，所述第二频率信号与所述第一频率信号之间满足基频频率与其高频谐波频率间的关系，所述第二频率信号由第二振荡信号产生回路直接供给，所述第一频率信号由施加有所述第二频率信号的高频谐波信号生成回路供给，在第二切换电压下，第二振荡信号产生回路供给出所述第二频率信号，在第一切换电压下，高频谐波信号生成回路在所述第二振荡信号产生回路供给出所述第二频率信号时，供给出所述第一频率信号。
所述振荡信号产生回路为电压控制振荡信号产生回路。
所述振荡信号产生回路为电压控制振荡信号产生回路。
附图说明
下面参考附图说明本发明的最佳实施形式。
图1为表示根据本发明构造的频率可切换型缓冲回路的第一实施形式用的示意性回路构成图。
图2(a)和图2(b)为表示向如图1所示的频率陷波回路供给第一切换信号或第二切换信号时的等价回路图。
图3为表示与本发明第一实施形式至第三实施形式相关的频率可切换型缓冲回路的增益-频率特性用的示意性特性曲线图。
图4为表示根据本发明构造的频率可切换型缓冲回路的第二实施形式用的示意性回路构成图。
图5为表示根据本发明构造的频率可切换型缓冲回路的第三实施形式用的示意性回路构成图。
图6为表示在先技术中频率可切换型缓冲回路的一个实例用的示意性回路构成图。
图7为表示如图6所示的频率可切换型缓冲回路的增益-频率特性用的示意性特性曲线图。
具体实施方式
图1为表示根据本发明构造的频率可切换型缓冲回路的第一实施形式用的示意性回路构成图，在这儿是以缓冲回路被使用在可以按照DCS和按照GSM运行的移动通信系统中的便携式电话机的场合为例进行说明的。
正如图1所示，作为第一实施形式的频率可切换型缓冲回路1，可以具有晶体管2，并联共振回路(频率选择回路)3，结合型电容器4、5，频率陷波回路6，基极偏置电阻器7、8，发射极电阻器9，旁路电容器10，单回路双接触点型切换开关11，切换电压设定用电阻器12、13，旁路电容器14，缓冲电阻器15、16，信号输入端子17，信号输出端子18以及电源端子19，而且这些回路元件1至19按照图1所示的方式实施连接。
并联共振回路3可以具有第一电感器31、第二电感器32、第一电容器33、第二电容器34、第三电容器35和第一开关二极管36，频率陷波回路6具有第四电容器61和第二开关二极管62，而且这些回路元件31至36、61和62按照图1所示的方式实施连接。
对于这种场合，并联共振回路3中的第一电感器31的电感量按照比第二电感器32的电感量大的方式实施选择，而第三电容器35的电容量按照比第二电容器34的电容量大很多的方式实施选择，即如果第三电容器35的电容量为1000微微法(pF)时，第二电容器34的电容量可以选择在2微微法(pF)左右。
正如图1所示，在位于频率可切换型缓冲回路1的前侧位置处，还设置有可以在第一频率、在这一实施形式中为位于1700兆赫兹频带的频率处实施振荡的第一电压控制振荡信号产生回路20，可以在第二频率、在这一实施形式中为位于900兆赫兹频带的频率处实施振荡的第二电压控制振荡信号产生回路21，以及电源22和单回路双接触点型切换开关23，而且这些回路元件20至23按照图1所示的方式实施连接。对于这种场合，切换开关11和切换开关23可以通过如后所述的控制信号而实施连动切换。
作为第一实施形式的频率可切换型缓冲回路1(下面简称为作为第一实施形式的缓冲回路1)，与如图6所示的、在先技术中的频率可切换型缓冲回路50(下面简称为作为在先技术实例的缓冲回路50)之间的不同点在于，作为第一实施形式的缓冲回路1还具有频率陷波回路6，并且由于具有该频率陷波回路6，从而使得还可以有选择地向频率陷波回路6中的第二开关二极管62，供给第一切换信号或第二切换信号，而作为在先技术实例的缓冲回路50并不具有频率陷波回路6。除了上述结构之外的结构构成，作为第一实施形式的缓冲回路1与作为在先技术实例的缓冲回路50之间并没有什么不同。
