CN113383486B - 混合功率转换系统和方法 - Google Patents

混合功率转换系统和方法 Download PDF

Info

Publication number
CN113383486B
CN113383486B CN201980091111.9A CN201980091111A CN113383486B CN 113383486 B CN113383486 B CN 113383486B CN 201980091111 A CN201980091111 A CN 201980091111A CN 113383486 B CN113383486 B CN 113383486B
Authority
CN
China
Prior art keywords
power conversion
power
switch
converter
factor correction
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN201980091111.9A
Other languages
English (en)
Other versions
CN113383486A (zh
Inventor
朱辉斌
戴和平
叶立明
傅电波
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Huawei Digital Power Technologies Co Ltd
Original Assignee
Huawei Digital Power Technologies Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Huawei Digital Power Technologies Co Ltd filed Critical Huawei Digital Power Technologies Co Ltd
Publication of CN113383486A publication Critical patent/CN113383486A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN113383486B publication Critical patent/CN113383486B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/21—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/217—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0067—Converter structures employing plural converter units, other than for parallel operation of the units on a single load
    • H02M1/0077—Plural converter units whose outputs are connected in series
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0083—Converters characterised by their input or output configuration
    • H02M1/0093—Converters characterised by their input or output configuration wherein the output is created by adding a regulated voltage to or subtracting it from an unregulated input
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
    • H02M1/4208—Arrangements for improving power factor of AC input
    • H02M1/4283—Arrangements for improving power factor of AC input by adding a controlled rectifier in parallel to a first rectifier feeding a smoothing capacitor
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/06—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes without control electrode or semiconductor devices without control electrode
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)
  • Rectifiers (AREA)

Abstract

一种系统，包括第一功率转换装置和第二功率转换装置。第一功率转换装置和第一功率转换装置被配置为连接在ac源和负载之间。第二功率转换装置包括功率因数校正设备。该功率因数校正设备被配置为生成在宽范围内变化的输出电压，并且系统的输出电压主要通过调整功率因数校正设备的输出电压来调节。从ac源通过第二功率转换装置流向负载的功率是从ac源通过第一功率转换装置流向负载的功率的一小部分。

