CN113346810A - 速度和电流双闭环模糊控制的pmsm无传感器控制方法 - Google Patents

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CN113346810A CN202110681046.4A CN202110681046A CN113346810A CN 113346810 A CN113346810 A CN 113346810A CN 202110681046 A CN202110681046 A CN 202110681046A CN 113346810 A CN113346810 A CN 113346810A
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Abstract

本发明公开了一种速度和电流双闭环模糊控制的PMSM无传感器控制方法，包括以下步骤：1）建立表贴式永磁同步电机的矢量控制数学模型；2）建立模糊速度控制器、模糊电流控制器；3）建立基于切换PI控制器的模型参考自适应观测器：将模型参考自适应观测器中传统的PI自适应机制改进为切换PI控制器，从而提升观测器的鲁棒性与精确性。与现有技术相比，本发明能够提升PMSM无传感器控制的精度与动态性能，尤其适用于存在参数变化、低速、转速突变的系统。

Description

速度和电流双闭环模糊控制的PMSM无传感器控制方法
技术领域
本发明涉及电机控制领域，特别涉及一种基于永磁同步电机无传感器控制方法。
背景技术
永磁同步电动机由于其高效率和高转矩密度，已广泛应用于电动汽车、飞轮储能系统和风能转换系统等领域。传统的永磁同步电机速度控制要求在空间有限的齿轮箱中采用编码器、转速计或其他机械位置传感器。机械传感器的使用降低了系统的可靠性，增加了电机的体积，也使得电机的设计变得复杂。因此，无传感器控制方法受到了广泛的关注。
由于定子电阻随温度变化和老化而变化，因此在低速运行时，鲁棒和准确的多参数估计对于无传感器驱动器至关重要。模型参考自适应系统(MRAS)的自适应机制一般采用固定增益比例积分(PI)控制器来产生位置或速度的估计值。此外，在低速运行时，电机参数的变化所带来的影响更为突出。这些都使得固定增益PI控制器无法保持系统的稳定性。另一方面，无传感器控制的精度取决于指令电压。传统的PI控制器由于实现简单，在速度控制器、电流控制器中经常被采用。固定增益PI控制器对指令速度阶跃变化和负载扰动等参数变化非常敏感。因此，PI控制器不能保证在整个工作范围内具有合理的动态性能。
发明内容
为了解决上述技术问题，本发明提供一种算法简单、控制性能高、对参数变化具有鲁棒性的基于速度和电流双闭环模糊控制的PMSM无传感器控制方法。
本发明解决上述问题的技术方案是：一种速度和电流双闭环模糊控制的PMSM无传感器控制方法，包括以下步骤：
步骤1)：建立表贴式永磁同步电机的矢量控制数学模型；
步骤2)：建立模糊速度控制器、模糊电流控制器来改进传统的基于双闭环的PI控制器；
步骤3)：建立基于切换PI模型参考自适应观测器的数学模型：在基于模糊速度控制器、模糊电流控制器的基础上，利用模型参考自适应观测器作为PMSM的无传感控制的实现方法。
上述速度和电流双闭环模糊控制的PMSM无传感器控制方法，所述步骤1)中，建立基于旋转坐标系的表贴式永磁同步电机数学模型如下：
Figure BDA0003122842630000021
其中，Rs为定子电阻，ud、uq分别为d、q轴定子电压，id、iq分别为d、q轴定子电流，Ld、Lq分别为d、q轴定子电感，ωe为电磁转速，
Figure BDA0003122842630000022
为永磁体磁链。
上述速度和电流双闭环模糊控制的PMSM无传感器控制方法，步骤2)具体包括：
步骤2-1)：实时获取误差以及误差变化率；
步骤2-2)：对误差以及误差变化率，依次进行模糊化、模糊推理、解模糊化和参数修正，获取参数调整量；
步骤2-3)：基于误差、误差变化率以及参数调整量，通过PI控制器，进行参数控制。
上述速度和电流双闭环模糊控制的PMSM无传感器控制方法，所述步骤2)中，基于模糊PI控制器进行参数控制的参数控制表达式为：
Figure BDA0003122842630000031
式中，KP为比例控制参数，KI为积分控制参数，K′P为PI控制器本身的比例控制参数，K′I为PI控制器本身的积分控制参数，ΔKP为比例控制参数调整量，ΔKI为积分控制参数调整量。
上述速度和电流双闭环模糊控制的PMSM无传感器控制方法，所述步骤2-2)中，所述模糊化的过程具体包括以下步骤：
量化处理步骤：对输入量进行量化处理，利用Ke作为e的量化因子、Kc作为ec的量化因子，将输入量分别转化为模糊变量E、EC，这种转变描述为：
Figure BDA0003122842630000032
其中，e代表误差，ec代表误差变化率；
论域变换步骤：将量化处理后的输入量，由其基本域转换到对应的模糊论域中，利用Ka作为E的量化因子，Kde作为EC的量化因子，将E和EC转换为-1到1的模糊域；Ke和Kde描述为：
Ka＝1/emax＝1/nN
Kde＝1/ecmax
其中emax和ecmax分别为误差E和误差变化率EC的最大值；
模糊表示步骤：用对应的模糊集合表示变换到模糊论域的输入量；所述输入量包括误差和误差变化率。
上述速度和电流双闭环模糊控制的PMSM无传感器控制方法，所述步骤2)中，对模糊速度控制器而言，模糊集合的模糊子集包括负大NB、负中NM、负小NS、零ZE、正小PS、正中PM和正大PB，由于e和ec小于速度控制器，考虑到模糊子集的数量给系统带来计算量的增加，因此模糊电流控制器中采用了5个模糊子集，即负中、负小、零、正小、正中。
上述速度和电流双闭环模糊控制的PMSM无传感器控制方法，所述步骤2-2)中，解模糊化的方法为重心法，输出函数如下：
Figure BDA0003122842630000041
其中Z0为模糊控制器输出量解模糊后的精确值，i为模糊控制量论域内的值，N是模糊规则的总数，
Figure BDA0003122842630000042
为Zi的隶属度值。
上述速度和电流双闭环模糊控制的PMSM无传感器控制方法，所述步骤3)中，采用了基于切换PI模型参考自适应观测器作为无传感器控制方法，辨识转速
Figure BDA0003122842630000043
表示为：
Figure BDA0003122842630000044
其中，S为微分算子，
Figure BDA0003122842630000045
为初始值，
Figure BDA0003122842630000046
为q轴定子电流iq的估算值，
Figure BDA0003122842630000047
为d轴定子电流id的估算值，L为电感；
令Y为电流误差变量：
Figure BDA0003122842630000048
上述速度和电流双闭环模糊控制的PMSM无传感器控制方法，所述步骤3)中，切换PI的设计遵循以下两个步骤：
i)基于电流误差变量Y的间隔，设置两个阈值A和B；
ii)根据设计的阈值进一步细分区间：当KI设置为0时，防止超调；否则，KI增加，加快电阻跟踪的速度；
因此定子电阻的估计方程表示为：
Figure BDA0003122842630000051
其中，
Figure BDA0003122842630000052
为定子电阻的估计值，β为积分项的切换系数，KPi、KIi为别为第i个控制器的比例、积分控制参数，当|Y|≤A/2时，β＝1；否则β＝0；
转子位置角的辨识方程为转速辨识方程的积分形式：
Figure BDA0003122842630000053
本发明的有益效果在于：
1、本发明改进了永磁同步电机矢量控制中传统双闭环的PI控制器，将模糊PI控制器应用于PMSM无传感控制系统的速度环和电流环中，极好地提升了系统的抗干扰能力，改善了系统的稳态和动态性能，可有效消除系统动态误差，提高控制精度。
2、本发明能够将逆变器的非线性因素进行补偿，进一步提高PMSM在低速下的无传感器控制性能，从而提高了技术的应用范围及其实用性。
3、本发明将模型参考自适应观测器中的PI自适应机制改进为切换PI控制器，具有对外部扰动具有高鲁棒性的优点，能够在电阻发生大范围变化下依然能够实现高精度无传感器控制，从而提升观测器的鲁棒性与精确性。
附图说明
图1为永磁同步电机无传感器控制的系统图。
图2为桥臂理论/实际触发脉冲的示意图。
图3为模糊PI控制器结构图。
图4为速度控制器的隶属度函数图。
图5为电流控制器的隶属度函数图。
图6为MRAS观测器的结构图。
图7为切换PI控制器结构图。
图8为在MRAS观测器下基于模糊控制器的转速跟踪实验结果图。
图9为在MRAS观测器下基于切换PI控制器的电阻跟踪实验结果图。
具体实施方式
下面结合附图和实施例对本发明作进一步的说明。
如图1所示，一种速度和电流双闭环模糊控制的PMSM无传感器控制方法，包括以下步骤：
1)建立表贴式永磁同步电机的矢量控制数学模型。基于旋转坐标系的表贴式永磁同步电机电机数学模型如下：
Figure BDA0003122842630000061
其中，Rs为定子电阻，ud、uq分别为d、q轴定子电压，id、iq分别为d、q轴定子电流，Ld、Lq分别为d、q轴定子电感，ωe为电磁转速，
Figure BDA0003122842630000062
为永磁体磁链。
2)建立模糊速度控制器、模糊电流控制器来改进传统的基于双闭环的PI控制器。步骤2)具体包括：
步骤2-1)：实时获取误差以及误差变化率；
步骤2-2)：对误差以及误差变化率，依次进行模糊化、模糊推理、解模糊化和参数修正，获取参数调整量；
步骤2-3)：基于误差、误差变化率以及参数调整量，通过PI控制器，进行参数控制。
基于模糊PI控制器进行参数控制的参数控制表达式为：
Figure BDA0003122842630000071
式中，KP为比例控制参数，KI为积分控制参数，K′P为PI控制器本身的比例控制参数，K′I为PI控制器本身的积分控制参数，ΔKP为比例控制参数调整量，ΔKI为积分控制参数调整量。转速、电流环结构基于PI控制器进行参数控制。
步骤2-2)中，模糊化的过程具体包括以下步骤：
量化处理步骤：对输入量进行量化处理，利用Ke作为e的量化因子、Kc作为ec的量化因子，将输入量分别转化为模糊变量E、EC，这种转变描述为：
Figure BDA0003122842630000072
其中，e代表误差，ec代表误差变化率；
论域变换步骤：将量化处理后的输入量，由其基本域转换到对应的模糊论域中，利用Ka作为E的量化因子，Kde作为EC的量化因子，将E和EC转换为-1到1的模糊域，它们类似于常规PI控制器的增益系数，影响系统的稳定性、振荡和阻尼。Ke和Kde描述为：
Ka＝1/emax＝1/nN
Kde＝1/ecmax
其中emax和ecmax分别为误差E和误差变化率EC的最大值。
模糊表示步骤：用对应的模糊集合表示变换到模糊论域的输入量；所述输入量包括误差和误差变化率。
对模糊速度控制器而言，模糊集合的模糊子集包括负大NB、负中NM、负小NS、零ZE、正小PS、正中PM和正大PB，由于e和ec小于速度控制器，考虑到模糊子集的数量给系统带来计算量的增加，因此模糊电流控制器中采用了5个模糊子集，即负中、负小、零、正小、正中。
基于预设的数据库和规则库进行所述模糊推理。其中速度控制器与电流控制器的模糊控制规则分别如表1和表2所示：
表1速度控制器Kp/Ki的模糊控制规则
Figure BDA0003122842630000081
表2电流控制器Kp/Ki的模糊控制规则
Figure BDA0003122842630000082
步骤2-2)中，解模糊化的方法为重心法，与最大隶属度法相比较，重心法具有更平滑的输出推理控制。输出函数如下：
Figure BDA0003122842630000083
其中Z0为模糊控制器输出量解模糊后的精确值，i为模糊控制量论域内的值，N是模糊规则的总数，
Figure BDA0003122842630000084
为Zi的隶属度值。
如图4、图5所示，最大隶属度法为采用三角隶属函数与梯形隶属函数重叠的最大隶属度法。在论域的两端，模糊集的形状是梯形的，而中间模糊集的形状是三角形的，两者相互重叠。
3)建立基于切换PI模型参考自适应观测器的数学模型：在基于模糊速度控制器、模糊电流控制器的基础上，利用模型参考自适应观测器作为PMSM的无传感控制的实现方法。
如图6所示，采用了基于切换PI模型参考自适应观测器作为无传感器控制方法。辨识转速可表示为：
Figure BDA0003122842630000091
其中，S为微分算子，
Figure BDA0003122842630000092
为初始值，
Figure BDA0003122842630000093
为q轴定子电流iq的估算值，
Figure BDA0003122842630000094
为d轴定子电流id的估算值，L为电感；
令Y为电流误差变量：
Figure BDA0003122842630000095
如图7所示，切换PI的设计遵循以下两个步骤：
i)基于电流误差变量Y的间隔，设置两个阈值A和B。
ii)根据设计的阈值进一步细分区间：当KI设置为0时，防止超调；否则，KI增加，加快电阻跟踪的速度；
因此定子电阻的估计方程表示为：
Figure BDA0003122842630000096
其中，
Figure BDA0003122842630000097
为定子电阻的估计值，β为积分项的切换系数，KPi、KIi为别为第i个控制器的比例、积分控制参数，当|Y|≤A/2时，β＝1；否则β＝0；
转子位置角的辨识方程为转速辨识方程的积分形式：
Figure BDA0003122842630000101
表3电机主要参数
Figure BDA0003122842630000102
实验采样频率设置为11.5kHz，参数辨识算法采用具有实时控制能力的高性能32位微控制器TMS320F28035 DSP实现。所有实验均在同一台计算机上进行，计算机配置如下：intel(R)core(TM)i5-7500、四核处理器、RAM 16GB和NVIDIA GeForce GTX 1050 Ti的GPU。在所有试验中，估计的速度反馈给速度控制回路实现无传感器控制功能。为了验证系统的鲁棒性，在MATLAB/Simulink中进行了电阻变化的仿真。电阻变化实验设立了两组，分别为1.204Ω(100％)-1.806Ω(150％)-1.204Ω(100％)-0.903Ω(75％)-1.204Ω(100％)以及1.204Ω(100％)-2.528Ω(210％)-1.806Ω(150％)-1.0836Ω(90％)-0.8428Ω(70％)。为了评估所提出的d轴变结构电流调节器的控制性能，给出了永磁同步电机无传感器控制的实验结果如图8、图9所示，本发明所述方法能实现在电阻发生大范围变化、低速下依然能够实现永磁同步电机无传感器控制功能，且精度高于其他对比方法。
综上所述，本发明基于速度和电流双闭环模糊控制的PMSM无传感器控制方法，能够在低速下能够获取良好的无传感器控制效果，从而改善低速下永磁同步电机无传感器控制性能不佳的问题；且将传统的转速、电流PI控制器改进为模糊PI控制器，提升了电流、电压的控制性能从而为无传感器控制奠定了基础；再者为了在定子电阻发生突变下依然保持一个良好的PMSM无传感器控制，本发明中采取了将MRAS观测器中传统的单PI自适应机制改进为切换PI自适应机制，使得PMSM能够实现高鲁棒的无传感器控制；与现有技术相比，本发明为解决变参数下PMSM的无传感器控制提供了一种十分有效的途径，并能广泛地应用到电动汽车、飞轮储能系统和风能转换系统等一系类复杂的系统中。

Claims (9)

1.一种速度和电流双闭环模糊控制的PMSM无传感器控制方法，包括以下步骤：
步骤1)：建立表贴式永磁同步电机的矢量控制数学模型；
步骤2)：建立模糊速度控制器、模糊电流控制器来改进传统的基于双闭环的PI控制器；
步骤3)：建立基于切换PI模型参考自适应观测器的数学模型：在基于模糊速度控制器、模糊电流控制器的基础上，利用模型参考自适应观测器作为PMSM的无传感控制的实现方法。
2.根据权利要求1所述的速度和电流双闭环模糊控制的PMSM无传感器控制方法，其特征在于：所述步骤1)中，建立基于旋转坐标系的表贴式永磁同步电机数学模型如下：
Figure FDA0003122842620000011
其中，Rs为定子电阻，ud、uq分别为d、q轴定子电压，id、iq分别为d、q轴定子电流，Ld、Lq分别为d、q轴定子电感，ωe为电磁转速，
Figure FDA0003122842620000012
为永磁体磁链。
3.根据权利要求2所述的速度和电流双闭环模糊控制的PMSM无传感器控制方法，其特征在于，步骤2)具体包括：
步骤2-1)：实时获取误差以及误差变化率；
步骤2-2)：对误差以及误差变化率，依次进行模糊化、模糊推理、解模糊化和参数修正，获取参数调整量；
步骤2-3)：基于误差、误差变化率以及参数调整量，通过PI控制器，进行参数控制。
4.根据权利要求3所述的速度和电流双闭环模糊控制的PMSM无传感器控制方法，其特征在于，所述步骤2)中，基于模糊PI控制器进行参数控制的参数控制表达式为：
Figure FDA0003122842620000021
式中，KP为比例控制参数，KI为积分控制参数，K′P为PI控制器本身的比例控制参数，K′I为PI控制器本身的积分控制参数，ΔKP为比例控制参数调整量，ΔKI为积分控制参数调整量。
5.根据权利要求3所述的速度和电流双闭环模糊控制的PMSM无传感器控制方法，其特征在于，所述步骤2-2)中，所述模糊化的过程具体包括以下步骤：
量化处理步骤：对输入量进行量化处理，利用Ke作为e的量化因子、Kc作为ec的量化因子，将输入量分别转化为模糊变量E、EC，这种转变描述为：
Figure FDA0003122842620000022
其中，e代表误差，ec代表误差变化率；
论域变换步骤：将量化处理后的输入量，由其基本域转换到对应的模糊论域中，利用Ke作为E的量化因子，Kde作为EC的量化因子，将E和EC转换为-1到1的模糊域；Ke和Kde描述为：
Ke＝1/emax＝1/nN
Kde＝1/ecmax
其中emax和ecmax分别为误差E和误差变化率EC的最大值；
模糊表示步骤：用对应的模糊集合表示变换到模糊论域的输入量；所述输入量包括误差和误差变化率。
6.根据权利要求3所述的速度和电流双闭环模糊控制的PMSM无传感器控制方法，其特征在于，所述步骤2)中，对模糊速度控制器而言，模糊集合的模糊子集包括负大NB、负中NM、负小NS、零ZE、正小PS、正中PM和正大PB，由于e和ec小于速度控制器，考虑到模糊子集的数量给系统带来计算量的增加，因此模糊电流控制器中采用了5个模糊子集，即负中、负小、零、正小、正中。
7.根据权利要求3所述的速度和电流双闭环模糊控制的PMSM无传感器控制方法，其特征在于，所述步骤2-2)中，解模糊化的方法为重心法，输出函数如下：
Figure FDA0003122842620000031
其中Z0为模糊控制器输出量解模糊后的精确值，i为模糊控制量论域内的值，N是模糊规则的总数，
Figure FDA0003122842620000032
为Zi的隶属度值。
8.根据权利要求4所述的速度和电流双闭环模糊控制的PMSM无传感器控制方法，其特征在于：所述步骤3)中，采用了基于切换PI模型参考自适应观测器作为无传感器控制方法，辨识转速
Figure FDA0003122842620000033
表示为：
Figure FDA0003122842620000034
其中，S为微分算子，
Figure FDA0003122842620000035
为初始值，
Figure FDA0003122842620000036
为q轴定子电流iq的估算值，
Figure FDA0003122842620000037
为d轴定子电流id的估算值，L为电感；
令Y为电流误差变量：
Figure FDA0003122842620000038
9.根据权利要求8所述的速度和电流双闭环模糊控制的PMSM无传感器控制方法，其特征在于：所述步骤3)中，切换PI的设计遵循以下两个步骤：
i)基于电流误差变量Y的间隔，设置两个阈值A和B；
ii)根据设计的阈值进一步细分区间：当KI设置为0时，防止超调；否则，KI增加，加快电阻跟踪的速度；
因此定子电阻的估计方程表示为：
Figure FDA0003122842620000041
其中，
Figure FDA0003122842620000042
为定子电阻的估计值，β为积分项的切换系数，KPi、KIi为别为第i个控制器的比例、积分控制参数，当|Y|≤A/2时，β＝1；否则β＝0；
转子位置角的辨识方程为转速辨识方程的积分形式：
Figure FDA0003122842620000043
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