由于作为第一实施形式的缓冲回路1中的并联共振回路3的结构构成形式，与作为在先技术实例的缓冲回路50中的并联共振回路52的结构构成形式相同，所以向作为第一实施形式的缓冲回路1中的并联共振回路3处供给第一切换信号或第二切换信号时的动作方式，与向如上所述的、作为在先技术实例的缓冲回路50中的并联共振回路52处供给第一切换信号或第二切换信号时的动作方式相同。
因此，在下面对作为第一实施形式的缓冲回路1的动作方式进行说明时，可以参考对如上所述作为在先技术实例的缓冲回路50中的并联共振回路52处供给第一切换信号或第二切换信号时的动作方式给予的说明，故在这儿省略了向作为第一实施形式的缓冲回路1中的并联共振回路3处供给第一切换信号或第二切换信号时的动作方式的相应说明。
下面对具有如上所述结构构成的、作为第一实施形式的频率可切换型缓冲回路1的动作方式进行说明。
对于将便携式电话机使用在按照DCS运行的移动通信系统中的场合，在由控制部(图中未示出)输出的第一控制信号的作用下，切换开关11和切换开关23上的各个可动接触点将由图1所示的实线位置处被切换至虚线位置处。通过将切换开关23上的可动接触点切换至虚线位置处的方式，可以使第一电压控制振荡信号产生回路20与电源22相连接而处于动作状态，从而可以由第一电压控制振荡信号产生回路20输出频率为第一频率(位于1700兆赫兹频带中的频率)的信号，同时使第二电压控制振荡信号产生回路21与电源22相分离而处于非动作状态。通过将切换开关11上的可动接触点切换至虚线位置处的方式，还可以向并联共振回路3供给作为正向电压的第一切换电压，从而可以按照如上所述的方式，使并联共振回路3在第一频率下产生并联共振。与此同时，还可以向频率陷波回路6供给作为正向电压的第一切换电压，从而可以按照如后所述的方式，使频率陷波回路6在第二频率(位于900兆赫兹频带中的频率)下产生串联共振。
由第一电压控制振荡信号产生回路20输出的第一频率信号供给至信号输入端子17，当该信号由发射极接地连接型晶体管2实施放大时，作为晶体管2的集电极负载连接着的、在第一频率下形成并联共振的并联共振回路3，仅仅对第一频率信号实施选择放大，放大后的第一频率信号通过信号输出端子18供给至应用回路。在这时，在晶体管2的基极与接地点之间，还连接着频率陷波回路6，而且该频率陷波回路6可以按照其频率比第一频率(位于1700兆赫兹频带中的频率)低的频率(比如说为位于900兆赫兹频带中的频率)实施串联共振，当这一频率陷波回路6按照较低频率(位于900兆赫兹频带中的频率)实施串联共振时，由于反作用而形成的陷波将出现在比第一频率(位于1700兆赫兹频带中的频率)更高的频率位置处，所以通过这种陷波作用可以对包含在第一频率信号中的寄生频率信号分量实施充分的衰减。因此，在信号输出端子18处供给出的是不包含有寄生频率信号分量的第一频率信号。
对于将便携式电话机使用在按照GSM运行的移动通信系统中的场合，在由同一控制部输出的第二控制信号的作用下，切换开关11和切换开关23上的各个可动接触点将被切换至如图1中的实线所示的位置处。通过将切换开关23上的可动接触点切换至实线位置处的方式，可以使第二电压控制振荡信号产生回路21与电源22相连接而处于动作状态，从而可以由第二电压控制振荡信号产生回路21输出频率为第二频率(位于900兆赫兹频带中的频率)的信号，同时使第一电压控制振荡信号产生回路20与电源22相分离而处于非动作状态。通过将切换开关11上的可动接触点切换至实线位置处的方式，还可以向并联共振回路3供给作为接地电压的第二切换电压，从而可以按照如上所述的方式，使并联共振回路3在第二频率下产生并联共振。与此同时，还可以向频率陷波回路6供给作为接地电压的第二切换电压，从而可以按照如后所述的方式，使频率陷波回路6在位于1700兆赫兹频带的频率下产生串联共振。