Description

混合功率转换系统和方法
技术领域
本公开涉及混合功率转换系统，在特定实施例中，涉及包括非稳压功率传递路径和稳压功率传递路径的混合功率转换系统。
背景技术
功率转换系统(例如电信功率系统)通常包括将功率从ac公用线路转换到48V dc配电总线的ac-dc级。传统的ac-dc级可以包括各种EMI滤波器、由四个二极管形成的桥式整流器、功率因数校正电路、以及隔离dc/dc功率转换器。桥式整流器将ac电压转换为全波整流dc电压。这样的全波整流dc电压为功率因数校正电路提供dc输入电压。功率因数校正电路可以通过使用包括升压转换器的功率转换器来实现。通过使用适当的控制电路，升压转换器能够将输入线路电流整形为正弦波并与ac输入源的正弦输入电压同相。因此，ac-dc级的功率因数可以接近于如各种国际标准所要求的一(unity)。
发明内容
通过提供用于提高功率转换效率的混合功率转换系统的本公开的优选实施例，通常可以解决或规避这些问题和其他问题，并且通常可以实现技术优点。
根据实施例，一种系统包括第一功率转换装置和第二功率转换装置。第一功率转换装置和第二功率转换装置被配置为连接在ac源和负载之间。第二功率转换装置包括功率因数校正设备。功率因数校正设备被配置为生成在宽范围内变化的输出电压，并且系统的输出电压主要通过调整该功率因数校正设备的输出电压来调节。从ac源通过第二功率转换装置流向负载的功率是从ac源通过第一功率转换装置流向负载的功率的一小部分。
在一些实施例中，第一功率转换装置包括级联连接的二极管整流器和第一隔离功率转换器。第二功率转换装置包括上述功率因数校正设备，并且其中，第一隔离功率转换器的输出与功率因数校正设备的输出串联连接。第一隔离功率转换器是三电平LLC转换器，该三电平LLC转换器包括第一初级开关网络、第一谐振回路、第一变压器、以及第一次级整流器。
在一些实施例中，第一功率转换装置包括级联连接的二极管整流器和第一隔离功率转换器。第二功率转换装置包括级联连接的功率因数校正设备和第二隔离功率转换器，并且其中，该第一隔离功率转换器的输出与第二隔离功率转换器的输出串联连接。系统的输出电压主要通过调整功率因数校正设备的输出电压来调节。系统的输出电压部分地通过在窄范围内调整第一隔离功率转换器的输出电压和在窄范围内调整第二隔离功率转换器的输出电压来稳定。
在一些实施例中，第一功率转换装置包括级联连接的二极管整流器和第一隔离功率转换器。第二功率转换装置包括级联连接的功率因数校正设备和第二隔离功率转换器，并且其中，该第一隔离功率转换器的输出与第二隔离功率转换器的输出并联连接。
在一些实施例中，第一功率转换装置包括级联连接的二极管整流器和第一混合功率转换器。第二功率转换装置包括级联连接的功率因数校正设备和第二隔离功率转换器，并且其中，该第一混合功率转换器的输出与第二隔离功率转换器的输出并联连接。第一混合功率转换器包括第一初级开关网络、第一变压器、第二初级开关网络、第二变压器、以及交错多桥电路。第一初级开关网络连接到第一变压器的初级绕组。第二初级开关网络连接到第二变压器的初级绕组。交错多桥电路连接到第一变压器的次级绕组和第二变压器的次级绕组。该交错电路包括：第一支路，该第一支路包括串联连接的第一开关和第二开关；第二支路，该第二支路包括串联连接的第三开关和第四开关；以及第三支路，该第三支路包括串联连接的第五开关和第六开关。第一变压器的次级绕组连接在第一开关和第二开关的公共节点与第三开关和第四开关的公共节点之间。第二变压器的次级绕组连接在第五开关和第六开关的公共节点与第三开关和第四开关的公共节点之间。
根据另一实施例，一种方法包括：将能量从ac电源通过第一功率转换装置传递到负载，其中，该第一功率转换装置是非稳压功率转换装置；将能量从ac电源通过第二功率转换装置传递到负载，其中，该第二功率转换装置是稳压功率转换装置。
该方法还包括：配置第一功率转换装置和第二功率转换装置，使得从ac电源通过第二功率转换装置流向负载的能量是从ac电源通过第一功率转换装置流向负载的能量的一小部分。
该方法还包括：在各种输入线路和输出负载条件下，配置第一功率转换装置，使得该第一功率转换装置的电感-电感-电容(inductor-inductor-capacitor，LLC)功率转换器在基本上等于该LLC功率转换器的谐振频率的开关频率下操作。
该方法还包括：监测ac电源的输出电压、从ac电源流出的电流、以及施加到负载的输出电压；通过调整流入第二功率转换装置的功率因数校正设备的输入电流，将功率因数调整为一；通过使功率因数校正设备的输出电压在宽范围内变化并使第二功率转换装置的LLC功率转换器的开关频率在窄范围内变化，来调节施加到负载的输出电压。
根据另一实施例，一种系统包括：非稳压功率转换装置，被配置为连接在ac源和负载之间；稳压功率转换装置，被配置为连接在ac源和负载之间。从ac源通过该稳压功率转换装置流向负载的功率是从ac源通过非稳压功率转换装置流向负载的功率的一小部分。
非稳压功率转换装置包括级联连接的二极管整流器和第一隔离功率转换器。稳压功率转换装置包括级联连接的功率因数校正设备和第二隔离功率转换器。该功率因数校正设备的输入与二极管整流器的输入并联连接。第一隔离功率转换器的输出与第二隔离功率转换器的输出串联连接。或者，第一隔离功率转换器的输出与第二隔离功率转换器的输出并联连接。
第一隔离功率转换器是电感-电感-电容(LLC)功率转换器。功率因数校正设备是三相升压功率因数校正转换器。
本公开的实施例的优点是：混合功率转换系统能够通过部分功率处理电路调节输出电压，从而改进功率转换系统的效率、可靠性、以及成本。
上述内容相当宽泛地概述了本公开的特征和技术优点，以可以更好地理解以下公开的具体实施方式。以下将描述本公开的附加特征和优点，其构成本公开的权利要求的主题。本领域技术人员应理解，所公开的概念和具体实施例可以容易地用作修改或设计用于实现本公开相同目的的其他结构或过程的基础。本领域技术人员还应理解，这种等同结构不偏离如所附权利要求中所阐述的本公开的精神和范围。
附图说明
为了更完整地理解本公开及其优点，现在结合附图参考以下描述，在附图中：
图1示出了根据本公开的各种实施例的混合功率转换系统；
图2示出了根据本公开的各种实施例的图1所示的混合功率转换系统的第一实施方式的框图；
图3示出了根据本公开的各种实施例的图1所示的混合功率转换系统的第二实施方式的框图；
图4示出了根据本公开的各种实施例的图1所示的混合功率转换系统的第三实施方式的框图；
图5示出了根据本公开的各种实施例的用于控制图1所示的混合功率转换系统的控制器的框图；
图6示出了根据本公开的各种实施例的功率因数校正设备的第一实施方式的示意图；
图7示出了根据本公开的各种实施例的功率因数校正设备的第二实施方式的示意图；
图8示出了根据本公开的各种实施例的二极管整流器的第一实施方式的示意图；
图9示出了根据本公开的各种实施例的二极管整流器的第二实施方式的示意图；
图10示出了根据本公开的各种实施例的三电平LLC功率转换器的第一实施方式的示意图；
图11示出了根据本公开的各种实施例的三电平LLC功率转换器的第二实施方式的示意图；
图12示出了根据本公开的各种实施例的第二功率转换装置的三电平LLC功率转换器的示意图；
图13示出了根据本公开的各种实施例的图1所示的混合功率转换系统的第四实施方式的框图；
图14示出了根据本公开的各种实施例的图1所示的混合功率转换系统的第五实施方式的框图；
图15示出了根据本公开的各种实施例的图13至图14所示的混合LLC功率转换器的第一实施方式的示意图；
图16示出了根据本公开的各种实施例的当次级绕组被配置为串联连接时，图15所示的混合LLC功率转换器的各种信号的时序图；
图17示出了根据本公开的各种实施例的当次级绕组被配置为并联连接时，图15所示的混合LLC功率转换器的各种信号的时序图；
图18示出了根据本公开的各种实施例的图13至图14所示的混合LLC功率转换器的第二实施方式的示意图；
图19示出了根据本公开的各种实施例的当次级绕组被配置为串联连接时，图18所示的混合LLC功率转换器的各种信号的时序图；
图20示出了根据本公开的各种实施例的当次级绕组被配置为并联连接时，图18所示的混合LLC功率转换器的各种信号的时序图；以及
图21示出了根据本公开的各种实施例的用于控制图1所示的混合功率转换系统的方法的流程图。
除非另有说明，否则不同图中对应的数字和符号通常指对应的部分。绘制这些图是为了清楚地示出各种实施例的相关方面，这些图不一定按比例绘制。
具体实施方式
下面将详细讨论当前优选实施例的作出和使用。然而，应理解，本公开提供了许多可以在多种特定上下文中实施的可应用的发明概念。所讨论的特定实施例仅仅是对作出和使用本公开的特定方式的说明，并且不限制本公开的范围。
将在特定上下文中(即混合功率转换系统中)参考优选实施例来描述本公开。然而，本公开也可以应用于各种功率转换系统。在下文中将参照附图详细阐述各种实施例。
图1示出了根据本公开的各种实施例的混合功率转换系统。混合功率转换系统连接在ac电源110和负载170之间。ac电源110可以是三相功率系统(例如公用电网)。负载170可以是半导体芯片、电池、下游功率转换器等。
混合功率转换系统包括第一功率转换装置101和第二功率转换装置102。在一些实施例中，第一功率转换装置101是非稳压功率转换装置。第二功率转换装置102是稳压功率转换装置。此外，第二功率转换装置102包括功率因数校正设备。第二功率转换装置102的功率因数校正设备被配置为使得：通过调整流入第二功率转换装置102的功率因数校正设备的输入电流，将混合功率转换系统的功率因数调整到大约等于一的水平。
在一些实施例中，第一功率转换装置101包括级联连接的二极管整流器和电感-电感-电容(LLC)功率转换器。由于第一功率转换装置101是非稳压功率转换装置，所以LLC功率转换器能够在基本上等于LLC功率转换器的谐振频率的开关频率下操作。由于二极管整流器和LLC功率转换器在基本上等于谐振频率的开关频率下操作，所以第一功率转换装置101是高效的功率转换装置。
为了实现单位功率因数，第二功率转换装置102的输入与第一功率转换装置101的输入并联连接(图1未示出但在图2中示出)。特别地，通过调整第二功率转换装置102的输入电流，可以相应地调整混合功率系统的功率因数。
为了实现稳定的输出电压，第二功率转换装置102的输出与第一功率转换装置101的输出串联连接或并联连接。特别地，通过调整第二功率转换装置102的输出电压，可以相应地调节混合功率系统的输出电压。
在操作中，为了实现高效率和单位功率因数，从ac电源110到负载170的功率通过如图1所示的箭头所指示的两条路线传递。在一些实施例中，从ac电源110通过第二功率转换装置102流向负载170的功率是从ac电源110通过第一功率转换装置101流向负载170的功率的一小部分。例如，只有大约10％的功率通过第二功率转换装置102。大部分功率(90％)通过第一功率转换装置101。
图2示出了根据本公开的各种实施例的图1所示的混合功率转换系统的第一实施方式的框图。混合功率转换系统100包括连接在ac电源110和负载170之间的第一功率转换装置101和第二功率转换装置102。
如图2所示，第一功率转换装置101的输入与第二功率转换装置102的输入并联连接，并且进一步连接到ac电源110的输出。ac电源110的输出具有三相，即相a、相b、以及相c。第一功率转换装置101的第一输入和第二功率转换装置102的第一输入连接到相a。ac电源110的输出电流Ia被分成分别流入第一功率转换装置101和第二功率转换装置102的两个电流。同样，ac电源110的输出电流Ib和Ic被分成分别流入第一功率转换装置101和第二功率转换装置102的两个电流。第一功率转换装置101的输出与第二功率转换装置102的输出串联连接，并且进一步连接到负载170。
如图2所示，第一电容Co1放置在第一功率转换装置101的输出处。第一电容Co1用于平滑第一功率转换装置101的输出电压。应注意，根据不同的应用和设计需要，第一电容Co1可以不包括在混合功率转换系统100中，或者第一电容Co1的电容值较小。第二电容Co2放置在第二功率转换装置102的输出处。第二电容Co2用于在第二功率转换装置102的输出处产生稳定且平滑的输出电压。
在一些实施例中，混合功率转换系统100可以包括连接在ac电源110和二极管整流器120之间的电磁干扰(electromagnetic interference，EMI)滤波器(未示出)。EMI滤波器用于降低高频噪声，该高频噪声可能导致与混合功率转换系统100的其他装置的干扰。由于使用了EMI滤波器，混合功率转换系统100可以满足各种EMI规定。
EMI滤波器可以包括多个无源组件，这些无源组件包括电容和电感。电感允许dc电流或低频电流通过，同时阻断不需要的高频电流。电容提供低阻抗路径，以转移来自EMI滤波器的不需要的高频电流或噪声。不需要的高频电流要么回到输入电源，要么流入地。在一些实施例中，EMI滤波器被设计为衰减差模噪声和共模噪声。EMI滤波器可以包括两个差模电感、两个共模电感、以及多个滤波电容。实现两个差模电感以及多个滤波电容以滤除混合功率转换系统100内的差模噪声。使用两个共模电感来滤除混合功率转换系统100内的共模噪声。
如图2所示，第一功率转换装置101包括在ac电源110和负载170之间级联连接的二极管整流器120和第一隔离功率转换器131。下面将参照图8至图9描述二极管整流器120的详细示意图。
在一些实施例中，第一隔离功率转换器131实现为三电平LLC功率转换器。在整个描述中，第一隔离功率转换器131也称为三电平LLC功率转换器。如图2所示，三电平LLC功率转换器131包括级联连接的初级网络130、第一变压器140、以及整流器150。
初级网络130包括多个开关和谐振回路。在一些实施例中，第一隔离功率转换器131被配置为非稳压功率转换器。多个开关的开关频率等于谐振回路的谐振频率。或者，根据设计需要和不同的应用，多个开关的开关频率可以在窄范围内变化，以帮助第二功率转换装置102调节混合功率转换系统100的输出电压。下面将参照图10至图11描述三电平LLC功率转换器131的初级网络130的详细示意图。
第一变压器140在第一隔离功率转换器131的初级侧和次级侧之间提供电隔离。根据实施例，第一变压器140可以由两个变压器绕组(即初级变压器绕组和次级变压器绕组)形成。或者，第一变压器140可以具有中心抽头次级绕组，从而具有三个变压器绕组，包括初级变压器绕组、第一次级变压器绕组、以及第二次级变压器绕组。应注意，此处和整个描述中所示的变压器仅仅是示例，不应当不适当地限制权利要求的范围。本领域普通技术人员将认识到许多变化、替代、以及修改。例如，第一变压器140还可以包括各种偏置绕组和栅极驱动辅助绕组。
整流器150将从第一变压器140的输出接收的交替极性波形转换为单极性波形。整流器150可以由两对开关元件(例如，n型金属氧化物半导体(n-type metal oxidesemiconductor，NMOS)晶体管)形成。或者，整流器150可以由两对二极管形成。此外，整流器150可以由其他类型的可控器件形成，例如金属氧化物半导体场效应晶体管(metal oxidesemiconductor field effect transistor，MOSFET)器件、双极结晶体管(bipolarjunction transistor，BJT)器件、超结晶体管(super junction transistor，SJT)器件、绝缘栅双极晶体管(insulated gate bipolar transistor，IGBT)器件等。整流器150的详细操作和结构在本领域中是公知的，因此在此不进行讨论。
在一些实施例中，三电平LLC功率转换器131被配置为非稳压功率转换器，该非稳压功率转换器在基本上等于三电平LLC功率转换器131的谐振频率的开关频率下操作。二极管整流器120是高效整流器。因此，第一功率转换装置101是ac电源110和负载170之间的高效率功传递路径。
应注意，三电平LLC功率转换器仅仅是示例，不应当不适当地限制权利要求的范围。本领域普通技术人员将认识到许多变化、替代、以及修改。第一隔离功率转换器131可以实现为任何合适的隔离转换器，例如反激转换器、正激转换器、推挽转换器、半桥转换器、全桥转换器、以及其任何组合等。
第二功率转换装置102包括功率因数校正设备160。如图2所示，三电平LLC功率转换器131的输出与功率因数校正设备160的输出串联连接。功率因数校正设备160可以实现为任何合适的功率因数校正转换器，例如有源升压功率因数校正整流器、维也纳整流器(Vienna rectifier)等。下面将参照图6至图7描述功率因数校正设备160的详细示意图。
图2还示出了控制器111。在一些实施例中，控制器111实现为闭环调节控制单元。如图2所示，控制器111可以检测混合功率转换系统100的输出两端的电压Vo、馈入混合功率转换系统的输入电压Va、Vb以及Vc和输入电流Ia、Ib、以及Ic。基于检测到的电压和电流，控制器111生成栅极驱动信号以控制功率因数校正设备160和/或初级网络130的开关的通/断。
在一些实施例中，控制器111生成栅极驱动信号以控制功率因数校正设备160的开关的通/断，从而调整混合功率转换系统100的功率因数并调节混合功率转换系统100的输出电压。在替代实施例中，控制器111生成栅极驱动信号以控制功率因数校正设备160的开关以及初级网络130的开关的通/断。换言之，混合功率转换系统100的输出电压的调节依赖于功率因数校正设备160和三电平LLC功率转换器131。在一些实施例中，初级网络130的开关的开关频率可以在窄范围内(例如，三电平LLC功率转换器131的谐振回路的谐振频率的+/-5％)调整。调整初级网络130的开关的开关频率有助于调节混合功率转换系统100的输出电压。
在操作中，从ac电源110到负载170的功率在第一功率转换装置101和第二功率转换装置102之间不均匀分布。在一些实施例中，从ac电源110通过第二功率转换装置102流向负载170的功率是从ac电源110通过第一功率转换装置101流向负载170的功率的一小部分。在一些实施例中，流经第一功率转换装置101的功率与流经第二功率转换装置102的功率的比率等于9：1。
在操作中，调整功率因数校正设备160的输入电流，使得混合功率转换系统100的功率因数接近单位功率因数(1)。此外，在适当控制方案(例如占空比控制)下，控制功率因数校正设备160以使得在输出电容Co2两端具有可调整的输出电压。由于来自功率因数校正设备160的输出可调，所以可以相应地调节混合功率转换系统100的输出电压。
上述系统配置的一个有利特征是混合功率转换系统100能够实现高效率和严格稳压。特别地，三电平LLC功率转换器131可以实现为在固定开关频率(例如，LLC谐振转换器的谐振频率)下操作的非稳压LLC谐振转换器或具有在窄范围内变化的开关频率的半稳压LLC谐振转换器。作为结果，LLC谐振转换器可以通过初级开关的零电压开关和次级开关的零电压开关和/或零电流开关来实现高效率。另一方面，通过调整第二功率转换装置102的输出电压，混合功率转换系统100被严格稳压。
图3示出了根据本公开的各种实施例的图1所示的混合功率转换系统的第二实施方式的框图。除了第二功率转换装置102包括第二隔离功率转换器136之外，混合功率转换系统200类似于图2所示的混合功率转换系统100。如图3所示，功率因数校正设备160和第二隔离功率转换器136在ac电源110和负载170之间级联连接。第二隔离功率转换器136的输出与第一隔离功率转换器131的输出并联连接。第二隔离功率转换器136的结构类似于第一隔离功率转换器131，因此，为了避免重复，在此不再进行讨论。
图3还示出了控制器111。在一些实施例中，控制器111实现为闭环调节控制单元。控制器111可以检测混合功率转换系统100的输出两端的电压Vo、馈入混合功率转换系统的输入电压Va、Vb、以及Vc和输入电流Ia、Ib、以及Ic。基于检测到的电压和电流，控制器111生成栅极驱动信号以控制功率因数校正设备160、初级网络135、和/或初级网络130的开关的通/断。
在一些实施例中，控制器111生成栅极驱动信号以控制功率因数校正设备160的开关和初级网络135的开关的通/断。控制功率因数校正设备160，以将可变的dc母线电压施加到第二隔离功率转换器136。控制初级网络135，以调节混合功率转换系统的输出电压。应注意，通过调整初级网络135的开关频率来调整初级网络135的电压。由于初级网络135的输入电压是可变电压，所以初级网络135的开关的开关频率可以在窄范围内变化。还应注意，为了更好地调节混合功率转换系统的输出电压，初级网络130的开关的开关频率可在窄范围内变化，以帮助第二隔离功率转换器136调节混合功率转换系统的输出电压。
图4示出了根据本公开的各种实施例的图1所示的混合功率转换系统的第三实施方式的框图。除了第二隔离功率转换器136的输出与第一隔离功率转换器131的输出串联连接之外，混合功率转换系统300类似于图3所示的混合功率转换系统200。
在操作中，功率因数校正设备160用于实现单位功率因数和施加到第二隔离功率转换器136的输入的可变母线电压。第二隔离功率转换器136用于调整输出电容Co2两端的电压，从而调节混合功率转换系统300的输出电压。
图4还示出了控制器111。图4所示的控制器111类似于图3所示的控制器111，因此不再进行讨论。
图5示出了根据本公开的各种实施例的用于控制图1所示的混合功率转换系统的控制器的框图。控制器111可以检测混合功率转换系统的输出两端的电压Vo、馈入混合功率转换系统的输入电压Va、Vb、以及Vc和输入电流Ia、Ib、以及Ic。基于检测到的电压和电流，控制器111生成栅极驱动信号以控制功率因数校正设备160和/或初级网络(例如，初级网络130和初级网络135)的开关的通/断。
通过感测总输入电流(例如，Ia、Ib、以及Ic)和调节功率因数校正设备160，在闭环中控制混合功率转换系统的功率因数。主要通过在宽范围内调整功率因数校正设备160的输出电压来调节混合功率转换系统的输出电压。在一些实施例中，宽范围意味着输出电压从Vmin到Vmax变化。Vmax等于Vmin的两倍。在调节混合功率转换系统的输出电压的过程中，可以在窄范围内调整初级网络130和初级网络135。更具体地，初级网络130和初级网络135可以是其各自的LLC功率转换器的一部分。可以在窄范围内调整初级网络130和初级网络135的开关频率，以调整初级网络130和初级网络135的输出电压。例如，初级网络130和初级网络135的开关频率可以在谐振频率的大约95％到谐振频率的大约105％的范围内调整。这样的窄开关频率范围有助于提高混合功率转换系统的效率。
在一些实施例中，控制器111可以被配置为使得混合功率转换系统以七种不同的电压调节模式操作。在第一电压调节模式中，调整功率因数校正设备160，以使输出电压在宽范围内变化。调整初级网络130和初级网络135，以使初级网络130和初级网络135的输出电压在窄范围内变化。第一电压调节模式适用于图3至图4所示的混合功率转换系统。
在第二电压调节模式中，调整功率因数校正设备160，以具有宽范围输出电压。初级网络130在固定的开关频率下操作(例如，在谐振频率下操作)，并且三电平LLC功率转换器131的输出电压是固定的。调整初级网络135，以使初级网络135的输出电压在窄范围内变化。第二电压调节方式适用于图3至图4所示的混合功率转换系统。
在第三电压调节模式中，调整功率因数校正设备160，以具有宽范围输出电压。初级网络135在固定开关频率下操作(例如，在谐振频率下操作)。调整初级网络130，以使初级网络130的输出电压在窄范围内变化。第三电压调节方式适用于图3至图4所示的混合功率转换系统。
在第四电压调节模式中，调整功率因数校正设备160，以具有宽范围输出电压。初级网络130和初级网络135都在固定的开关频率下操作(例如，在谐振频率下操作)。第四电压调节模式适用于图3至图4所示的混合功率转换系统。
在第五电压调节模式中，调整功率因数校正设备160，以具有宽范围输出电压。初级网络130在固定的开关频率下操作(例如，在谐振频率下操作)，并且三电平LLC功率转换器131的输出电压是固定的。调整初级网络135，以使初级网络135的输出电压在宽范围内变化。第五电压调节方式适用于图3至图4所示的混合功率转换系统。
在第六电压调节模式中，调整功率因数校正设备160，以具有宽范围输出电压。初级网络130在固定的开关频率下操作(例如，在谐振频率下操作)，并且三电平LLC功率转换器131的输出电压是固定的。第六电压调节模式适用于图2所示的混合功率转换系统。
在第七电压调节模式中，调整功率因数校正设备160，以具有宽范围输出电压。调整初级网络130，以使初级网络130的输出电压在窄范围内变化。第七电压调节模式适用于图2所示的混合功率转换系统。
还应注意，虽然图5示出了控制器111用于生成用于混合功率转换系统的栅极信号，但本领域技术人员将认识到，可以存在用于实现控制器111的功能的各种替代方案。例如，控制器111可以由分立组件代替。此外，可以存在一个专用驱动器或多个专用驱动器，耦合在控制器111和混合功率转换系统的开关之间。
图6示出了根据本公开的各种实施例的功率因数校正设备的第一实施方式的示意图。功率因数校正设备160实现为三相升压功率因数校正转换器。功率因数校正设备160包括分别连接到ac电源的三相的三个升压转换器。第一升压转换器包括第一电感La、第一开关S11、以及第二开关S12。第一开关S11和第二开关S12在输出电容Co的正负极端之间串联连接。第一电感La连接在输入端Va与第一开关S11和第二开关S12的公共节点之间。
第二升压转换器包括第二电感Lb、第三开关S13、以及第四开关S14。第三开关S13和第四开关S14在输出电容Co的正负极端之间串联连接。第二电感Lb连接在输入端Vb与第三开关S13和第四开关S14的公共节点之间。
第三升压转换器包括第三电感Lb、第五开关S15、以及第六开关S16。第五开关S15和第六开关S16在输出电容Co的正负极端之间串联连接。第三电感Lc连接在输入端Vc与第五开关S15和第六开关S16的公共节点之间。三相升压功率因数校正转换器的工作原理是公知的，因此在此不进行讨论。
根据实施例，开关(例如，开关S11至开关S16)可以是IGBT器件。或者，开关元件可以是任何可控开关，例如MOSFET器件、IGCT器件、GTO器件、SCR器件、JFET器件、MCT器件等。
应注意，当开关S11至开关S16由MOSFET器件实现时，开关S11至开关S16的体二极管(body diode)可用于提供续流通道。另一方面，当开关S11至开关S16由IGBT器件实现时，需要将单独的续流二极管与该续流二极管对应的开关并联。
如图6所示，需要二极管D11、D12、D13、D14、D15、以及D16来提供反向导通路径。换言之，二极管D11至二极管D16是反并联二极管。在一些实施例中，二极管D11至二极管D16与其各自的IGBT器件共封装。在替代实施例中，二极管D11至二极管D16放置在其各自的IGBT器件之外。
还应注意，虽然图6示出了每个双向开关由反并联连接的二极管和IGBT器件形成，但本领域普通技术人员将认识到许多变化、替代、以及修改。例如，可以通过一些新的半导体开关(例如反并联逆阻型IGBT布置)来实现双向开关。此处对IGBT器件的讨论适用于本公开的其他IGBT器件。
图7示出了根据本公开的各种实施例的功率因数校正设备的第二实施方式的示意图。功率因数校正设备160实现为三相中性点箝位(neutral-point clamped，NPC)升压功率因数校正转换器。功率因数校正设备160包括分别连接到ac电源110的三相的三个NPC升压转换器。两个输出电容Co1和Co2在功率因数校正设备160的输出端之间串联连接。
第一NPC升压转换器包括第一电感La、四个开关S11至S14、以及两个二极管D15至D16。开关S11至开关S14在Co1的正极端和Co2的负极端之间串联连接。第一电感La连接在输入端Va与开关S12和开关S13的公共节点之间。二极管D15和二极管D16在开关S11和开关S12的公共节点与开关S13和开关S14的公共节点之间串联连接。
第二NPC升压转换器包括第二电感Lb、四个开关S21至S24、以及两个二极管D25至D26。开关S21至开关S24在Co1的正极端和Co2的负极端之间串联连接。第二电感Lb连接在输入端Vb与开关S22和开关S23的公共节点之间。二极管D25和二极管D26在开关S21和开关S22的公共节点与开关S23和开关S24的公共节点之间串联连接。
第三NPC升压转换器包括第三电感Lc、四个开关S31至S34、以及两个二极管D35至D36。开关S31至开关S34在Co1的正极端和Co2的负极端之间串联连接。第三电感Lc连接在输入端Vc与开关S32和开关S33的公共节点之间。二极管D35和二极管D36在开关S31和开关S32的公共节点与开关S33和开关S34的公共节点之间串联连接。
二极管D15至二极管D16的公共节点、二极管D25至二极管D26的公共节点、以及二极管D35至二极管D36的公共节点连接在一起，并进一步连接到输出电容Co1和Co2的公共节点。三相NPC升压功率因数校正转换器的工作原理是公知的，因此在此不进行讨论。
根据实施例，开关(例如，开关S11至S14、开关S21至开关S24、以及开关S31至开关S34)可以是IGBT器件。或者，开关元件可以是任何可控开关，例如MOSFET器件、IGCT器件、GTO器件、SCR器件、JFET器件、MCT器件等。
图8示出了根据本公开的各种实施例的二极管整流器的第一实施方式的示意图。二极管整流器120将ac输入波形转换为脉动的dc波形。电容C120用于减小脉动dc波形的纹波含量。
二极管整流器120包括六个二极管。这六个二极管组成三条支路。第一支路包括在输出电容C120的正极端和负极端之间串联连接的二极管D121和二极管D124。二极管D121和二极管D124的公共节点连接到输入端Va。第二支路包括在输出电容C120的正极端和负极端之间串联连接的二极管D122和二极管D125。二极管D122和二极管D125的公共节点连接到输入端Vb。第三支路包括在输出电容C120的正极端和负极端之间串联连接的二极管D123和二极管D126。二极管D123和二极管D126的公共节点连接到输入端Vc。三相二极管整流器的工作原理是公知的，因此在此处不进行讨论。
图9示出了根据本公开的各种实施例的二极管整流器的第二实施方式的示意图。除了二极管被相应的开关S121至开关S126替代之外，图9所示的整流器类似于图8所示的整流器。在操作中，控制开关S121至开关S126的栅极，使得开关S121至开关S126模拟图8所示的各个二极管的操作。图9所示整流器的一个有利特征是开关S121至开关S126可以帮助降低由二极管D121至二极管D126的正向压降引起的导通损耗。
图10示出了根据本公开的各种实施例的三电平LLC功率转换器的第一实施方式的示意图。三电平LLC功率转换器131包括初级网络130、变压器140、以及整流器150。初级网络130包括开关网络和谐振回路。如图10所示，开关网络、谐振回路、变压器140、以及整流器150彼此耦合并且级联连接。
开关网络包括在输入电容C131的正极端和输入电容C132的负极端之间串联连接的开关S131、S132、S133、以及S134。开关S132和开关S133的公共节点连接到电容C131和电容C132的公共节点。开关S131和开关S132的公共节点通过谐振回路连接到变压器140的第一端。开关S133和开关S134的公共节点连接到变压器140的第二端。
可以以各种方式实现谐振回路。例如，谐振回路包括串联谐振电感Lr1、并联谐振电感Lm、以及串联谐振电容Cr1。
串联谐振电感和并联谐振电感可以作为外部电感来实现。本领域技术人员将认识到可能存在许多变化、替代、以及修改。例如，串联谐振电感可以实现为变压器140的漏感。
总之，谐振回路包括三个关键谐振元件，即串联谐振电感、串联谐振电容、以及并联谐振电感。这样的配置通常称为LLC谐振转换器。根据LLC谐振转换器的工作原理，在大约等于谐振回路的谐振频率的开关频率下，谐振回路有助于实现初级侧开关元件的零电压开关和次级侧开关元件的零电流开关。
变压器140可以由两个变压器绕组(即如图10所示的初级变压器绕组NP1和次级变压器绕组NS1)形成。或者，变压器140可以具有中心抽头次级绕组，从而具有三个变压器绕组，包括初级变压器绕组、第一次级变压器绕组、以及第二次级变压器绕组。整流器150将从变压器140的输出接收的交替极性波形转换为单极性波形。整流器150包括四个二极管D231至D234。
图11示出了根据本公开的各种实施例的三电平LLC功率转换器的第二实施方式的示意图。除了整流器150的二极管被相应的开关S231至开关S234替代之外，图11所示的三电平LLC功率转换器类似于图10所示的三电平LLC功率转换器131。在操作中，控制开关S231至开关S234的栅极，使得开关S231至开关S234模拟图10所示的各个二极管的操作。图11所示的三电平LLC功率转换器的一个有利特征是开关S231至开关S234可以帮助降低由二极管的正向压降引起的导通损耗。
图12示出了根据本公开的各种实施例的第二功率转换装置的三电平LLC功率转换器的示意图。三电平LLC功率转换器136是在第二功率转换装置102中使用的隔离功率转换器。如图12所示，三电平LLC功率转换器136类似于图10所示的三电平LLC功率转换器131，因此，为了避免重复，在此不进行讨论。
图13示出了根据本公开的各种实施例的图1所示的混合功率转换系统的第四实施方式的框图。除了第一隔离功率转换器实现为混合LLC功率转换器132之外，混合功率转换系统1300类似于图3所示的混合功率转换系统200。如图13所示，混合LLC功率转换器132包括第一初级网络130、第一变压器140、第二初级网络180、第三变压器141、以及交错多桥电路190。
第一初级网络130连接到第一变压器140的初级绕组。第二初级网络180连接到第三变压器141的初级绕组。交错多桥电路190连接到第一变压器140的次级绕组和第三变压器141的次级绕组。下面将参照图15和图18描述混合LLC功率转换器132的详细示意图。
应注意，图13所示的初级网络135可以实现为任何合适的功率转换器。初级网络135可以实现为三电平LLC功率转换器。或者，根据不同的应用和设计需要，初级网络135、变压器145、以及整流器155可以形成移相全桥功率转换器。功率因数校正设备160被配置为提供馈入移相全桥功率转换器的可变母线电压。移相全桥功率转换器被配置为调节施加到负载170的输出电压。
图13还示出了控制器111。在一些实施例中，控制器111实现为闭环调节控制单元。控制器111可以检测混合功率转换系统1300的输出两端的电压Vo、馈入混合功率转换系统的输入电压Va、Vb、以及Vc和输入电流Ia、Ib、以及Ic。基于检测到的电压和电流，控制器111生成栅极驱动信号以控制功率因数校正设备160和/或初级网络130、初级网络180、以及初级网络135的开关的通/断。
在一些实施例中，控制器111生成栅极驱动信号以控制功率因数校正设备160的开关的通/断，从而调整混合功率转换系统1300的功率因数并调节混合功率转换系统1300的输出电压。在替代实施例中，控制器111生成栅极驱动信号以控制功率因数校正设备160的开关和初级网络130、初级网络180、以及初级网络135的开关的通/断。初级网络的开关的开关频率可以在窄范围内调整(例如，谐振回路的谐振频率的+/-5％)。调整初级网络的开关的开关频率有助于调节混合功率转换系统1300的输出电压。应注意，上面参照图5讨论的控制方案适用于混合功率转换系统1300。
图14示出了根据本公开的各种实施例的图1所示的混合功率转换系统的第五实施方式的框图。除了第二隔离功率转换器136的输出与第一隔离功率转换器131的输出串联连接之外，混合功率转换系统1400类似于图13所示的混合功率转换系统1300。
类似于图13所示，图14的功率因数校正设备160被配置为提供馈入移相全桥功率转换器的可变母线电压。移相全桥功率转换器被配置为调节施加到负载170的输出电压。
图14还示出了控制器111。图14所示的控制器111类似于图13所示的控制器111，因此不再进行讨论。应注意，上面参照图5讨论的控制方案适用于混合功率转换系统1400。
图15示出了根据本公开的各种实施例的图13至图14所示的混合LLC功率转换器的第一实施方式的示意图。如图15所示，混合LLC功率转换器包括两个变压器T1和T3。变压器T1的初级侧连接到第一三电平LLC功率转换器的初级侧。同样，变压器T3的初级侧连接到第二三电平LLC功率转换器的初级侧。已经在上面参照图10对三电平LLC功率转换器的初级侧进行了描述，因此在此不进行讨论。
变压器T1的次级侧和变压器T3的次级侧连接到交错多桥电路151。如图15所示，交错多桥电路151的输入分别连接到次级绕组NS1和次级绕组NS3。交错多桥电路151的输出连接到输出电容C150。
如图15所示，交错多桥电路151包括三个支路。第一支路包括串联连接的第一二极管D151和第二二极管D152。第二支路包括串联连接的第三二极管D153和第四二极管D154。第三支路包括串联连接的第五二极管D155和第六二极管D156。第一变压器T1的次级绕组NS1连接在第一二极管D151和第二二极管D152的公共节点与第三二极管D153和第四二极管D154的公共节点之间。第二变压器T3的次级绕组NS3连接在第五二极管D155和第六二极管D156的公共节点与第三二极管D153和第四二极管D154的公共节点之间。
在操作中，根据两个三电平LLC功率转换器之间的相移，次级绕组NS1和次级绕组NS3并联连接或串联连接。当初级网络130的开关和初级网络180的开关之间的相移等于零度时，次级绕组NS1和次级绕组NS3串联连接。在一个周期的前半部分，二极管D151和二极管D156导通。在该周期的后半部分，二极管D152和二极管D155导通。另一方面，当初级网络130的开关和初级网络180的开关之间的相移等于180度时，次级绕组NS1和次级绕组NS3并联连接。在一个周期的前半部分，二极管D151和二极管D154导通以将功率从次级绕组NS1传递到负载。二极管D155和二极管D154导通以将次级绕组NS3的功率传递到负载。在该周期的后半部分，二极管D152和二极管D153导通以将功率从次级绕组NS1传递到负载。二极管D153和二极管D156导通以将次级绕组NS3的功率传递到负载。
图16示出了根据本公开的各种实施例的当次级绕组被配置为串联连接时，图15所示的混合LLC功率转换器的各种信号的时序图。可以有六个垂直轴。第一垂直轴Y1表示开关S131和开关S134的栅极驱动信号。第二垂直轴Y2表示开关S132和开关S133的栅极驱动信号。第三垂直轴Y3表示开关S181和开关S184的栅极驱动信号。第四垂直轴Y4表示开关S182和开关S183的栅极驱动信号。第五垂直轴Y5表示图15所示节点A和节点B之间的电压。第六垂直轴Y6表示图15所示节点B和节点C之间的电压。
混合LLC功率转换器的开关周期是从时刻t0到时刻t2。前半周期是从时刻t0到时刻t1。后半周期是从时刻t1到时刻t2。在前半周期中，开关S131和开关S134的导通与开关S181和开关S184的导通同步。换言之，两个三电平LLC功率转换器之间的相移等于零度。电压VAB和电压VBC同相。换言之，电压VAB和电压VBC相加在一起，然后馈送到如图15所示的输出电容C150。
在后半周期中，开关S132和开关S133的导通与开关S182和开关S183的导通同步。两个三电平LLC功率转换器之间的相移等于零度。电压VAB和电压VBC同相。电压VAB和电压VBC相加在一起，然后馈送到输出电容C150。
图17示出了根据本公开的各种实施例的当次级绕组被配置为并联连接时，图15所示的混合LLC功率转换器的各种信号的时序图。可以有六个垂直轴。第一垂直轴Y1表示开关S131和开关S134的栅极驱动信号。第二垂直轴Y2表示开关S132和开关S133的栅极驱动信号。第三垂直轴Y3表示开关S181和开关S184的栅极驱动信号。第四垂直轴Y4表示开关S182和开关S183的栅极驱动信号。第五垂直轴Y5表示图15所示的节点A和节点B之间的电压。第六垂直轴Y6表示图15所示的节点B和节点C之间的电压。
混合LLC功率转换器的开关周期是从时刻t0到时刻t2。前半周期是从时刻t0到时刻t1。后半周期是从时刻t1到时刻t2。在前半周期中，开关S131和开关S134的导通与开关S182和开关S183的导通同步。换言之，两个三电平LLC功率转换器之间的相移等于180度。电压VAB和电压VBC异相。回到图15，当电压VAB和电压VBC异相时，次级绕组NS1和次级绕组NS3并联。VAB通过二极管D151和二极管D154施加到输出电容C150。VBC通过二极管D155和二极管D154施加到输出电容C150。
在后半周期中，开关S132和开关S133的导通与开关S181和开关S184的导通同步。两个三电平LLC功率转换器之间的相移等于180度。电压VAB和电压VBC异相。回到图15，次级绕组NS1和次级绕组NS3并联。VAB通过二极管D153和二极管D152施加到输出电容C150。VBC通过二极管D153和二极管D156施加到输出电容C150。
图18示出了根据本公开的各种实施例的图13至图14所示的混合LLC功率转换器的第二实施方式的示意图。除了交错多桥电路151的二极管被相应的开关替代之外，图18所示的混合LLC功率转换器类似于图15所示的混合LLC功率转换器。
如图18所示，交错多桥电路包括三个支路。第一支路包括串联连接的第一开关S151和第二开关S152。第二支路包括串联连接的第三开关S153和第四开关S154。第三支路包括串联的第五开关S155和第六开关S156。第一变压器T1的次级绕组NS1连接在第一开关S151和第二开关S152的公共节点与第三开关S153和第四开关S154的公共节点之间。第二变压器T3的次级绕组NS3连接在第五开关S155和第六开关S156的公共节点与第三开关S153和第四开关S154的公共节点之间。将参照图19至图20描述交错多桥电路的工作原理。
图19示出了根据本公开的各种实施例的当次级绕组被配置为串联连接时，图18所示的混合LLC功率转换器的各种信号的时序图。可以有八个垂直轴。第一垂直轴Y1表示开关S131和开关S134的栅极驱动信号。第二垂直轴Y2表示开关S132和开关S133的栅极驱动信号。第三垂直轴Y3表示开关S181和开关S184的栅极驱动信号。第四垂直轴Y4表示开关S182和开关S183的栅极驱动信号。第五垂直轴Y5表示如图18所示的节点A和节点B之间的电压。第六垂直轴Y6表示图18所示节点B和节点C之间的电压。第七垂直轴Y7表示开关S151和开关S156的栅极驱动信号。第八垂直轴Y8表示开关S152和开关S155的栅极驱动信号。
混合LLC功率转换器的开关周期是从时刻t0到时刻t2。前半周期是从时刻t0到时刻t1。后半周期是从时刻t1到时刻t2。在前半周期中，开关S131和开关S134的导通与开关S181和开关S184的导通同步。换言之，两个三电平LLC功率转换器之间的相移等于零度。电压VAB和电压VBC同相。电压VAB和电压VBC相加在一起，然后通过开关S151和开关S156馈送到输出电容C150。如图19所示，从时刻t0到时刻t1，开关S151和开关S156导通。
在后半周期中，开关S132和开关S133的导通与开关S182和开关S183的导通同步。两个三电平LLC功率转换器之间的相移等于零度。电压VAB和电压VBC同相。电压VAB和电压VBC相加在一起，然后通过开关S152和开关S155馈送到输出电容C150。如图19所示，从时刻t1到时刻t2，开关S152和开关S155导通。应注意，在图19所示的系统配置期间，开关S153和开关S154总是断开。
图20示出了根据本公开的各种实施例的当次级绕组被配置为并联连接时，图18所示的混合LLC功率转换器的各种信号的时序图。可以有八个垂直轴。第一垂直轴Y1表示开关S131和开关S134的栅极驱动信号。第二垂直轴Y2表示开关S132和开关S133的栅极驱动信号。第三垂直轴Y3表示开关S181和开关S184的栅极驱动信号。第四垂直轴Y4表示开关S182和开关S183的栅极驱动信号。第五垂直轴Y5表示图18所示的节点A和节点B之间的电压。第六垂直轴Y6表示图18所示的节点B和节点C之间的电压。第七垂直轴Y7表示开关S151和开关S156的栅极驱动信号。第八垂直轴Y8表示开关S152和开关S155的栅极驱动信号。
混合LLC功率转换器的开关周期是从时刻t0到时刻t2。前半周期是从时刻t0到时刻t1。后半周期是从时刻t1到时刻t2。在前半周期中，开关S131和开关S134的导通与开关S182和开关S183的导通同步。换言之，两个三电平LLC功率转换器之间的相移等于180度。电压VAB和电压VBC异相。回到图18，次级绕组NS1和次级绕组NS3并联。VAB通过开关S151和开关S154施加到输出电容C150。VBC通过开关S155和开关S154施加到输出电容C150。
在后半周期中，开关S132和开关S133的导通与开关S181和开关S184的导通同步。两个三电平LLC功率转换器之间的相移等于180度。电压VAB和电压VBC异相。回到图18，次级绕组NS1和次级绕组NS3并联。VAB通过开关S153和开关S152施加到输出电容C150。VBC通过开关S153和开关S156施加到输出电容C150。
图21根据本公开的各种实施例的用于控制图1所示的混合功率转换系统的方法的流程图。图21所示的流程图仅仅是示例，不应当不适当地限制权利要求的范围。本领域普通技术人员将认识到许多变化、替代、以及修改。例如，可以添加、删除、替换、重新排列、以及重复图21所示的各种步骤。
一种混合功率转换系统，包括连接在ac源和负载之间的第一功率转换装置和第二功率转换装置。第一功率转换装置的输入与第二功率转换装置的输入并联连接。第一功率转换装置的输出与第二功率转换装置的输出串联连接或并联连接。
在步骤2102，第一功率转换装置被配置为非稳压功率转换器。第一功率转换装置包括在固定开关频率下操作的LLC功率转换器。
在步骤2104，第二功率转换装置被配置为稳压功率转换器。第二功率转换装置包括功率因数校正转换器和稳压功率转换器。使用功率因数校正转换器实现混合功率转换系统的单位功率因数。此外，功率因数校正转换器能够为稳压功率转换器提供可变母线电压。使用稳压功率转换器以调整该稳压功率转换器的输出电压，从而调节混合功率转换系统的输出电压。
在步骤2106，第一功率转换装置的输出与第二功率转换装置的输出串联连接。或者，第一功率转换装置的输出与第二功率转换装置的输出并联连接。
虽然已经详细描述了本公开的实施例及其优点，但应理解，在不脱离由所附权利要求定义的本公开的精神和范围的情况下，可以对本文进行各种变化、替换、以及更改。
此外，本申请的范围不旨在受限于本说明书中描述的过程、机器、制造、物质组成、方式、方法、以及步骤的特定实施例。本领域普通技术人员将从本公开的内容中轻易地了解到，可以根据本公开来使用执行与本文描述的对应实施例基本相同的功能或实现与本文描述的对应实施例基本相同的结果的目前存在的或以后将开发的过程、机器、制造、物质成分、方式、方法、或步骤。因此，所附权利要求旨在将这样的过程、机器、制造、物质组合物、装置、方法或步骤包括在其范围内。因此，说明书和附图被简单地视为如所附权利要求所定义的本公开的说明，并且将覆盖落入本公开范围内的任何和所有修改、变化、组合、或等同物。

Claims (11)

1.一种混合功率转换系统，包括：
第一功率转换装置，被配置为连接在ac源和负载之间；以及
第二功率转换装置，被配置为连接在所述ac源和所述负载之间，其中：
所述第二功率转换装置包括功率因数校正设备，并且其中，所述功率因数校正设备被配置为生成在宽范围内变化的输出电压，并且所述系统的输出电压主要通过调整所述功率因数校正设备的所述输出电压来调节；以及
从所述ac源通过所述第二功率转换装置流向所述负载的功率是从所述ac源通过所述第一功率转换装置流向所述负载的功率的一小部分。
2.根据权利要求1所述的混合功率转换系统，其中：
所述第一功率转换装置包括级联连接的二极管整流器和第一隔离功率转换器；以及
所述第二功率转换装置包括所述功率因数校正设备，并且其中，所述第一隔离功率转换器的输出与所述功率因数校正设备的输出串联连接。
3.根据权利要求2所述的混合功率转换系统，其中：
所述第一隔离功率转换器是三电平LLC转换器，所述三电平LLC转换器包括第一初级开关网络、第一谐振回路、第一变压器、以及第一次级整流器。
4.根据权利要求1所述的混合功率转换系统，其中：
所述第一功率转换装置包括级联连接的二极管整流器和第一隔离功率转换器；以及
所述第二功率转换装置包括级联连接的所述功率因数校正设备和第二隔离功率转换器，并且其中，所述第一隔离功率转换器的输出与所述第二隔离功率转换器的输出串联连接，并且其中，所述系统的所述输出电压主要通过调整所述功率因数校正设备的所述输出电压、部分地通过在窄范围内调整所述第一隔离功率转换器的输出电压、以及部分地通过在窄范围内调整所述第二隔离功率转换器的输出电压来调节。
5.根据权利要求1所述的混合功率转换系统，其中：
所述第一功率转换装置包括级联连接的二极管整流器和第一隔离功率转换器；以及
所述第二功率转换装置包括级联连接的所述功率因数校正设备和第二隔离功率转换器，并且其中，所述第一隔离功率转换器的输出与所述第二隔离功率转换器的输出并联连接。
6.根据权利要求1所述的混合功率转换系统，其中：
所述第一功率转换装置包括级联连接的二极管整流器和第一混合功率转换器；以及
所述第二功率转换装置包括级联连接的所述功率因数校正设备和第二隔离功率转换器，并且其中，所述第一混合功率转换器的输出与所述第二隔离功率转换器的输出并联连接。
7.根据权利要求6所述的混合功率转换系统，其中，所述第一混合功率转换器包括：
第一初级开关网络、第一变压器、第二初级开关网络、第二变压器、以及交错多桥电路，并且其中：
所述第一初级开关网络连接到所述第一变压器的初级绕组；
所述第二初级开关网络连接到所述第二变压器的初级绕组；以及
所述交错多桥电路连接到所述第一变压器的次级绕组和所述第二变压器的次级绕组。
8.根据权利要求7所述的混合功率转换系统，其中：
所述交错多桥电路包括：第一支路，所述第一支路包括串联连接的第一开关和第二开关；第二支路，所述第二支路包括串联连接的第三开关和第四开关；以及第三支路，所述第三支路包括串联连接的第五开关和第六开关，并且其中：
所述第一变压器的所述次级绕组连接在所述第一开关和所述第二开关的公共节点与所述第三开关和所述第四开关的公共节点之间；以及
所述第二变压器的所述次级绕组连接在所述第五开关和所述第六开关的公共节点与所述第三开关和所述第四开关的所述公共节点之间。
9.根据权利要求7所述的混合功率转换系统，其中：
所述交错多桥电路包括：第一支路，所述第一支路包括串联连接的第一二极管和第二二极管；第二支路，所述第二支路包括串联连接的第三二极管和第四二极管；以及第三支路，所述第三支路包括串联连接的第五二极管和第六二极管，并且其中：
所述第一变压器的所述次级绕组连接在所述第一二极管和所述第二二极管的公共节点与所述第三二极管和所述第四二极管的公共节点之间；以及
所述第二变压器的所述次级绕组连接在所述第五二极管和所述第六二极管的公共节点与所述第三二极管和所述第四二极管的所述公共节点之间。
10.根据权利要求9所述的混合功率转换系统，其中：
所述功率因数校正设备是三相升压功率因数校正转换器。
11.根据权利要求9所述的混合功率转换系统，其中：
所述功率因数校正设备是三相中性点箝位(NPC)三电平升压功率因数校正转换器。
CN201980091111.9A 2019-05-20 2019-05-20 混合功率转换系统和方法 Active CN113383486B (zh)

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
PCT/US2019/033034 WO2020236145A1 (en) 2019-05-20 2019-05-20 Hybrid power conversion system and method

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN113383486A CN113383486A (zh) 2021-09-10
CN113383486B true CN113383486B (zh) 2023-03-31

Family

ID=66776891

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201980091111.9A Active CN113383486B (zh) 2019-05-20 2019-05-20 混合功率转换系统和方法

Country Status (2)

Country Link
CN (1) CN113383486B (zh)
WO (1) WO2020236145A1 (zh)

Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6548985B1 (en) * 2002-03-22 2003-04-15 General Motors Corporation Multiple input single-stage inductive charger
JP2005318663A (ja) * 2004-04-26 2005-11-10 Toshiba Corp 電力変換装置
CN101834539A (zh) * 2010-05-27 2010-09-15 浙江大学 宽输出电压范围的高效率ac/dc组合变流器
US8300438B1 (en) * 2008-11-16 2012-10-30 Edward Herbert Power factor corrected 3-phase Ac-dc power converter using natural modulation
CN102904454A (zh) * 2012-10-11 2013-01-30 南京航空航天大学 光伏发电系统中高效隔离直流变换器系统
CN108688480A (zh) * 2017-04-03 2018-10-23 维洛西门子新能源汽车法国简式股份公司 电动车辆或混动车辆的三相或单相充电器系统
US10116204B1 (en) * 2012-12-21 2018-10-30 Gridbridge, Inc. Distribution transformer interface apparatus and methods

Family Cites Families (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP2953228B1 (en) * 2014-06-02 2017-03-08 Siemens Aktiengesellschaft Device and method for connecting an electric power generator to an HVDC transmission system
US10199947B2 (en) * 2017-04-05 2019-02-05 Futurewei Technologies, Inc. Isolated partial power processing power converters

Patent Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6548985B1 (en) * 2002-03-22 2003-04-15 General Motors Corporation Multiple input single-stage inductive charger
JP2005318663A (ja) * 2004-04-26 2005-11-10 Toshiba Corp 電力変換装置
US8300438B1 (en) * 2008-11-16 2012-10-30 Edward Herbert Power factor corrected 3-phase Ac-dc power converter using natural modulation
CN101834539A (zh) * 2010-05-27 2010-09-15 浙江大学 宽输出电压范围的高效率ac/dc组合变流器
CN102904454A (zh) * 2012-10-11 2013-01-30 南京航空航天大学 光伏发电系统中高效隔离直流变换器系统
US10116204B1 (en) * 2012-12-21 2018-10-30 Gridbridge, Inc. Distribution transformer interface apparatus and methods
CN108688480A (zh) * 2017-04-03 2018-10-23 维洛西门子新能源汽车法国简式股份公司 电动车辆或混动车辆的三相或单相充电器系统

Also Published As

Publication number Publication date
WO2020236145A1 (en) 2020-11-26
CN113383486A (zh) 2021-09-10

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US9178438B2 (en) Apparatus for resonant converters
JP6386549B2 (ja) 高効率共振変換器のための装置および方法
US10291139B2 (en) Two-transformer three-phase DC-DC resonant converter
US9467057B2 (en) Resonant converters and methods
US9515562B2 (en) LLC resonant converters
US8891261B2 (en) Three-phase three-level soft-switched PFC rectifiers
US10715050B2 (en) Four-switch three phase DC-DC resonant converter
US20080304296A1 (en) DC-DC and DC-AC power conversion system
EP3072229B1 (en) Soft switching inverter
TWI779585B (zh) 多相ac/dc轉換器
CN110945771A (zh) Dc/dc转换器
WO2014169821A1 (en) Apparatus and method for resonant converters
US11990835B2 (en) Power conversion system and control method
US20220109373A1 (en) Bidirectional Power Conversion System and Control Method
US20220255417A1 (en) Multilevel Power Conversion System and Method
JP2012157238A (ja) 少なくとも２つの動作点を有する整流回路
CN113383486B (zh) 混合功率转换系统和方法
Moury et al. Modular isolated high frequency medium voltage (MV) step-up resonant DC/DC converters with high-gain rectifier for wind energy systems
Yang et al. Investigation of modularity in DC-DC converters for solid state transformers
US20240204691A1 (en) Bidirectional inverter circuit and bidirectional inverter
CN118137855A (zh) 基于隔直电容的隔离性三电平直流变换器均压电路

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
TA01 Transfer of patent application right

Effective date of registration: 20211110

Address after: 518043 No. 01, 39th floor, building a, antuoshan headquarters building, No. 33, antuoshan Sixth Road, Xiang'an community, Xiangmihu street, Futian District, Shenzhen, Guangdong Province

Applicant after: Huawei Digital Energy Technology Co.,Ltd.

Address before: 518129 Huawei headquarters office building, Bantian, Longgang District, Shenzhen, Guangdong

Applicant before: HUAWEI TECHNOLOGIES Co.,Ltd.

TA01 Transfer of patent application right
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant