CN113359926A - 低压差线性稳压器、电源系统及电子设备 - Google Patents

Abstract

本申请涉及电源管理技术领域，具体而言，涉及一种低压差线性稳压器、电源系统及电子设备。本申请实施例提供的低压差线性稳压器包括运算放大器、功率管单元、电阻反馈单元和补偿结构，运算放大器的反相端接入基准参考电压，运算放大器的同相端与电阻反馈单元的输出端连接，运算放大器的输出端与功率管单元的控制端连接，功率管单元的第一端接入第一电源电压，功率管单元的第二端与电阻反馈单元的输入端连接，且作为低压差线性稳压器的输出端，而补偿结构一端与电阻反馈单元的输入端连接，另一端与电阻反馈单元的输出端连接，且补偿结构包括电容补偿网络。本申请实施例提供的低压差线性稳压器、电源系统及电子设备能够抑制电路自身产生的闪烁噪声。

Description

低压差线性稳压器、电源系统及电子设备

技术领域

本申请涉及电源管理技术领域，具体而言，涉及一种低压差线性稳压器、电源系统及电子设备。

背景技术

低压差线性稳压器是电源管理技术领域中一类重要的电路结构，具有成本低、结构简单、功耗低等优点。在组成结构上，低压差线性稳压器通常包括金属氧化物半导体场效应晶体管，作为功率管单元。但是，金属氧化物半导体场效应晶体管往往存在5种类型的噪声，包括散粒噪声、热噪声、闪烁噪声、脉冲噪声和雪崩噪声，其中，闪烁噪声是半导体材料缺陷引起电流随机波动而产生的过大噪声，因此，会严重影响低压差线性稳压器的工作性能。

发明内容

本申请的目的在于，提供一种低压差线性稳压器、电源系统及电子设备，以解决上述问题。

第一方面，本申请实施例提供的低压差线性稳压器包括运算放大器、功率管单元、电阻反馈单元和补偿结构；

运算放大器的反相端接入基准参考电压，运算放大器的同相端与电阻反馈单元的输出端连接，运算放大器的输出端与功率管单元的控制端连接；

功率管单元的第一端接入第一电源电压，功率管单元的第二端与电阻反馈单元的输入端连接，且作为低压差线性稳压器的输出端；

补偿结构一端与低压差线性稳压器的输出端连接，另一端与电阻反馈单元的输出端连接，且补偿结构包括电容补偿网络，用于抑制电路自身产生的闪烁噪声。

本申请实施例提供的低压差线性稳压器包括运算放大器、功率管单元、电阻反馈单元和补偿结构，其中，运算放大器的反相端接入基准参考电压，运算放大器的同相端与电阻反馈单元的输出端连接，运算放大器的输出端与功率管单元的控制端连接，功率管单元的第一端接入第一电源电压，功率管单元的第二端与电阻反馈单元的输入端连接，且作为低压差线性稳压器的输出端，而补偿结构一端与电阻反馈单元的输入端连接，另一端与电阻反馈单元的输出端连接，且补偿结构包括电容补偿网络。在低压差线性稳压器的工作过程中，能够利用电容的AC流通特性降低负反馈环路的AC增益，以在环路带宽内降低闪烁噪声，也即，能够抑制电路自身产生的闪烁噪声，从而提高低压差线性稳压器的工作性能。

结合一方面，本申请实施例还提供了第一方面的第一种可选的实施方式，电容补偿网络包括第一控制单元和多个补偿电容；

多个补偿电容串联连接；

第一控制单元分别与多个补偿电容连接，用于控制多个补偿电容的实际串联接入数量。

在上述实施方式中，电容补偿网络包括第一控制单元和多个补偿电容，多个补偿电容串联连接，而第一控制单元分别与多个补偿电容连接，用于控制多个补偿电容的实际串联接入数量，改变实际接入电路的补偿电容数量，也就是调整电容补偿网络的综合电容容值，从而调节不同环路带宽内的噪声容限，提高低压差线性稳压器的可应用范围。

结合一方面的第一种可选的实施方式，本申请实施例还提供了第一方面的第二种可选的实施方式，第一控制单元包括多个第一功率管和第一数字译码器；

多个第一功率管与多个补偿电容一一对应，且针对多个第一功率管中的每个第一功率管，第一功率管的控制极与第一数字译码器的一个输出端连接，第一功率管的第一极与对应于第一功率管的目标补偿电容的第一端连接，第一功率管的第二极与目标补偿电容的第二端连接；

第一数字译码器的输入端用于接入第一接入控制信号。

结合第一方面，本申请实施例还提供了第一方面的第三种可选的实施方式，电容补偿网络包括第一控制单元和多个补偿电容；

多个补偿电容通过第一控制单元并联连接，以通过第一控制单元控制多个补偿电容的实际并联接入数量。

在上述实施方式中，电容补偿网络包括第一控制单元和多个补偿电容，多个补偿电容通过第一控制单元并联连接，以通过第一控制单元控制多个补偿电容的实际并联接入数量，改变实际接入电路的补偿电容数量，也就是调整电容补偿网络的综合电容容值，从而调节不同环路带宽内的噪声容限，提高低压差线性稳压器的可应用范围。

结合一方面的第三种可选的实施方式，本申请实施例还提供了第一方面的第四种可选的实施方式，多个补偿电容的第一端连接，多个补偿电容的第二端通过第一控制单元连接，以实现多个补偿电容的并联连接，第一控制单元包括多个第一功率管和第一数字译码器；

多个第一功率管与多个补偿电容一一对应，且针对多个第一功率管中的每个第一功率管，第一功率管的控制极与第一数字译码器的一个输出端连接，第一功率管的第一极与对应于第一功率管的目标补偿电容的第一端连接，第一功率管的第二极与多个第一功率管中的其他功率管的第二极连接；

第一数字译码器的输入端用于接入第一接入控制信号。

结合一方面，本申请实施例还提供了第一方面的第五种可选的实施方式，补偿结构还包括电阻补偿网络；

电阻补偿网络与电容补偿网络串联连接，且设置于低压差线性稳压器的输出端和电容补偿网络之间，用于提高电源系统的稳定性。

在上述实施方式中，补偿结构还包括电阻补偿网络，而电阻补偿网络与电容补偿网络串联连接，且设置于低压差线性稳压器的输出端和电容补偿网络之间，能够避免综合电容容值较大时，电源系统相位裕度不足引起的输出电压振荡，从而提高电源系统的稳定性。

结合一方面的第五种可选的实施方式，本申请实施例还提供了第一方面的第六种可选的实施方式，电阻补偿网络包括第二控制单元和多个零点补偿电阻；

多个零点补偿电阻串联连接；

第二控制单元分别与多个零点补偿电阻连接，用于控制多个零点补偿电阻的实际串联接入数量。

在上述实施方式中，电阻补偿网络包括第二控制单元和多个零点补偿电阻，多个零点补偿电阻串联连接，而第二控制单元分别与多个零点补偿电阻连接，用于控制多个零点补偿电阻的实际串联接入数量，改变实际计入电路的零点补偿电阻数量，也就是调整电阻补偿网络的综合电阻阻值，从而适应不用的综合电容容值，以提高电源系统的可应用范围。

结合一方面的第六种可选的实施方式，本申请实施例还提供了第一方面的第七种可选的实施方式，第二控制单元包括多个第二功率管和第二数字译码器；

多个第二功率管与多个零点补偿电阻一一对应，且针对多个第二功率管中的每个第二功率管，第二功率管的控制极与第二数字译码器的一个输出端连接，第二功率管的第一极与对应于第二功率管的目标零点补偿电阻的第一端连接，第二功率管的第二极与目标零点补偿电阻的第二端连接；

第二数字译码器的输入端用于接入第二接入控制信号。

结合一方面，本申请实施例还提供了第一方面的第八种可选的实施方式，功率管单元包括第三功率管和第四功率管；

第三功率管的控制极与运算放大器的输出端连接，第三功率管的第一极接入第一电源电压，第三功率管的第二极与第四功率管的第一极连接；

第四功率管的控制极接入第二电源电压，功率管的第二极与电阻反馈单元的输入端连接，且作为低压差线性稳压器的输出端，第二电源电压小于第一电源电压。

在上述实施方式中，功率管单元包括第三功率管和第四功率管，其中，第三功率管的控制极与运算放大器的输出端连接，第三功率管的第一极接入第一电源电压，第三功率管的第二极与第四功率管的第一极连接，第四功率管的控制极接入第二电源电压，功率管的第二极与电阻反馈单元的输入端连接，且作为低压差线性稳压器的输出端，第二电源电压小于第一电源电压，也即，在组成结构上，功率管单元包括两个串联的功率管，因此，能够解决功率管的耐压问题，从而提高低压差线性稳压器的安全性能。

结合一方面，本申请实施例还提供了第一方面的第九种可选的实施方式，低压差线性稳压器还包括电压转换结构；

运算放大器的输出端和功率管单元的控制端通过电压转换结构连接，电压转换结构用于将运算放大器输出的低压信号转换为高压信号。

在上述实施方式中，低压差线性稳压器还包括电压转换结构，运算放大器的输出端和功率管单元的控制端通过电压转换结构连接，电压转换结构用于将运算放大器输出的低压信号转换为高压信号，保证低压差线性稳压器中核心电路在正常电压范围内工作，进一步抑制电路自身产生的闪烁噪声，同时，能够避免低压差线性稳压器中包括的功率管发生过压击穿。

结合一方面，本申请实施例还提供了第一方面的第十种可选的实施方式，低压差线性稳压器还包括滤波处理单元；

运算放大器的反相端通过滤波处理单元接入基准参考电压，滤波处理单元用于对基准参考电压进行滤波处理。

在上述实施方式中，低压差线性稳压器还包括滤波处理单元，运算放大器的反相端通过滤波处理单元接入基准参考电压，滤波处理单元用于对基准参考电压进行滤波处理，抑制基准参考电压输入端口带来的外部电源噪声，同时，抑制低压差线性稳压器的内部回踢噪声，从而进一步提高低压差线性稳压器的工作性能。

第二方面，本申请实施例提供的电源系统包括第一方面，或第一方面的任意一种可选的实施方式所提供的低压差线性稳压器。

第三方面，本申请实施例提供的电子设备包括第二方面所提供的电源系统。

本申请实施例提供的电源系统和电子设备具有第一方面，或第一方面的任意一种可选的实施方式所提供的低压差线性稳压器相同的有益效果，此处不作赘述。

附图说明

为了更清楚地说明本申请实施例的技术方案，下面将对本申请实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，应当理解，以下附图仅示出了本申请的某些实施例，因此不应被看作是对范围的限定，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图得到其他相关的附图。

图1为本申请实施例提供的一种低压差线性稳压器的结构示意图。

图2为本申请实施例提供的一种低压差线性稳压器(补偿结构仅包括电容补偿网络)的电路结构示意图。

图3为本申请实施例提供的一种电容补偿网络的抗噪原理辅助性说明图。

图4为本申请实施例提供的另一种低压差线性稳压器(补偿结构包括第一种电容补偿网络的组成结构)的电路结构示意图。

图5为本申请实施例提供的另一种低压差线性稳压器(补偿结构包括第二种电容补偿网络的组成结构)的电路结构示意图。

图6为本申请实施例提供的另一种低压差线性稳压器(补偿结构包括电容补偿网络和电阻补偿网络)的电路结构示意图。

图7为本申请实施例提供的另一种低压差线性稳压器(包括电容补偿网络的组成结构和电阻补偿网络的组成结构)的电路结构示意图。

图8为本申请实施例提供的一种两个电阻串联时的噪声叠加示意图。

图9为本申请实施例提供的另一种低压差线性稳压器(包括电压转换结构)的电路结构示意图。

图10A和图10B为本申请实施例提供的一种低压差线性稳压器的完整电路结构示意图。

图11为本申请实施例提供的一种抗噪仿真结果示意图。

图12为本申请实施例提供的另一种抗噪仿真结果示意图。

具体实施方式

为使本申请实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行描述。此外，应注意到：相似的标号和字母在下面的附图中表示类似项，因此，一旦某一项在一个附图中被定义，则在随后的附图中不需要对其进行进一步定义和解释。

请参阅图1，本申请实施例提供了一种低压差线性稳压器(Low Drop Output，LDO)10，包括运算放大器AMP、功率管单元100、电阻反馈单元200和补偿结构300。

其中，运算放大器AMP的反相端接入基准参考电压Vref，运算放大器AMP的同相端与电阻反馈单元200的输出端连接，运算放大器AMP的输出端与功率管单元100的控制端连接，功率管单元100的第一端接入第一电源电压Vcc，功率管单元100的第二端与电阻反馈单元200的输入端连接，且作为LDO10的输出端Vout，而补偿结构300一端与LDO10的输出端连接，另一端与电阻反馈单元200的输出端连接，且补偿结构300包括电容补偿网络C0，用于抑制电路自身产生的闪烁噪声。

本申请实施例中，运算放大器AMP可以采用折叠式运放，具有输入范围大、增益高等特点，而功率管单元100可以仅包括一个功率管，也可以包括多个串联连接的功率管。请结合图2，以功率管单元100包括两个串联连接的功率管，分别为第三功率管M3和第四功率管M4为例，第三功率管M3的控制极与运算放大器AMP的输出端连接，第三功率管M3的第一极接入第一电源电压Vcc，第三功率管M3的第二极与第四功率管M4的第一极连接，而第四功率管M4的控制极接入第二电源电压Vm，功率管的第二极与电阻反馈单元200的输入端连接，且作为LDO10的输出端Vout。基于此，可以理解的是，本申请实施例中，第三功率管M3的控制极作为功率管单元100的控制端，第三功率管M3的第一极作为功率管单元100的第一端，第四功率管M4的第二极作为功率管单元100的第二端，且本申请实施例中，第三功率管M3的控制极为栅极，第三功率管M3的第一极为源极，第三功率管M3的第二极为漏极，同样，第四功率管M4的控制极为栅极，第四功率管M4的第一极为源极，第四功率管M4的第二极为漏极。

此外，需要说明的是，本申请实施例中，第三功率管M3和第四功率管M4实际可以为P沟道金属氧化物半导体场效晶体管(Metal-Oxide-Semiconductor Field-EffectTransistor，MOSFET)，俗称PMOS管。

还需要说明的是，本申请实施例中，第二电源电压Vm小于第一电源电压Vcc，具体可以是第一电源电压Vcc的二分之一，也即，Vcc/2。例如，第一电源电压Vcc为5v，则第二电源电压Vm可以是2.5v，而基准参考电压Vref可以是500mv，运算放大器AMP通过2.5v的第三电源电压Vad提供工作电源，LDO10的输出端Vout可以输出2.5v电压。在此基础上，LDO10的工作过程中，由于第二电源电压Vm的限制作用，会使得LDO10的输出端Vout电压不低于Vcc/2，这样对于LDO10中包括的每个MOSFET，其相对电压就不会大于2.5v，而MSOFET的耐压2.5v，因此，即使第一电源电压Vcc为5v，也不会使得MOSFET发生电击穿从而烧坏。简言之，功率管单元100包括两个串联的功率管，能够解决功率管的耐压问题，从而提高LDO10的安全性能，同时，增加的串联连接的功率管还会提高第一电源电压Vcc到LDO10的输出端Vout的抗噪能力，具体原理分析如下。

其中，PSRR为电源抑制比，ACout为噪声从第一电源电压Vcc到LDO10的输出端Vout的AC增益(具体为负值)，ACin为LDO10内部噪声输入到输出的AC增益(具体为负值)，由上述电源抑制比计算公式可知，基于电容的AC流通特性，增加输出级功率管(图2中具体为第四功率管M4)之后，从第一电源电压Vcc看向LDO10的输出端Vout相当于第一电源电压Vcc到LDO10的输出端Vout的阻抗增加了，从而增强了ACout，电源抑制比也就相应地提高了，提高第一电源电压Vcc到LDO10的输出端Vout的抗噪能力，从而提高LDO10的工作性能。

为进一步提高LDO10的工作性能，本申请实施例中，LDO10还可以包括滤波处理单元400，在此基础上，运算放大器AMP的反相端通过滤波处理单元400接入基准参考电压Vref，滤波处理单元400用于对基准参考电压进行滤波处理。

对于滤波处理单元400，本申请实施例中，作为一种可选的实施方式，其可以包括第一电阻R1和第一电容C1，第一电阻R1的第一端接入基准参考电压Vref，第一电阻R1的第二端与第一电容C1的第一端连接，第一电容C1的第二端接地。基于此，可以理解的是，本申请实施例中，第一电阻R1的第一端作为滤波处理单元400的输入端，第一电阻R1的第二端与第一电容C1的第一端共同作为滤波处理单元400的输出端。在此基础上，LDO10的工作过程中，由于滤波处理单元400的滤波处理，会剔除掉滤波处理单元400带外的噪声，也即，在输入噪声中增益不变的情况下减小了噪声输入量，相当于降低了输入到LDO10中的噪声，也就是降低了电源抑制比计算公式中的ACin，因此，电源抑制比也就相应地提高了，最终，提高了LDO10对外部电源噪声和LDO10内部回踢噪声的抑制能力，从而进一步LDO10的工作性能。

当然，为保证LDO10的安全性能，本申请实施例中，还可以在基准参考电压Vref和运算放大器AMP的反相端之间设置第二电阻R2，用于限流保护。实际实施时，第二电阻R2可以设置于滤波处理单元400的输出端和运算放大器AMP的反相端之间。

进一步地，本申请实施例中，电阻反馈单元200可以包括至少两个串联连接的电阻。同样，结合图2，以电阻反馈单元200包括两个串联连接的电阻，分别为第三电阻R3和第四电阻R4为例，第三电阻R3的第一端与功率管单元100的第二端连接，第三电阻R3的第二端与第四电阻R4的第一端连接，第四电阻R4的第二端接地。基于此，可以理解的是，本申请实施例中，第三电阻R3的第一端作为电阻反馈单元200的输入端，第三电阻R3的第二端作为电阻反馈单元200的输出端。

而对于补偿结构300中包括的电容补偿网络C0，本申请实施例中，其可以包括至少一个补偿电容C0i。如此，LDO10的工作过程中，能够利用电容的AC流通特性降低负反馈环路的AC增益，以在环路带宽内降低闪烁噪声，也即，能够抑制电路自身产生的闪烁噪声，从而提高LDO10的工作性能，具体分析如下。

请结合图3，假设，AC0为LDO10的输出端Vout本身所输出的总噪声，而LDO10内部电路产生的噪声分别用噪声源AC1、噪声源AC2、噪声源AC3、噪声源AC4表示。利用电容补偿网络C0的AC流通特性降低了部分频段噪声在反馈环路中的AC增益，在我们所关心的环路带宽内闪烁噪声被有效地抑制了，设置电容补偿网络C0之后，LDO10的输出端Vout本身所输出的AC0通过电容补偿网络C0耦合得到AC1，进入负反馈环路之后，又被进一步抑制得到AC2，AC2加上功率管单元100(图3中，功率管单元100仅包括一个功率管，记作，第五功率管)本身所产生的噪声AC3之后，经过电容补偿网络C0抑制后得到新的AC0’，其小于LDO10的输出端Vout本身所输出的总噪声AC0。由于闪烁噪声是一个随机量，因此，可以被看作无限个在不同频率上的正弦波的总和，所以，可理解为LDO10的输出端Vout本身所输出的总噪声通过电容补偿网络C0导通进入负反馈环路内部得到抑制。

实际实施时，还可以调整电容补偿网络C0的综合电容容值，从而调节不同环路带宽内的噪声容限，提高LDO10的可应用范围。基于此，为便于调整电容补偿网络C0的综合电容容值，本申请实施例中，电容补偿网络C0可以包括第一控制单元310和多个补偿电容C0i。其中，多个补偿电容C0i串联连接，第一控制单元310分别与多个补偿电容C0i连接，用于控制多个补偿电容C0i的实际串联接入数量，或，多个补偿电容C0i通过第一控制单元310并联连接，以通过第一控制单元310控制多个补偿电容C0i的实际并联接入数量。但是，实际实施时，由于电容容值较大，因此，多个补偿电容C0i优选采用通过第一控制单元310并联连接的方式，以减小电容开销，从而降低LDO10的设计制作成本。以下，将分别对电容补偿网络C0的两种组成结构进行说明。

(1)多个补偿电容C0i串联连接，且第一控制单元310分别与多个补偿电容C0i连接，用于控制多个补偿电容C0i的实际串联接入数量。

如图4所示，第一控制单元310可以包括多个第一功率管M1i和第一数字译码器D1，多个第一功率管M1i与多个补偿电容C0i一一对应，且针对多个第一功率管M1i中的每个第一功率管M1i，第一功率管M1i的控制极与第一数字译码器D1的一个输出端连接，第一功率管M1i的第一极与对应于第一功率管M1i的目标补偿电容C0i的第一端连接，第一功率管M1i的第二极与目标补偿电容C0i的第二端连接，而第一数字译码器D1的输入端用于接入第一接入控制信号。

第一功率管M1i可以是N沟道MOSFET，俗称NMOS管，且第一功率管M1i的控制极为栅极，第一功率管M1i的第一极为漏极，第一功率管M1i的第二极为源极，而多个补偿电容C0i的电容容值可以根据实际应用需求设定，以图4所示电容补偿网络C0为例，补偿电容C01的电容容值可以是2.6nH，补偿电容C02的电容容值可以是7.6nH，补偿电容C03的电容容值可以是27.6nH，补偿电容C04的电容容值可以是48.6nH，补偿电容C0n的电容容值可以是2015.6nH，本申请实施例对此不作具体限制。此外，第一数字译码器D1采用二进制编码仅是逻辑电路，具体可以是3-8译码器，当然，也可以是其他类型的数字译码器，具体根据实际应用需求设定，本申请实施例对此同样不作具体限制。以第一数字译码器D1为3-8译码器，且电容补偿网络C0的组成结构如图4所示为例，若第一接入控制信号为“111”，则多个补偿电容C0i中实际串联接入的数量为7，且实际串联接入的补偿电容C0i包括补偿电容C01、补偿电容C02、补偿电容C03、补偿电容C04、补偿电容C05、补偿电容C06和补偿电容C07，电容补偿网络C0的综合电容容值为补偿电容C01、补偿电容C02、补偿电容C03、补偿电容C04、补偿电容C05、补偿电容C06和补偿电容C07的整体串联电容容值。

(2)多个补偿电容C0i的第一端连接，多个补偿电容C0i的第二端通过第一控制单元310连接，以实现多个补偿电容C0i的并联连接，并通过第一控制单元310控制多个补偿电容C0i的实际并联接入数量。

如图5所示，第一控制单元310可以包括多个第一功率管M1i和第一数字译码器D1，多个第一功率管M1i与多个补偿电容C0i一一对应，且针对多个第一功率管M1i中的每个第一功率管M1i，第一功率管M1i的控制极与第一数字译码器D1的一个输出端连接，第一功率管M1i的第一极与对应于第一功率管M1i的目标补偿电容C0i的第一端连接，第一功率管M1i的第二极与多个第一功率管M1i中的其他功率管的第二极连接，而第一数字译码器D1的输入端用于接入第一接入控制信号。

同样，第一功率管M1i可以是N沟道MOSFET，俗称NMOS管，且第一功率管M1i的控制极为栅极，第一功率管M1i的第一极为漏极，第一功率管M1i的第二极为源极，而多个补偿电容C0i的电容容值可以根据实际应用需求设定，以图5所示电容补偿网络C0为例，补偿电容C01的电容容值可以是2.6nH，补偿电容C02的电容容值可以是7.6nH，补偿电容C03的电容容值可以是27.6nH，补偿电容C04的电容容值可以是48.6nH，补偿电容C0n的电容容值可以是2015.6nH，本申请实施例对此不作具体限制。此外，第一数字译码器D1采用二进制编码仅是逻辑电路，具体可以是3-8译码器，当然，也可以是其他类型的数字译码器，具体根据实际应用需求设定，本申请实施例对此同样不作具体限制。以第一数字译码器D1为3-8译码器，且电容补偿网络C0的组成结构如图5所示为例，若第一接入控制信号为“111”，则多个补偿电容C0i中实际串联接入的数量为7，且实际并联接入的补偿电容C0i包括补偿电容C01、补偿电容C02、补偿电容C03、补偿电容C04、补偿电容C05、补偿电容C06和补偿电容C07，电容补偿网络C0的综合电容容值为补偿电容C01、补偿电容C02、补偿电容C03、补偿电容C04、补偿电容C05、补偿电容C06和补偿电容C07的整体并联电容容值。

进一步地，为避免综合电容容值较大时，电源系统相位裕度不足引起的输出电压振荡，从而提高电源系统的稳定性，本申请实施例中，补偿结构300还可以包括电阻补偿网络R0。请结合图6，电阻补偿网络R0与电容补偿网络C0串联连接，且设置于LDO10的输出端和电容补偿网络C0之间，而电阻补偿网络R0至少包括一个零点补偿电阻R0i，用于提高电源系统的稳定性，也即，在LDO10的输出端Vout与电容补偿网络C0之间加电阻补偿网络R0即可在负反馈环路中增加一个零点用以改善电源系统的稳定性，且本申请实施例中，电容补偿网络C0和电阻补偿网络R0共同组成了选频网络，通过寄存器配置或其它方式可以调整电容补偿网络C0的综合电容容值，从而调节不同环路带宽内的噪声容限，而调整电阻补偿网络R0的综合电阻阻值又可以避免综合电容容值较大时，电源系统相位裕度不足引起的输出电压振荡，从而提高电源系统的稳定性。

基于以上描述，本申请实施例中，电阻补偿网络R0可以包括一个第二控制单元320和多个零点补偿电阻R0i。其中，多个零点补偿电阻R0i串联连接，第二控制单元320分别与多个零点补偿电阻R0i连接，用于控制多个零点补偿电阻R0i的实际串联接入数量。

如图7所示，第二控制单元320可以包括多个第二功率管M2i和第二数字译码器D2，多个第二功率管M2i与多个零点补偿电阻R0i一一对应，且针对多个第二功率管M2i中的每个第二功率管M2i，第二功率管M2i的控制极与第二数字译码器D2的一个输出端连接，第二功率管M2i的第一极与对应于第二功率管M2i的目标零点补偿电阻R0i的第一端连接，第二功率管M2i的第二极与目标零点补偿电阻R0i的第二端连接，而第二数字译码器D2的输入端用于接入第二接入控制信号。

第二功率管M2i可以是N沟道MOSFET，俗称NMOS管，且第二功率管M2i的控制极为栅极，第二功率管M2i的第一极为漏极，第二功率管M2i的第二极为源极，而多个零点补偿电阻R0i的电阻阻值可以根据实际应用需求设定，以图7所示电阻补偿网络R0为例，零点补偿电阻R01的电阻阻值可以是1KΩ，零点补偿电阻R02的电阻阻值可以是2KΩ，零点补偿电阻R03的电阻阻值可以是3KΩ，零点补偿电阻R04的电阻阻值可以是4KΩ，零点补偿电阻R0n的电阻阻值可以是8KΩ，本申请实施例对此不作具体限制。此外，第二数字译码器D2采用二进制编码仅是逻辑电路，可以是3-8译码器，当然，也可以是其他类型的数字译码器，具体根据实际应用需求设定，本申请实施例对此同样不作具体限制。以第二数字译码器D2为3-8译码器，且电阻补偿网络R0的组成结构如图4所示为例，若第二接入控制信号为“111”，则多个零点补偿电阻R0i中实际串联接入的数量为7，且实际串联接入的零点补偿电阻R0i包括零点补偿电阻R01、零点补偿电阻R02、零点补偿电阻R03、零点补偿电阻R04、零点补偿电阻R05、零点补偿电阻R06和零点补偿电阻R07，电阻容补偿网络的综合电阻阻值为零点补偿电阻R01、零点补偿电阻R02、零点补偿电阻R03、零点补偿电阻R04、零点补偿电阻R05、零点补偿电阻R06和零点补偿电阻R07的整体串联电阻阻值。

以下，将对多个零点补偿电阻R0i采用串联连接的具体原理进行分析。

请结合图8，为两个电阻串联时，其噪声叠加的示意图，e1表示电阻Rx的噪声源，e2表示电阻Ry的噪声源，此时，电阻叠加总噪声为：

由于电阻Rx电阻Ry和分离了噪声源e1和噪声源e2，因此，噪声源e1和噪声源e2是各自独立的，所以，它们的噪声乘积为零，也即：

进一步，得到：

所以，多个零点补偿电阻R0i采用串联连接能够减小实际串联接入数量增加期间带来的噪声影响。

进一步地，为保证LDO10中核心电路在正常电压范围内工作，进一步抑制电路自身产生的闪烁噪声，同时，能够避免LDO10中包括的功率管发生过压击穿，本申请实施例中，LDO10还可以包括电压转换结构500。在此基础长，运算放大器AMP的输出端和功率管单元100的控制端通过电压转换结构500连接，电压转换结构500用于将运算放大器AMP输出的低压信号转换为高压信号，具体如图9所示，而实际实施时，电压转换结构500的组成结构也可以有多种，本申请实施例对此不作具体限制。

以下，结合图10A和图10B，对本申请实施例提供的一种LDO10的完整电路结构进行描述。

本申请实施例中，运算放大器AMP可以包括第六功率管M6、第七功率管M7、第八功率管M8、第九功率管M9、第十功率管M10、第十一功率管M11、第十二功率管M12、第十三功率管M13、第十四功率管M14、第十五功率管M15、第十六功率管M16、第十七功率管M17、第十八功率管M18、第十九功率管M19、第二十功率管M20、第二十一功率管M21和第五电阻R5。

第六功率管M6的源极接入第三电源电压Vad，第六功率管M6的栅极与第十功率管M10的栅极连接，同时，与第七功率管M7的漏极连接，第六功率管M6的漏极与第七功率管M7的源极连接，第七功率管M7的栅极与第十一功率管M11的栅极连接，同时，与第五电阻R5的第二端连接，第七功率管M7的漏极与第五电阻R5的第一端连接，第五电阻R5的第二端与第八功率管M8的漏极连接，第八功率管M8的栅极接入第一偏置电压Vbias1，第八功率管M8的源极与第九功率管M9的漏极连接，第九功率管M9的栅极接入第二偏置电压Vbias2，第九功率管M9的源极与第九功率管M9的漏极接地，第十功率管M10的源极接入第三电源电压Vad，第十功率管M10的栅极还连接至第七功率管M7的漏极和第五电阻R5的第一端之间，第十功率管M10的漏极与第十一功率管M11的源极连接，第十一功率管M11的栅极还连接至第五电阻R5的第二端和第八功率管M8的漏极之间，第十一功率管M11的漏极与第十二功率管M12的源极连接，同时，与第十三功率管M13的源极连接，第十二功率管M12的栅极作为运算放大器AMP同相端与电阻反馈单元200的输出端连接，也即，与第三电阻R3的第二端连接，第十二功率管M12的漏极连接至第十六功率管M16的漏极与第十七功率管M17的源极之间，第十三功率管M13的栅极作为运算放大器AMP反相端接入基准参考电压Vref，且基准参考电压Vref和运算放大器AMP反相端之间设置有滤波处理单元400和用于限流保护的第二电阻R2，第十三功率管M13的漏极连接至第二十功率管M20的漏极和第二十一功率管M21的源极之间，第十四功率管M14的源极接入第三电源电压Vad，第十四功率管M14的栅极与第十八功率管M18的栅极连接，同时，与第十五功率管M15的漏极连接，第十四功率管M14的漏极与第十五功率管M15的源极连接，第十五功率管M15的栅极与第十九功率管M19的栅极连接，同时，连接至第七功率管M7的栅极与第十一功率管M11的栅极之间，第十五功率管M15的漏极与第十六功率管M16的漏极连接，第十六功率管M16的栅极接入第一偏置电压Vbias1，第十六功率管M16的源极与第十七功率管M17的漏极连接，第十七功率管M17的栅极接入第二偏置电压Vbias2，第十七功率管M17的源极接地，第十八功率管M18的源极接入第三电源电压Vad，第十八功率管M18的栅极还连接至第十五功率管M15的漏极和第十六功率管M16的源极之间，第十八功率管M18的漏极与第十九功率管M19的源极连接，第十九功率管M19的栅极还连接至第七功率管M7的栅极和第十一功率管M11的栅极之间，第十九功率管M19的漏极与第二十功率管M20的源极漏极连接，且作为运算放大器AMP的输出端，第二十功率管M20的栅极接入第一偏置电压Vbias1，第二十功率管M20的漏极与第二十一功率管M21的漏极连接，同时，通过第二电容C2和第六电阻R6串联连接组成的米勒补偿电路连接至LDO10的输出端Vout，第二十一功率管M21的栅极接入第二偏置电压Vbias2，第二十一功率管M21的源极接地。

第六功率管M6、第七功率管M7、第十功率管M10、第十一功率管M11、第十二功率管M12、第十三功率管M13、第十四功率管M14、第十五功率管M15、第十八功率管M18、第十九功率管M19可以是PMOS管，第八功率管M8、第九功率管M9、第十六功率管M16、第十七功率管M17、第二十功率管M20和第二十一功率管M21可以是NMOS管。此外，实际实施时，第五电阻R5的电阻阻值可以是100KΩ，第二电容C2的电容容值可以是1pF，第六电阻R6的电容容值可以是10KΩ，而第三电源电压Vad可以是2.5v，第一偏置电压Vbias1可以是600mV，第二偏置电压Vbias2可以是800mV，基准参考电压Vref可以是500mv。

进一步地，本申请实施例中，电压转换结构500可以包括第二十二功率管M22、第二十三功率管M23、第二十四功率管M24、第二十五功率管M25、第二十六功率管M26、第二十七功率管M27、第二十八功率管M28、第二十九功率管M29、第三十功率管M30、第三十一功率管M31、第三十二功率管M32和第三十三功率管M33。

第二十二功率管M22的源极接入第三电源电压Vad，第二十二功率管M22的栅极与第三十功率管M30的栅极连接，同时，与第二十三功率管M23的漏极连接，第二十二功率管M22的漏极与第二十三功率管M23的漏极连接，第二十二功率管M22的源极接地，第二十四功率管M24的源极接入第三电源电压Vad，第二十四功率管M24的栅极连接至第二十二功率管M22的漏极和第二十三功率管M23的漏极之间，第二十四功率管M24的漏极与第二十五功率管M25的漏极连接，同时，连接至第二十五功率管M25的栅极与第二十九功率管M29的栅极之间，第二十五功率管M25的栅极与第二十九功率管M29的栅极连接，第二十五功率管M25的源极接地，第二十六功率管M26的源极接入第一电源电压Vcc，第二十六功率管M26的栅极与第三十功率管M30的栅极连接，同时，连接至第二十六功率管M26的漏极与第二十七功率管M27源极之间，第二十六功率管M26的漏极与第二十七功率管M27的源极连接，第二十七功率管M27的栅极接入第二电源电压Vm，第二十七功率管M27的漏极与第二十八功率管M28的漏极连接，第二十八功率管M28的栅极接入第二电源电压Vm，第二十八功率管M28的源极与第二十九功率管M29的漏极连接，第二十九功率管M29的源极接地，第三十功率管M30的源极接入第一电源电压Vcc，第三十功率管M30的漏极与第三十一功率管M31的源极连接，第三十一功率管M31的栅极接入第二电源电压Vm，第三十一功率管M31的漏极与第三十二功率管M32的漏极连接，同时，作为电压转换结构500的输出端与功率管单元100的控制端连接，也即，与第三功率管M3的栅极连接，第三十二功率管M32的栅极接入第一偏置电压Vbias1，第三十二功率管M32的源极与第三十三功率管M33的漏极连接，第三十三功率管M33的栅极接入第二偏置电压Vbias2，第三十三功率管M33的源极接地。

第二十二功率管M22、第二十四功率管M24、第二十六功率管M26、第二十七功率管M27、第三十功率管M30和第三十一功率管M31可以是PMOS管，第二十三功率管M23、第二十五功率管M25、第二十八功率管M28、第二十九功率管M29、第三十二功率管M32和第三十三功率管M33可以是NMOS管。此外，实际实施时，第二电源电压Vm可以是2.5v。

图10A和图10B所示LDO10的过程中，电压转换结构500用于将运算放大器AMP输出的低压信号转换为高压信号，其中，第二十七功率管M27、第二十八功率管M28和第三十一功率管M31得益于自身的特性条件，通过第二电源电压Vm使得LDO10核心电路中整条支路都不会存在过压情况，从而使得LDO10中核心电路在正常电压范围内工作，此外，第二十九功率管M29、第三十二功率管M32和第三十三功率管M33工作时，各个方向的压降都不会超过2.5V，同样，第二十六功率管M26和第三十功率管M30的相对电势也不会超过2.5V，据此，即可将低压信号转换为高压信号(电流信号)，再在通过电压转换结构500本身转换为电压信号控制功率管单元100。

此外，对于图10A中功率管单元100和电阻反馈单元200，以及图10B中补偿结构300的相关描述，可参见上述与图2、图4、图5、图6和图7中对应的文字描述，此处不作赘述。

以下，在结合图11和图12所示的抗噪仿真结果，对本申请实施例提供的LDO10的抗噪效果进行说明。

抗噪仿真所用的LDO10中，电容补偿网络C0中包括8个补偿电容C0i和8个零点补偿电阻R0i，8个补偿电容C0i分别表征为补偿电容C01、补偿电容C02、补偿电容C03、补偿电容C04、补偿电容C05、补偿电容C06、补偿电容C07和补偿电容C08，电容容值分别为2.6nH、7.6nH、27.6nH、48.6nH、145.6nH、297.6nH、515.6nH、2015.6nH，8个零点补偿电阻R0i分别表征为零点补偿电阻R01、零点补偿电阻R02、零点补偿电阻R03、零点补偿电阻R04、零点补偿电阻R05、零点补偿电阻R06、零点补偿电阻R07和零点补偿电阻R08，电阻阻值分别为1KΩ、2KΩ、3KΩ、4KΩ、5KΩ、6KΩ、7KΩ、8KΩ，第一数字译码器D1和第二数字译码器D2均为3-8译码器。

LDO10输出端Vout的总噪声(闪烁噪声)曲线图如图11所示，图11中加粗曲线为未设置补偿结构300时的总噪声(闪烁噪声)曲线，其余未加粗曲线为设置补偿结构300之后，不同选频(通过调整电容补偿网络C0的综合电容容值实现不同选频)网络下的总噪声(闪烁噪声)曲线，显然，设置补偿结构300之后，LDO10输出端Vout的总噪声非常明显的得到了抑制效果，且量化在20Hz～20KHz带宽内的噪声电压RMS值，可以通过以下电压公式计算。

其中，en为LDO10输出端Vout的总噪声。

此外，图12所示为不同选频网络下的噪声电压RMS值(带宽20Hz～20KHz)，从电压数值上同样可以明显看出，本申请实施例提供的LDO10对电路自身产生的闪烁噪声有很大的抑制效果，若本申请实施例将其噪声电压RMS值降至100uV RMS以内，现有LDO10在相同使用情况下(带宽20Hz～20KHz)噪声电压RMS值仅有500uV RMS左右，也即，本申请实施例提供的LDO10实现了100uV RMS以内的噪声电压，极大地降低了自身产生的闪烁噪声，可以为电源系统提供更加纯净的电源电压。

本申请实施例还提供了一种电源系统，也即，供电芯片，其包括前述LDO10。

同时，本申请实施例还提供了一种电子设备，包括上述电源系统，电子设备可以是，但不限于蓝牙耳机、手机、平板电脑、电子阅读器。

综上所述，本申请实施例提供的LDO10包括运算放大器AMP、功率管单元100、电阻反馈单元200和补偿结构300，其中，运算放大器AMP的反相端接入基准参考电压，运算放大器AMP的同相端与电阻反馈单元200的输出端连接，运算放大器AMP的输出端与功率管单元100的控制端连接，功率管单元100的第一端接入第一电源电压，功率管单元100的第二端与电阻反馈单元200的输入端连接，且作为LDO10的输出端，而补偿结构300一端与电阻反馈单元200的输入端连接，另一端与电阻反馈单元200的输出端连接，且补偿结构300包括电容补偿网络C0。在LDO10的工作过程中，能够利用电容的AC流通特性降低负反馈环路的AC增益，以在环路带宽内降低闪烁噪声，也即，能够抑制电路自身产生的闪烁噪声，从而提高LDO10的工作性能。

而本申请实施例提供的电源系统和电子设备具有与上述LDO10相同的有益效果，此处不作赘述。

在本申请的描述中，需要说明的是，除非另有明确的规定和限定，术语“连接”、“设置”应做广义理解，例如，可以是机械上的固定连接、可拆卸连接或一体地连接，可以是电学上的电连接、通信连接，其中，通信连接又可以是有线通信连接或无线通信连接，此外，可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，还可以是两个元件内部的连通，对于本领域的技术人员而言，可以根据具体情况理解上述术语在本申请中的具体含义。此外，术语“第一”、“第二”、“第三”等仅用于区分描述，而不能理解为指示或暗示相对重要性。

以上所述仅为本申请的部分实施例而已，并不用于限制本申请，对于本领域的技术人员来说，本申请可以有各种更改和变化。凡在本申请的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本申请的保护范围之内。

Claims (13)

1.一种低压差线性稳压器，其特征在于，包括运算放大器、功率管单元、电阻反馈单元和补偿结构；

所述运算放大器的反相端接入基准参考电压，所述运算放大器的同相端与所述电阻反馈单元的输出端连接，所述运算放大器的输出端与所述功率管单元的控制端连接；

所述功率管单元的第一端接入第一电源电压，所述功率管单元的第二端与所述电阻反馈单元的输入端连接，且作为所述低压差线性稳压器的输出端；

所述补偿结构一端与所述低压差线性稳压器的输出端连接，另一端与所述电阻反馈单元的输出端连接，且所述补偿结构包括电容补偿网络，用于抑制电路自身产生的闪烁噪声。

2.根据权利要求1所述的低压差线性稳压器，其特征在于，所述电容补偿网络包括第一控制单元和多个补偿电容；

所述多个补偿电容串联连接；

所述第一控制单元分别与所述多个补偿电容连接，用于控制所述多个补偿电容的实际串联接入数量。

3.根据权利要求2所述的低压差线性稳压器，其特征在于，所述第一控制单元包括多个第一功率管和第一数字译码器；

所述多个第一功率管与所述多个补偿电容一一对应，且针对所述多个第一功率管中的每个第一功率管，所述第一功率管的控制极与所述第一数字译码器的一个输出端连接，所述第一功率管的第一极与对应于所述第一功率管的目标补偿电容的第一端连接，所述第一功率管的第二极与所述目标补偿电容的第二端连接；

所述第一数字译码器的输入端用于接入第一接入控制信号。

4.根据权利要求1所述的，其特征在于，所述电容补偿网络包括第一控制单元和多个补偿电容；

所述多个补偿电容通过所述第一控制单元并联连接，以通过所述第一控制单元控制所述多个补偿电容的实际并联接入数量。

5.根据权利要求4所述的低压差线性稳压器，其特征在于，所述多个补偿电容的第一端连接，所述多个补偿电容的第二端通过所述第一控制单元连接，以实现所述多个补偿电容的并联连接，所述第一控制单元包括多个第一功率管和第一数字译码器；

所述多个第一功率管与所述多个补偿电容一一对应，且针对所述多个第一功率管中的每个第一功率管，所述第一功率管的控制极与所述第一数字译码器的一个输出端连接，所述第一功率管的第一极与对应于所述第一功率管的目标补偿电容的第一端连接，所述第一功率管的第二极与所述多个第一功率管中的其他功率管的第二极连接；

所述第一数字译码器的输入端用于接入第一接入控制信号。

6.根据权利要求1所述的低压差线性稳压器，其特征在于，所述补偿结构还包括电阻补偿网络；

所述电阻补偿网络与所述电容补偿网络串联连接，且设置于所述低压差线性稳压器的输出端和所述电容补偿网络之间，用于提高电源系统的稳定性。

7.根据权利要求6所述的低压差线性稳压器，其特征在于，所述电阻补偿网络包括第二控制单元和多个零点补偿电阻；

所述多个零点补偿电阻串联连接；

所述第二控制单元分别与所述多个零点补偿电阻连接，用于控制所述多个零点补偿电阻的实际串联接入数量。

8.根据权利要求7所述的低压差线性稳压器，其特征在于，所述第二控制单元包括多个第二功率管和第二数字译码器；

所述多个第二功率管与所述多个零点补偿电阻一一对应，且针对所述多个第二功率管中的每个第二功率管，所述第二功率管的控制极与所述第二数字译码器的一个输出端连接，所述第二功率管的第一极与对应于所述第二功率管的目标零点补偿电阻的第一端连接，所述第二功率管的第二极与所述目标零点补偿电阻的第二端连接；

第二数字译码器的输入端用于接入第二接入控制信号。

9.根据权利要求1所述的低压差线性稳压器，其特征在于，所述功率管单元包括第三功率管和第四功率管；

所述第三功率管的控制极与所述运算放大器的输出端连接，所述第三功率管的第一极接入所述第一电源电压，所述第三功率管的第二极与所述第四功率管的第一极连接；

所述第四功率管的控制极接入第二电源电压，所述功率管的第二极与所述电阻反馈单元的输入端连接，且作为所述低压差线性稳压器的输出端，所述第二电源电压小于所述第一电源电压。

10.根据权利要求1所述的低压差线性稳压器，其特征在于，所述低压差线性稳压器还包括电压转换结构；

所述运算放大器的输出端和所述功率管单元的控制端通过所述电压转换结构连接，所述电压转换结构用于将所述运算放大器输出的低压信号转换为高压信号。

11.根据权利要求1所述的低压差线性稳压器，其特征在于，所述低压差线性稳压器还包括滤波处理单元；

所述运算放大器的反相端通过所述滤波处理单元接入所述基准参考电压，所述滤波处理单元用于对所述基准参考电压进行滤波处理。

12.一种电源系统，其特征在于，包括权利要求1～11中任意一项所述的低压差线性稳压器。

13.一种电子设备，其特征在于，包括权利要求12所述的电源系统。

Images