由第二电压控制振荡信号产生回路21输出的第二频率信号供给至信号输入端子17，当该信号由发射极接地连接型晶体管2实施放大时，作为集电极负载连接着的、在第二频率下形成并联共振的并联共振回路3，仅仅对第二频率信号实施选择放大，放大后的第二频率信号可通过信号输出端子18供给至应用回路。在这时，在晶体管2的基极与接地点之间，还连接着按照第一频率(位于1700兆赫兹频带中的频率)实施串联共振的频率陷波回路6，所以可以通过该频率陷波回路6，对包含在第二频率信号中的寄生频率信号分量实施充分的衰减，从而可以在信号输出端子18处供给出不包含有寄生频率信号分量的第二频率信号。
在这儿，图2(a)、图2(b)分别表示的是向如图1所示的频率陷波回路供给第一切换信号或第二切换信号时的等价回路图。
一并采用如图2(a)、图2(b)所示的等价回路图，便可以通过向使用在缓冲回路1中的频率陷波回路6处供给第一切换信号或第二切换信号的方式，将该串联共振频率分别切换至第二频率或第一频率。下面对具体动作方式进行说明。
当向频率陷波回路6供给出作为正向电压的第一切换电压时，第二开关二极管62将被导通，在该第二开关二极管62的作用下，仅有由导线构成的导线型电感器63作为回路元件而被保留住，并与第四电容器61串联连接。在这时，频率陷波回路6可如图2(a)所示，是一种由第四电容器61和导线型电感器63构成的串联回路，因此通过分别对第四电容器61的电容量和导线型电感器63的电感量实施选择的方式，便可以使该串联回路在比第一频率(位于1700兆赫兹频带中的频率)低的频率(位于900兆赫兹频带中的频率)下产生串联共振，并且可以通过反作用形式，在其频率比第一频率(位于1700兆赫兹频带中的频率)更高的一侧处形成陷波，从而可以通过这种陷波作用而对包含在第一频率信号中的寄生频率信号分量实施大幅度的衰减。
当向频率陷波回路6供给作为接地电压的第二切换电压时，第二开关二极管62将被断开，在该第二开关二极管62的作用下，由该导线构成的导线型电感器63和作为半导体结合部结合电容的结合型电容器64构成的串联回路，将被作为回路元件而被保留住，并与第四电容器61串联连接。在这时，频率陷波回路6可如图2(b)所示，是一种由第四电容器61、导线型电感器63和结合型电容器64构成的串联回路，因此类似的，通过分别对第四电容器61的电容量、导线型电感器63的电感量和结合型电容器64的电容量实施选择的方式，便可以使该串联回路在第一频率(位于1700兆赫兹频带中的频率)下产生串联共振，从而可以对包含在第二频率信号中的寄生频率信号分量实施大幅度衰减。
图3为表示通过如图1所示的、作为第一实施形式的缓冲回路1获得的增益-频率特性用的示意性特性曲线图。
在图3中，横轴表示的是频率[单位：千兆赫兹(GHz)]，纵轴表示的是增益(dB)，曲线(实线)a表示的是缓冲回路1中的并联共振回路3在位于1.7千兆赫兹(GHz)频带中的频率(位于1700兆赫兹频带中的频率)、即第一频率处实施并联共振，而频率陷波回路6在比第一频率(位于1700兆赫兹频带中的频率)更高的频率位置处形成反作用形式的陷波时的特性曲线，曲线(虚线)b1表示的是缓冲回路1中的并联共振回路3在位于0.9千兆赫兹(GHz)频带中的频率(位于900兆赫兹频带中的频率)、即第二频率处实施并联共振，而频率陷波回路6在位于1.7千兆赫兹(GHz)频带中的频率(位于1700兆赫兹频带中的频率)的第一频率处实施串联共振时的特性曲线。
正如图3中的曲线a和曲线b1所示，由第一实施形式中的缓冲回路1获得的特性曲线，与通过图6所示的、在先技术中的缓冲回路50获得的特性曲线相比，可以在选择其频率为位于第一频率(位于1700兆赫兹频带中的频率)处的信号时，增大相对于第一频率信号的增益，并且可以大幅度地增大对位于比第一频率更高频率侧的寄生信号的衰减量。在另一方面，当选择其频率为位于第二频率(位于900兆赫兹频带中的频率)处的信号时，可以使相对于第二频率信号的增益不产生变化，而且同时可以大幅度地增大相对于第二频率信号为寄生频率信号的、位于1700兆赫兹频带频率处的信号的衰减量。
换句话说就是，作为第一实施形式中的缓冲回路1，当所选择的是频率为位于第一频率(位于1700兆赫兹频带中的频率)处的信号时，不仅可以大幅度地增大对包含在第一频率信号中的寄生频率信号分量实施衰减的衰减量，而且当所选择的是频率为位于第二频率(位于900兆赫兹频带中的频率)处的信号时，也可以大幅度地增大对位于1700兆赫兹频带中的频率的信号分量实施衰减的衰减量，因此可以在几乎不包含有寄生信号分量的状态下，选择输出第一频率信号或第二频率信号。
图4为表示根据本发明构造的频率可切换型缓冲回路的第二实施形式用的示意性回路构成图，它所表示的是频率陷波回路6’的结构构成与作为第一实施形式的频率陷波回路6的结构构成有所不同的一个实例。该第二实施形式与第一实施形式中的缓冲回路1相类似，也是以缓冲回路被使用在可以按照DCS和GSM运行的移动通信系统中的便携式电话机的场合为例进行说明的。
正如图4所示，作为第二实施形式的缓冲回路1中的频率陷波回路6’，除了具有第四电容器61和第二开关二极管62之外，还具有第三电感器65和第五电容器(附加电容器)66。对于这种场合，第三电感器65与第四电容器61和第二开关二极管62形成串联连接，而第五电容器66与第二开关二极管62形成并联连接，并且向第二开关二极管62与第三电感器65间的连接点处供给第一切换信号或第二切换信号。除了频率陷波回路6’之外的结构构成，均与第一实施形式中的缓冲回路1的结构构成相同。
对具有如上所述结构构成的、作为第二实施形式的缓冲回路1，按照下述的方式动作。对于这种场合，除了频率陷波回路6’之外的其它部分的动作方式，均与作为第一实施形式的缓冲回路1的动作方式相同，所以在这儿仅对频率陷波回路6’的动作方式进行说明，而省略了对其它部分动作方式的详细说明。
当向频率陷波回路6’供给作为正向电压的第一切换电压时，第二开关二极管62将被导通，在该第二开关二极管62的作用下，仅有由该导线构成的导线型电感器63作为回路元件而被保留住，并与第四电容器61和第三电感器65形成串联连接。由于导线型电感器63的电感量比第三电感器65的电感量小很多，所以在这种场合可以将其忽略不计。
在这时，频率陷波回路6’是一种由第四电容器61和第三电感器65构成的串联回路，因此通过分别对第四电容器61的电容量和第三电感器65的电感量实施选择的方式，便可以使该串联回路在比第一频率(位于1700兆赫兹频带中的频率)低的频率(位于900兆赫兹频带中的频率)下产生串联共振，从而可以对位于900兆赫兹频带频率处的频率成分实施陷波，即对作为位于900兆赫兹频带频率处的频率成分实施大幅度地衰减，而且可以通过反作用形式，在其频率比第一频率(位于1700兆赫兹频带中的频率)更高的一侧频率处形成陷波，进而可通过这种陷波作用而对包含在第一频率信号中的寄生频率信号分量实施大幅度衰减。
当向频率陷波回路6’供给作为接地电压的第二切换电压时，第二开关二极管62将被断开，在该第二开关二极管62的作用下，由该导线构成的导线型电感器63和作为半导体结合部结合电容的结合型电容器64构成的串联回路，将被作为回路元件而被保留住，并与第四电容器61和第三电感器65形成串联连接。由于导线型电感器63的电感量比第三电感器65的电感量小很多，所以在这种场合可以将其忽略不计，而且由于作为半导体结合部结合电容的结合型电容器64的电容量比第五电容器66的电容量小很多，所以在这种场合也可以将其忽略不计。
在这时，频率陷波回路6’是一种由第四电容器61、第三电感器65和第五电容器66构成的串联回路，因此通过分别对第四电容器61和第五电容器66的电容量、第三电感器65的电感量实施选择的方式，便可以使该串联回路在第一频率(位于1700兆赫兹频带中的频率)下产生串联共振，从而可以对位于1700兆赫兹频带频率中的频率成分实施陷波，因此可以对包含在第二频率信号中的寄生频率信号分量实施大幅度的衰减。
作为第二实施形式的缓冲回路1，具有如图3中的曲线(点划线)b2所示的增益-频率特性。换句话说就是，作为第二实施形式的缓冲回路1，相对于第一频率的增益-频率特性可以由曲线a表示，即具有与作为第一实施形式中缓冲回路1的相同曲线a相同的特性，相对于第二频率的增益-频率特性可以由曲线b1、b2表示，即除了靠近第一频率(位于1700兆赫兹频带中的频率)处的特性曲线外，具有与作为第一实施形式中缓冲回路1的相同曲线b1相同的特性，而靠近第一频率(位于1700兆赫兹频带中的频率)处的特性曲线如曲线b2所示，即具有可以相对于曲线b1大幅度增大衰减量的特性。
因此，作为第二实施形式中的缓冲回路1，当所选择的是频率为位于第一频率(位于1700兆赫兹频带中的频率)处的信号时，不仅可以大幅度地增大对包含在第一频率信号中的寄生频率信号分量实施衰减的衰减量，而且当所选择的是频率为位于第二频率(位于900兆赫兹频带中的频率)处的信号时，还可以按照比第一实施形式中的缓冲回路1更大的方式，大幅度地增大对位于1700兆赫兹频带频率处的信号分量实施衰减的衰减量，因此可以在几乎不包含有寄生信号分量的状态下，选择输出第一频率信号或第二频率信号。
在第一实施形式和第二实施形式中，频率可切换型缓冲回路1均是以被使用在可以按照DCS和GSM运行的移动通信系统中的便携式电话机的场合为例进行说明的，而且由其中的第一电压控制振荡信号产生回路20输出的振荡信号频率为位于1700兆赫兹频带中的频率，由第二电压控制振荡信号产生回路21输出的振荡信号频率为位于900兆赫兹频带中的频率，然而本发明的频率可切换型缓冲回路1，并不仅限于使用在如上所述的便携式电话机中，它还可以使用在其它类似的设备中，而且与此相关连的是，第一电压控制振荡信号产生回路20和第二电压控制振荡信号产生回路21的振荡频率也并不仅限于如上所述的频率带域，还可以位于在各振荡频率间具有适当间隔的其它频率带域处。
而且，在第一实施形式中，第一和第二振荡信号产生回路是以电压控制振荡信号产生回路20、21的场合为例进行说明的，然而本发明中的两个振荡信号产生回路并不仅限于电压控制振荡信号产生回路，也可以为能够在固定频带处产生出振荡信号的其它各种振荡信号产生回路。
图5为表示根据本发明构造的频率可切换型缓冲回路的第三实施形式用的示意性回路构成图，它所表示的是第二频率和第一频率满足基频频率与二次高频谐波频率间关系的一个构成实例。
正如图5所示，作为第三实施形式的频率可切换型缓冲回路1，与作为第一实施形式的频率可切换型缓冲回路1具有相同的结构构成。在结构构成上的不同点在于，在作为第三实施形式的频率可切换型缓冲回路1的前部侧，设置有单一电压控制振荡信号产生回路24，二次高频谐波信号生成回路25，由两组单回路双接触点型切换开关261、262构成的连动型切换开关26，以及电源22，这与位于具有第一电压控制振荡信号产生回路20和第二电压控制振荡信号产生回路21的、作为第一实施形式的频率可切换型缓冲回路1的前部侧的结构构成不同。
作为第三实施形式的频率可切换型缓冲回路1，其切换开关11与连动型切换开关26是通过由控制部(图中未示出)供给出的第一控制信号或第二控制信号实施连动切换的，当连动型切换开关26上的各个可动接触点将被切换至实线侧位置处时，在切换开关262的作用下，二次高频谐波信号生成回路25与电源22间的连接将被断开，而仅有电压控制振荡信号产生回路24与电源22相连接，因此将由电压控制振荡信号产生回路24输出其频率为基频频率、比如说为位于900兆赫兹频带频率的、即第二频率的振荡信号，而且这一振荡信号将通过切换开关261，供给至频率可切换型缓冲回路1的信号输入端子17。在另一方面，当将连动型切换开关26上的各个可动接触点切换至虚线侧位置处时，在切换开关262的作用下，二次高频谐波信号生成回路25将与电源22相连接，从而使二次高频谐波信号生成回路25处于动作状态。
在这时，二次高频谐波信号生成回路25将响应由电压控制振荡信号产生回路24供给出的、作为基频频率的、比如说为位于900兆赫兹频带中的第二频率的振荡信号，而输出二次高频信号，即位于1700兆赫兹频带中的第一频率的振荡信号，而且这一振荡信号将通过切换开关261，供给至频率可切换型缓冲回路1的信号输入端子17处。
对于这种场合，当向作为第三实施形式的频率可切换型缓冲回路1中的信号输入端子17处，供给其频率为位于900兆赫兹频带中的第二频率的振荡信号时的动作方式，与向作为第一实施形式的频率可切换型缓冲回路1中的信号输入端子17处，供给其频率为位于900兆赫兹频带中的第二频率的振荡信号时的动作方式相同。
因此，即使采用作为第三实施形式的频率可切换型缓冲回路1，当所选择的是频率为位于第一频率(位于1700兆赫兹频带中的频率)处的信号时，可以大幅度地增大对包含在第一频率信号中的寄生频率信号分量实施衰减的衰减量，而且当所选择的是频率为位于第二频率(位于900兆赫兹频带中的频率)处的信号时，也可以大幅度地增大对位于1700兆赫兹频带中的频率的信号分量实施衰减的衰减量，因此可以在几乎不包含有寄生信号分量的状态下，选择输出第一频率信号或第二频率信号。
而且，在第三实施形式中，是以使用着频率陷波回路6的频率可切换型缓冲回路1的场合为例进行说明的，当然也可以在这种频率可切换型缓冲回路1中使用频率陷波回路6’。
而且，在第三实施形式中，是以单一振荡信号产生回路采用的是电压控制振荡信号产生回路24的场合为例进行说明的，然而本发明中的单一振荡信号产生回路并不仅限于电压控制振荡信号产生回路，也可以为能够在固定频带处产生出振荡信号的其它各种振荡信号产生回路。
如上所述，如果采用本发明，便可以在向并联共振回路供给第一切换电压，使并联共振回路在第一频率下产生并联共振，而选择输出第一频率信号时，同时向频率陷波回路供给第一切换电压，使频率陷波回路在比第一频率更低的频率下产生串联共振，以便可以在低频率处形成陷波，并且可以同时通过反作用形式而在频率比第一频率更高的频率侧形成陷波，因此可以通过这种陷波作用而对第一频率信号中的寄生频率信号分量实施衰减。在另一方面，当向并联共振回路供给第二切换电压，使并联共振回路在第二频率下产生并联共振，而选择输出第二频率信号时，可以同时向频率陷波回路供给第二切换电压，使频率陷波回路在位于1700兆赫兹频带频率的附近频率处产生串联共振，以便能够在位于1700兆赫兹频带频率的附近处形成陷波，进而可以通过这种陷波作用而对第二频率信号中的寄生频率信号分量实施衰减。因此采用这种构成形式，便可以在选择为第一频率信号时，可以增大对包含在第一频率信号中的寄生频率信号分量实施衰减的衰减量，而且在选择为第二频率信号时，又可以增大对包含在第二频率信号中的寄生频率信号分量实施衰减的衰减量，因此可以在几乎不包含有寄生信号分量的状态下，选择输出第一频率信号或第二频率信号。

Claims (12)

1.一种频率可切换型缓冲回路，其特征在于具有放大部分，作为所述放大部分输出负载的并联共振回路，连接在所述放大部分的输入点与基准电位点之间的频率陷波回路，以及选择生成第一切换电压或第二切换电压的频率切换电压生成回路，在所述放大部分的输入点，连接有振荡信号产生回路，所述振荡信号产生回路在频率切换电压生成回路生成第一切换电压或第二切换电压时，相应产生第一频率信号或第二频率信号，所述并联共振回路在被供给所述第一切换电压时在所述第一频率信号下形成并联共振，在被供给所述第二切换电压时在与所述第一频率信号不同的所述第二频率信号下形成并联共振，所述频率陷波回路由二极管和电容器形成的串联回路构成，所述频率陷波回路在被供给所述第一切换电压时，通过所述电容器和所述二极管的导线型电感器，在所述第二频率信号下形成串联共振，在被供给所述第二切换电压时，通过所述电容器和所述二极管的导线型电感器以及所述二极管的结合型电容器，在所述第一频率信号下形成串联共振。
2.如权利要求1所述的频率可切换型缓冲回路，其特征在于：所述频率陷波回路在由所述二极管和电容器形成的串联回路上还串联连接有电感器，在所述二极管处还并联连接有第二电容器。
3.如权利要求1所述的频率可切换型缓冲回路，其特征在于：所述振荡信号产生回路包括第一振荡信号产生回路和第二振荡信号产生回路，所述第一频率信号由第一振荡信号产生回路供给，所述第二频率信号由第二振荡信号产生回路供给，所述第一振荡信号产生回路和所述第二振荡信号产生回路被交替切换至动作状态和非动作状态，当所述第一振荡信号产生回路处于动作状态时，所述频率切换电压生成回路输出所述第一切换电压，当所述第二振荡信号产生回路处于动作状态时，所述频率切换电压生成回路输出所述第二切换电压。
4.如权利要求2所述的频率可切换型缓冲回路，其特征在于：所述振荡信号产生回路包括第一振荡信号产生回路和第二振荡信号产生回路，所述第一频率信号由第一振荡信号产生回路供给，所述第二频率信号由第二振荡信号产生回路供给，所述第一振荡信号产生回路和所述第二振荡信号产生回路被交替切换至动作状态和非动作状态，当所述第一振荡信号产生回路处于动作状态时，所述频率切换电压生成回路输出所述第一切换电压，当所述第二振荡信号产生回路处于动作状态时，所述频率切换电压生成回路输出所述第二切换电压。
5.如权利要求3所述的频率可切换型缓冲回路，其特征在于所述第一振荡信号产生回路和所述第二振荡信号产生回路为电压控制振荡信号产生回路。
6.如权利要求4所述的频率可切换型缓冲回路，其特征在于所述第一振荡信号产生回路和所述第二振荡信号产生回路为电压控制振荡信号产生回路。
7.如权利要求5所述的频率可切换型缓冲回路，其特征在于所述第一振荡信号产生回路为使用在按照数字式蜂窝系统运行的移动通信系统中时，输出其频率为位于1700兆赫兹频带中的第一频率信号，所述第二振荡信号产生回路为使用在按照全球移动通信系统运行的移动通信系统中时，输出其频率为位于900兆赫兹频带中的第二频率信号。
8.如权利要求6所述的频率可切换型缓冲回路，其特征在于所述第一振荡信号产生回路为使用在按照数字式蜂窝系统运行的移动通信系统中时，输出其频率为位于1700兆赫兹频带中的第一频率信号，所述第二振荡信号产生回路为使用在按照全球移动通信系统运行的移动通信系统中时，输出其频率为位于900兆赫兹频带中的第二频率信号。
9.如权利要求1所述的频率可切换型缓冲回路，其特征在于：所述振荡信号产生回路包括第二振荡信号产生回路和高频谐波信号生成回路，所述第二频率信号与所述第一频率信号之间满足基频频率与其高频谐波频率间的关系，所述第二频率信号由第二振荡信号产生回路直接供给，所述第一频率信号由施加有所述第二频率信号的高频谐波信号生成回路供给，在第二切换电压下，第二振荡信号产生回路供给出所述第二频率信号，在第一切换电压下，高频谐波信号生成回路在所述第二振荡信号产生回路供给出所述第二频率信号时，供给出所述第一频率信号。
10.如权利要求2所述的频率可切换型缓冲回路，其特征在于：所述振荡信号产生回路包括第二振荡信号产生回路和高频谐波信号生成回路，所述第二频率信号与所述第一频率信号之间满足基频频率与其高频谐波频率间的关系，所述第二频率信号由第二振荡信号产生回路直接供给，所述第一频率信号由施加有所述第二频率信号的高频谐波信号生成回路供给，在第二切换电压下，第二振荡信号产生回路供给出所述第二频率信号，在第一切换电压下，高频谐波信号生成回路在所述第二振荡信号产生回路供给出所述第二频率信号时，供给出所述第一频率信号。
11.如权利要求9所述的频率可切换型缓冲回路，其特征在于所述振荡信号产生回路为电压控制振荡信号产生回路。
12.如权利要求10所述的频率可切换型缓冲回路，其特征在于所述振荡信号产生回路为电压控制振荡信号产生回路。
CNB001207032A 1999-07-12 2000-07-11 频率可切换型缓冲回路 Expired - Fee Related CN1134192C (zh)

Applications Claiming Priority (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP19800499 1999-07-12
JP198004/1999 1999-07-12
JP2000017368A JP3848512B2 (ja) 1999-07-12 2000-01-26 周波数特性が切替可能なバッファ回路
JP017368/2000 2000-01-26

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN1280451A CN1280451A (zh) 2001-01-17
CN1134192C true CN1134192C (zh) 2004-01-07

Family

ID=26510718

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CNB001207032A Expired - Fee Related CN1134192C (zh) 1999-07-12 2000-07-11 频率可切换型缓冲回路

Country Status (6)

Country Link
EP (1) EP1069682B1 (zh)
JP (1) JP3848512B2 (zh)
KR (1) KR100360360B1 (zh)
CN (1) CN1134192C (zh)
DE (1) DE60028300T2 (zh)
TW (1) TW457763B (zh)

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113111527A (zh) * 2021-04-20 2021-07-13 华北电力大学 一种单机水电系统切换型频率振荡的近似解析方法

Family Cites Families (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE1286081B (de) * 1964-07-08 1969-01-02 Telefunken Patent Hochfrequenzverstaerker mit einem Transistor
JPH09298477A (ja) * 1995-06-29 1997-11-18 Sony Corp 短波受信機およびローパスフィルタ
JPH10163750A (ja) * 1996-11-27 1998-06-19 Tdk Corp 電圧制御発振器

Also Published As

Publication number Publication date
EP1069682B1 (en) 2006-05-31
CN1280451A (zh) 2001-01-17
TW457763B (en) 2001-10-01
DE60028300D1 (de) 2006-07-06
EP1069682A2 (en) 2001-01-17
KR100360360B1 (ko) 2002-11-13
DE60028300T2 (de) 2007-05-24
EP1069682A3 (en) 2003-08-13
KR20010029921A (ko) 2001-04-16
JP2001085955A (ja) 2001-03-30
JP3848512B2 (ja) 2006-11-22

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN1167363A (zh) 高频双频带振荡电路
CN1150669C (zh) 电压控制型振荡电路
CN1304580A (zh) 无源切换的振荡器输出电路
CN1111970C (zh) 超高频和甚高频共用调谐器
CN1305224C (zh) 利用锁相环路的控制电压的多频带发射和接收设备及方法
CN1479969A (zh) E/f类开关功率放大器
CN1808917A (zh) 接收电路与使用该接收电路的接收装置及接收系统
CN102487285B (zh) 无线通信装置
CN1866781A (zh) 无线通信机
CN1399814A (zh) 具有抗干扰度的多波段压控振荡器的方法和装置
CN1110126C (zh) 缓冲型高频调谐放大器
CN1551488A (zh) 通信半导体集成电路器件以及无线通信系统
CN100361398C (zh) 用于多频带射频装置的阻抗匹配电路
CN1082776C (zh) 放大器及使用该放大器的便携式电话机
CN103023431B (zh) 一种提高压控振荡器调谐范围以及相位噪声性能的方法
CN1134192C (zh) 频率可切换型缓冲回路
US6288615B1 (en) Switch-type oscillating circuit for providing isolation between first and second oscillating circuits
CN1178376C (zh) 多频带用电压控制振荡器
CN1751430A (zh) 振荡器电路
CN1222157C (zh) 电视调谐器
CN1172431C (zh) 三频带切换型振荡器
CN1505272A (zh) 利用分频器产生宽范围可调频率的装置
CN1297282A (zh) 多频带式压控振荡器
KR20010007383A (ko) 전환형 발진회로
Rohde et al. Ultra low noise low cost multi octave band VCO

Legal Events

Date Code Title Description
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C06 Publication
PB01 Publication
C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant
C19 Lapse of patent right due to non-payment of the annual fee
CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee