CN101651452A - 一种rc积分电路 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种RC积分电路，在应用于有源滤波电路的RC积分电路的反馈回路中增加MOS管，使得增加的MOS管与积分电容Ci构成零点，通过控制MOS管的电阻值，使得MOS管与Ci产生的零点恰好抵消有源滤波电路中因RC积分器产生的寄生极点，从而避免了峰值响应的发生，进而保持有源滤波器的线性特性。同时，为了保证环境变化情况下的零极点对消效果，本发明还增加了跟踪电路，该跟踪电路根据RC积分电路中元器件参数的变化，自适应控制MOS管的阻值，从而保证零极点对消效果不受环境变化影响。

Description

一种RC积分电路

技术领域

本发明涉及RC积分电路，具体涉及一种能够消除其所在有源滤波器的峰值响应的RC积分电路。

背景技术

图1(a)示出了一种七阶的有源滤波器，该有源滤波器中的RC积分器均为全差动RC积分器。图1(b)示出了常用于图1(a)所示有源滤波器的全差动RC积分器，为了便于进行电路分析，下面结合图1(c)所示的全差动RC积分器的等效半电路对RC积分器进行描述。如图1(c)所示，该RC积分器包括跨导型的运算放大器OPA(Operational Amplifier)、电阻R2、积分电容Ci和偏置电路(biasing circuit)。

其中，OPA包括输入端、输出端和偏置端。输入信号Vi通过电阻R2接到OPA的负输入端，OPA的输出端提供输出信号Vo，同时该输出端通过由积分电容Ci构成的负反馈单元接OPA的负输入端，以形成一负反馈回路。

OPA的偏置端接偏置电路。偏置电路对参考电流I_bias进行镜像处理，得到偏置电流I_B，假设镜像率为k_R1，则，

I_B＝k_R1×I_bias；            (1)

根据偏置电路的已有知识可知，偏置电路中有一个偏置电阻Rb，且I_bias与Rb有如下关系：

$I\_\mathrm{bias}=\frac{B}{\mathrm{Rb}};---\left(2\right)$

其中，B为一增益因子，B值可以通过对偏置电路进行基尔霍夫电压定律(KVL)分析得到。通常电路结构确定后，B为一常数。因此，在偏置电路中I_bias与Rb成反比。

任何电路单元的带宽都不是无限的，OPA也是如此。因此，当有源滤波器中的RC积分电路所使用的OPA带宽不足时，如果有源滤波器的输入信号频率小于有源滤波器通频带(pass band)的边缘频率，则有源滤波器的输出信号与输入信号之间可以保持较好的线性关系。但是，当有源滤波器输入信号的频率达到有源滤波电路通频带(pass band)的边缘时，会产生峰值响应(Peaking Response)，即出现很大的输出电压。峰值响应是一种非线性现象，破坏了有源滤波电路原有的线性特性，因此应该避免峰值响应的发生。

发明内容

有鉴于此，本发明提供了一种RC积分电路，能够消除其所在有源滤波电路的峰值响应。

该RC积分电路包括：

运算放大器OPA1；

负反馈电路，连接在所述OPA1的输入端和输出端之间；所述负反馈电路包括由积分电容Ci和第二金属氧化物半导体MOS管串联构成的负反馈单元；

偏置电路，与所述OPA1的偏置端连接，用以提供一偏置电流I_B，

跟踪电路，包括输出端和控制端；跟踪电路的输出端连接跟踪电路的控制端和所述第二MOS管的栅极，用于为跟踪电路和第二MOS管提供等电位电压，以在所述RC积分电路中产生一可控零点；

其中，所述跟踪电路包括参考电流源I_ref1、参考电流源I_ref2、运算放大器OPA2、电阻R1、可调电阻Rx和第一MOS管；所述I_ref1和I_ref2等值；所述OPA2的输出端为所述跟踪电路的输出端；所述第一MOS管的栅极为所述跟踪电路的控制端；

所述I_ref1连接所述OPA2的正输入端，并通过所述R1接地；所述I_ref2连接所述OPA2的负输入端并通过相互串联的第一MOS管和Rx接地；所述OPA2的输出端连接所述第一MOS管的栅极和所述负反馈单元中第二MOS管的栅极；

通过调整Rx的阻值，以消除所述RC积分电路产生的寄生极点。

较佳地，设置Rx的阻值，使得等式 $1-\frac{\mathrm{Rx}}{R1}=\frac{1}{a1}\×\frac{\mathrm{Cc}}{\mathrm{Ci}}\×\frac{1}{m}\×\frac{1}{n}\×\frac{1}{\mathrm{\α}}$ 成立，以消除所述RC积分电路产生的寄生极点；

其中，a1为所述OPA1的参数，为常数；Cc为OPA1中的补偿电容；m为第二MOS管与第一MOS管的阻值比，所述第一MOS管和第二MOS管采用相同类型的MOS管；n为R1与Rb的阻值比；α为OPA1的输入端寄生电容与积分电容Ci的比例常数。

较佳地，所述偏置电路进一步与所述跟踪电路相连，为跟踪电路提供所述I_ref1和I_ref2，所述I_ref1和I_ref2是由所述偏置电路的参考电流I_bias经镜像后得到的。

较佳地，所述补偿电容Cc和所述积分电容Ci采用相同的电容材料。

较佳地，所述电阻R1和所述偏置电路中的偏置电阻Rb采用相同的电阻材料。

所述输入信号为非差分信号，则所述负反馈电路包括一个所述负反馈单元，该负反馈单元通过负反馈连接方式连接在所述OPA1的输出端和一个输入端之间，所述OPA1中未连接负反馈单元的输入端接一参考电压。

所述输入信号为差分信号，则所述负反馈电路包括两个所述负反馈单元，其中一个负反馈单元连接在所述OPA1的正输入端和负输出端之间，另一个负反馈单元连接在所述OPA1的负输入端和正输出端之间；两个负反馈单元中的第二MOS管均与所述OPA2的输出端相连。

根据以上技术方案可见，本发明在RC积分电路的负反馈回路中串联MOS管，使得串联的MOS管与积分电容Ci构成零点，通过控制MOS管的电阻值，使得MOS管与Ci产生的零点恰好抵消RC积分电路中的寄生极点，从而避免使用该RC积分电路的有源滤波器发生峰值响应，进而保持有源滤波器的线性特性。

当环境发生变化时，例如温度变化，RC积分电路中的电阻阻值、电容容值可能会发生变化，元器件参数的变化会导致寄生极点发生移位，如果零点不随之移位，则不能保证零极点的对消效果。为了保证环境变化情况下的零极点对消效果，本发明还增加了跟踪电路，该跟踪电路根据RC积分电路中元器件参数的变化，自适应控制MOS管的阻值，从而保证零极点对消效果不受环境变化影响。

本发明消除峰值响应的RC积分电路实现简单，如果采用偏置电路为跟踪电路提供电流源，还能够减少有源器件的使用，能够较好地应用于低能耗电路的设计中。

附图说明

图1(a)为一种常用的七阶有源滤波电路的示意图。

图1(b)为现有技术中使用在有源滤波电路内的RC积分电路的结构示意图。

图1(c)为图1(b)所示RC积分电路的等效半电路的结构示意图。

图2为本发明RC积分电路的结构框图。

图3为本发明一实施例中使用在有源滤波电路内的RC积分电路的结构示意图。

图4为本发明另一实施例中使用在有源滤波电路内的RC积分电路的结构示意图。

具体实施方式

通过对使用频宽不足的OPA的RC积分电路进行频率域的分析可知，该RC积分电路传递函数中存在一个非主极点，称为寄生极点(parasiticpole)，由于寄生极点的存在，导致频率响应的相位发生变化，这样的变化造成RC积分电路所在有源滤波电路产生峰值响应。因此，本发明通过在RC积分电路中增加零点(zero pole)环节来抵消寄生极点。

具体来说，本发明在图1示出的RC积分电路的负反馈回路上串联一金属氧化物半导体(MOS，Metal Oxide Semiconductor)管，该MOS管记为Mos_R2，同时Mos_R2还表示该MOS管的阻值。如图2所示的本发明RC积分电路结构框图，负反馈回路上串联的MOS_R2和Ci构成RC积分电路传递函数中的零点。当Mos_R2取值合适时，可以抵消寄生极点，从而避免峰值响应。

此外，RC积分电路中各元器件的参数会受到环境温度、电路结构等环境变化的影响。当元器件参数发生变化时，例如电阻阻值、电容容值发生变化，则寄生极点发生移位，此时如果零点不随之移位，则不能保证零极点的对消效果。为了保证环境变化情况下的零极点对消效果，本发明实施例进一步增加跟踪电路(tracking circuit)，该跟踪电路根据RC积分电路中元器件参数的变化，自适应控制Mos_R2的阻值，从而调整零点位置，以保证零极点对消效果。参见图2，跟踪电路包括输出端和控制端；跟踪电路的输出端连接跟踪电路的控制端和MOS_R2的栅极，用于为跟踪电路和MOS_R2提供等电位电压，以在RC积分电路中产生一可控零点，从而消除RC积分电路产生的寄生极点。

图3为在图1示出的RC积分电路中增加Mos_R2和跟踪电路后的电路结构示意图。如图3所示，该RC积分电路包括：

OPA1，具有输入端、输出端和偏置端；输入端耦接输入信号Vi，输出端提供输出信号Vo。

负反馈单元，连接在OPA1的输入端和输出端之间。负反馈单元包括串联的积分电容Ci和Mos_R2。Mos_R2可以为PMOS或NMOS，无论采用PMOS或NMOS只要采用MOS管的源极和漏极实现串联即可，不需要限制耦接OPA1负输入端的端极是源极还是漏极。OPA1和负反馈单元构成RC积分电路。

偏置电路，与OPA1的偏置端相连，用以提供一偏置电流I_B。该偏置电路为一常规电路，这里不详述其结构。如本文背景部分所述，偏置电路提供的偏置电流I_B是由参考电流I_bias经镜像后得到的。I_bias与偏置电路中的偏置电阻Rb成反比，即I_bias＝B/Rb；B为一增益因子，B值可以通过对偏置电路进行KVL分析得到，当偏置电路结构确定后，B为一常数。

跟踪电路，包括OPA2、两个等值的参考电流源I_ref1和I_ref2、电阻R1、另一MOS管和可调电阻Rx。所述另一MOS管记为Mos_R1，同时Mos_R1还表示该MOS管的阻值。I_ref1连接OPA2的正输入端，该正输入端并通过R1接地；I_ref2连接OPA2的负输入端，该负输入端并通过相互串联的Mos_R1和Rx接地；Mos_R1的栅极(Gate)连接OPA2的输出端，从而形成一负反馈回路，同时Mos_R1的栅极进一步连接Mos_R2的栅极，使得两个MOS管由相同电位控制。

在跟踪电路中，Mos_R1可以为PMOS或NMOS。当采用PMOS时，与OPA2负输入端耦接的端极为源极(S)；当采用NMOS时，与OPA2负输入端耦接的端极为漏极(D)。

在跟踪电路中，I_ref1和I_ref2可以由同一电流源提供。为了减少有源器件的使用，较佳地，跟踪电路进一步与偏置电路相连，由偏置电路为跟踪电路提供I_ref1和I_ref2，该I_ref1和I_ref2是由偏置电路的参考电流I_bias经镜像后得到，即，

I_ref1＝I_ref2＝k_R2×I_bias；        (3)

其中，k_R2为镜像率。k_R2与前述k_R1可以相同或不同。

当图3所示的RC积分电路应用于处理非差分信号的有源滤波器时，输入信号Vi为非差分信号，输入信号Vi通过一电阻R2连接OPA1的输入端。该RC积分电路包括一个负反馈单元，该负反馈单元通过负反馈连接方式连接在OPA1的一个输入端和输出端之间，OPA1中未连接负反馈单元的输入端接一参考电压(Vref)。如图3所示，其负反馈单元连接在OPA1的负输入端和输出端之间，正输入端连接参考电压。

当图3所示的RC积分电路应用于处理差分信号的有源滤波器时，RC积分电路的完整结构如图4所示，输入信号Vi为差分信号，输入信号Vi的两端分别通过输入电阻(R2u和R2d)连接OPA1。RC积分电路包括两个结构相同的负反馈单元，其中一个负反馈单元连接在OPA1的正输入端和负输出端之间，另一个负反馈单元连接在OPA1的负输入端和正输出端之间。两个负反馈单元中的MOS管(MOS_R2u和MOS_R2d)的栅极均与OPA2的输出端相连，使得两个负反馈单元中的MOS管也由相同电位控制。

图3示出的RC积分电路可以看作图4所示全差分RC积分器的等效半电路，此时，OPA1正输入端连接的Vref可以看做共模参考电压。

由于图3是图4的等效半电路，因此图3和图4所示电路中的零极点对消的原理相同。下面，结合图3对RC积分电路中零极点对消的原理以及电路中元器件的参数选择进行说明。

参见图3，首先对OPA1的频率响应进行分析。图3中的OPA1为一常规OPA，具体可以参考任意模拟电路设计资料。本实施例以OPA1为一标准二阶OPA为例。图3中最右边虚线框内的电路为一标准二阶OPA的具体结构。

从OPA1的具体结构可以得到，OPA1的单位增益频率ω_u为：

${\mathrm{\ω}}_u=\frac{g_{m1}}{\mathrm{Cc}};---\left(4\right)$

本实施例以标准二阶OPA为例，实际上无论OPA结构如何，补偿电容是必备元件之一，且存在 ${\mathrm{\ω}}_u=\frac{g_{m1}}{\mathrm{Cc}}$ 的关系。

其中，Cc为OPA中的补偿电容；

g_m1是OPA1第一级跨导放大器的跨导。对于任意跨导放大器来说，g_m与偏置电路提供的电流I_B成正比，即，

g_m＝k×I_B；            (5)

其中，k为OPA1的内部参数，例如OPA1中晶体管的参数(M1)，等等。当电路确定后，k为常数。

结合前述公式(1)、(2)和(5)可知，图3中的OPA1具有如下特性：

$g_{m1}=\frac{k\×k_{R1}\×B}{\mathrm{Rb}}=\frac{a1}{\mathrm{Rb}};---\left(6\right)$

可见，a1与镜像率k_R1、OPA的内部参数k以及偏置电路的增益因子B都有关。 $g_{m1}=\frac{a1}{\mathrm{Rb}}$ 是本领域技术人员通过分析容易得到的关系，这里不详述a1的具体组成，仅将其看作为OPA1的参数，且当电路确定后，a1为常数。

将公式(6)代入公式(4)得到：

${\mathrm{\ω}}_u=\frac{g_{m1}}{\mathrm{Cc}}=\frac{a1}{\mathrm{Rb}\×\mathrm{Cc}}.---\left(7\right)$

在图3示出的RC积分电路的传递函数中，其寄生极点为ω_u的函数，且函数关系为：寄生极点＝α×ω_u，其中α(Alpha)为OPA的输入端寄生电容与积分电容(Ci)的比例常数。而MOS_R2和Ci构成的负反馈单元在RC积分电路的传递函数中表现为一个零点，该零点(ω_Z)为：

${\mathrm{\ω}}_Z=\frac{1}{\mathrm{Mos}\_R2\×\mathrm{Ci}};---\left(8\right)$

为了使得零极点对消，必须令α×ω_u＝ω_Z。根据公式(7)和(8)可以得到：

$\mathrm{\α}\×\frac{a1}{\mathrm{Rb}\×\mathrm{Cc}}=\frac{1}{\mathrm{Mos}\_R2\×\mathrm{Ci}}\⇒\frac{\mathrm{Mos}\_R2}{\mathrm{Rb}}=\frac{\mathrm{Cc}}{a1\×\mathrm{Ci}}\×\frac{1}{\mathrm{\α}};---\left(9\right)$

其中，a1为常数，Cc/Ci通常为定值，而Rb可能根据环境变化而改变。因此可以得出如下结论：只要令Mos_R2跟踪Rb，即令Mos_R2与Rb之间满足

的倍数关系，就可以保证α×ω_u＝ω_Z，从而实现零极点的抵消。

为了令Mos_R2与Rb之间满足

的倍数关系，本发明采用跟踪电路来控制Mos_R2的阻值，使其跟踪Rb。参见图3所示的跟踪电路，根据运算放大器两输入端等电位的原理，也就是“虚短”原理，OPA2正输入端电位Vref+等于负输入端电位Vref-，那么，

$\mathrm{Mos}\_R1=R1-\mathrm{Rx}=R1\×(1-\frac{\mathrm{Rx}}{R1});---\left(10\right)$

设 $a3=1-\frac{\mathrm{Rx}}{R1},$ $\frac{R1}{\mathrm{Rb}}=n,$ 则将a3和n代入公式(10)得到：

Mos_R1＝a3×R1＝a3×n ×Rb；            (11)

由于Mos_R2与Mos_R1由相同电位控制，因此Mos_R2与Mos_R1阻值比为一常数，记为 $\frac{\mathrm{Mos}\_R2}{\mathrm{Mos}\_R1}=m.$ Mos_R1和Mos_R2需要采用相同类型(PMOS或NMOS)的MOS管，则当环境变化时，Mos_R1和Mos_R2的变化率相同，保证 $\frac{\mathrm{Mos}\_R2}{\mathrm{Mos}\_R1}=m$ 为常数。

将m代入公式(11)可到：

$\mathrm{Mos}\_R2=m\×\mathrm{Mos}\_R1=m\×a3\×n\×\mathrm{Rb}\⇒\frac{\mathrm{Mos}\_R2}{\mathrm{Rb}}=m\×a3\×n;---\left(12\right)$

由公式(9)和(12)可知，由于m和n均为常数，那么只需要调节a3，使得 $m\×a3\×n=\frac{\mathrm{Cc}}{a1\×\mathrm{Ci}}\×\frac{1}{\mathrm{\α}},$ 即可保证Mos_R2跟踪Rb。而 $a3=1-\frac{\mathrm{Rx}}{R1},$ 因此a3的调节通过调节跟踪电路中的Rx实现。

可见，本发明通过调节Rx的阻值，使得如下等式(13)成立，从而消除RC积分电路的寄生极点：

$1-\frac{\mathrm{Rx}}{R1}=\frac{1}{a1}\×\frac{\mathrm{Cc}}{\mathrm{Ci}}\×\frac{1}{m}\×\frac{1}{n}\×\frac{1}{\mathrm{\α}}.---\left(13\right)$

根据等式(13)调节Rx的阻值，可以快速准确地实现零极点对消。在实际中，还可以在图3所示的电路搭建完成后，尝试调节Rx的阻值，并测量频率响应的变化，经过多次实验就可以找到一个较佳Rx值。但这种不利用等式(13)的实验调节方式比较耗时。

较佳地，为了保证Cc/Ci不受环境影响，Cc和Ci采用相同材料的电容器件。当环境变化时，Cc和Ci的变化率相同，使得Cc/Ci的比值为常数，保证环境变化不会影响零极点的对消。

同理，为了进一步保证R1/Rb＝n不受环境影响，R1和Rb采用相同材料的电阻器件。当环境变化时，R1和Rb的变化率相同，使得R1/Rb的比值为常数，保证环境变化不会影响零极点的对消。

使用本发明，不需要对偏置电路和OPA进行修改，只需要增加MOS_R2和跟踪电路，即可实现寄生极点的消除，且环境变化不会影响对消效果，且实现简单。

如果采用偏置电路为跟踪电路提供电流源，还能够减少有源器件的使用，能够较好地应用于低能耗电路的设计中。

综上所述，以上仅为本发明的较佳实施例而已，并非用于限定本发明的保护范围。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (8)

1、一种RC积分电路，其特征在于，包括：

运算放大器OPA1；

负反馈电路，连接在所述OPA1的输入端和输出端之间；所述负反馈电路包括由积分电容Ci和第二金属氧化物半导体MOS管串联构成的负反馈单元；

偏置电路，与所述OPA1的偏置端连接，用以提供一偏置电流I_B，

跟踪电路，包括输出端和控制端；跟踪电路的输出端连接跟踪电路的控制端和所述第二MOS管的栅极，用于为跟踪电路和第二MOS管提供等电位电压，以在所述RC积分电路中产生一可控零点。

2、如权利要求1所述的RC积分电路，其特征在于，所述跟踪电路包括参考电流源I_ref1、参考电流源I_ref2、运算放大器OPA2、电阻R1、可调电阻Rx和第一MOS管；所述I_ref1和I_ref2等值；所述OPA2的输出端为所述跟踪电路的输出端；所述第一MOS管的栅极为所述跟踪电路的控制端；

所述I_ref1连接所述OPA2的正输入端，并通过所述R1接地；所述I_ref2连接所述OPA2的负输入端并通过相互串联的第一MOS管和Rx接地；所述OPA2的输出端连接所述第一MOS管的栅极和所述负反馈单元中第二MOS管的栅极；

通过调整Rx的阻值，以消除所述RC积分电路产生的寄生极点。

3、如权利要求2所述的RC积分电路，其特征在于，设置Rx的阻值，使得等式 $1-\frac{\mathrm{Rx}}{R1}=\frac{1}{a1}\×\frac{\mathrm{Cc}}{\mathrm{Ci}}\×\frac{1}{m}\×\frac{1}{n}\×\frac{1}{\mathrm{\α}}$ 成立，以消除所述RC积分电路产生的寄生极点；

其中，a1为所述OPA1的参数，为常数；Cc为OPA1中的补偿电容；m为第二MOS管与第一MOS管的阻值比，所述第一MOS管和第二MOS管采用相同类型的MOS管；n为R1与Rb的阻值比；α为OPA1的输入端寄生电容与积分电容Ci的比例常数。

4、如权利要求2所述的RC积分电路，其特征在于，所述偏置电路进一步与所述跟踪电路相连，为跟踪电路提供所述I_ref1和I_ref2，所述I_ref1和I_ref2是由所述偏置电路的参考电流I_bias经镜像后得到的。

5、如权利要求2所述的RC积分电路，其特征在于，所述补偿电容Cc和所述积分电容Ci采用相同的电容材料。

6、如权利要求2所述的RC积分电路，其特征在于，所述电阻R1和所述偏置电路中的偏置电阻Rb采用相同的电阻材料。

7、如权利要求2所述的RC积分电路，其特征在于，所述输入信号为非差分信号，则所述负反馈电路包括一个所述负反馈单元，该负反馈单元通过负反馈连接方式连接在所述OPA1的输出端和一个输入端之间，所述OPA1中未连接负反馈单元的输入端接一参考电压。

8、如权利要求2所述的RC积分电路，其特征在于，所述输入信号为差分信号，则所述负反馈电路包括两个所述负反馈单元，其中一个负反馈单元连接在所述OPA1的正输入端和负输出端之间，另一个负反馈单元连接在所述OPA1的负输入端和正输出端之间；两个负反馈单元中的第二MOS管均与所述OPA2的输出端相连。

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