CN113315258A - 基于lcl-lcl-s混合自切换谐振式的充电方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供的一种基于LCL‑LCL‑S混合自切换谐振式的无线充电方法，包括如下步骤：1)对混合自切换谐振式网络拓扑LCL‑LCL/S结构的参数进行设计，以实现恒流恒压的无线充电；2)对混合自切换谐振式网络拓扑LCL‑LCL/S结构的参数进行优化，以提高精准性，给出了对于不同模式下的电感参数的优化区域。本发明的无线充电方法通过构建两种模式下的网络拓扑结构，实现稳定的恒流或恒压输出，并且基于LCL‑LCL/S的网络拓扑，设计了混合自切换结构，实现无源下的混合自切换，进而实现阶段式充电。

Description

基于LCL-LCL-S混合自切换谐振式的充电方法

技术领域

本发明涉及无线充电领域，尤其涉及一种基于LCL-LCL-S混合自切换谐振式的无线充电方法。

背景技术

近几年来，无线充电技术发展趋势非常迅猛，己经在很多的小型低功率等级电器方面成功实现商品化，如：无线充电的电动牙刷、手表、手机等。相比于有线传输，采用无线充电技术可以避免充电头的频繁插拔，可以避免外露通电接点，降低了触电的风险，增加了安全性，没必要担心侵蚀问题，增加了可用的时长。在较高功率等级的应用中，无线充电技术的应用领域及前景非常广泛，不仅可以用于电动汽车的实时充电，还可应用于自动巡检的智能小车上，以此来减小人工工作时长，提高巡检效率，此外无线充电还可以在航天飞行器、地下矿井设备、部分医疗植入设备等环境比较特殊的领域发挥极大的作用，具有深远的研究意义。

无线充电是以无线的方式实现电能传递的技术，电能传输过程中避免了设备与电网的直接连接，具有使用方便、灵活、安全等优势。目前常见的无线充电方式可根据传输方式和原理大致分为三类：磁辐射式、磁耦合感应式、磁耦合谐振式等。磁辐射式无线电能传输(Electronmagnetic Radiation Wireless Power Transfer,ER-WPT)方式包含不同类型的能量载体(如微波、激光等)，通过电磁场远场辐射效应进行电能传输，属于远距离无线充电。传输过程中系统先将电能转变为载体能量，通过发射装置发射能量，接收装置接收能量后转换为电能，并经整流滤波后给负载供电。能量传输效率低，传输方向性差，控制精度高，多用于军事航天领域。磁耦合感应式无线电能传输(Magnetically-Coupled InductiveWireless Power Transfer,MCI-WPT)方式基于分离变压器原理，原边和副边不断的进行能量交互，从而实现电能传输。传输形式成发散式，传输效率极易受线圈间距和偏移的影响，能量传输效率低，传输距离为毫米级，但电路设计简单，一般用于低成本微功率场合。磁耦合谐振式无线电能传输(Magnetically-Coupled Resonant Wireless Power Transfer,MCR-WPT)方式利用具有相同谐振频率的逆变电路和谐振电路的磁场共振来传输电能，其最大的优势是依靠电路中的谐振状态感生出交变磁场，从而使得电能随着谐振电路不断振荡，直至振幅达到最大值来实现电能的高效传输。能量传输功率可达几千瓦，具有传输功率大、传输效率高，传输距离远等特点。

无线充电技术按照市场应用划分为：应用于手持式消费性电子产品的“低功率无线充电技术”，充电功率小于20W；应用于智能小车领域的“中功率无线充电技术”，充电功率为50W-1000W；应用于电动汽车领域的“高功率无线充电技术”，充电功率大于5000W。随着社会经济发展，目前低功率无线充电的产品主要集中于手机、平板电脑等电子产品，遵循Qi协议。低功率无线充电技术现已逐渐向大功率迈进，手机的无线充电速度迅猛增速。但是由于低功率无线充电技术受空间、形状、材料等限制，没有很大的研究价值。随着现代电力电子技术的发展，中功率和高功率无线充电技术越来越受到广泛的关注。工业、医疗、教育、商业等社会各个行业中已经离不开智能小车、电动汽车等新时代产品的身影，智能产品数量的增加导致出现了诸多的问题，其中充电问题是最为关键的问题之一，可见传统的接触式充电方式存在频繁插拔易老化、潮湿环境易触电等诸多问题，另外现有的无线充电变静态补偿设计方法中存在着无源元件和开关数量过多、参数选择困难等问题。

有鉴于此，特提出本发明。

发明内容

针对现有技术存在的问题，本发明提供了一种基于LCL-LCL-S混合自切换谐振式的无线充电方法，无需原副边通信和增加任何无源元件，仅通过LCL结构的自投切操作更改拓扑网络来实现无线充电系统恒流恒压的切换，并结合典型蓄电池恒流/恒压充电曲线特征、谐振电流阈值和电压跳变阈值，又给出一种适用于混合式谐振拓扑网络参数的优化设计方法，避免了经验选值的弊端，也为参数的选择提供了理论依据。

为了实现本发明的上述目的，特采用以下技术方案：

本发明提供了一种基于LCL-LCL-S混合自切换谐振式的无线充电方法，包括如下步骤：

1)对混合自切换谐振式网络拓扑LCL-LCL/S结构的参数进行设计，以实现恒流恒压的无线充电，具体参数设计过程如下：

其中，U_i为为原边输入电压，ω为LCL电路工作角频率，k为发射线圈与接收线圈间的耦合系数，C₁与C₂分别为发射端和接收端LCL谐振网络电容值，L₁为发射端LCL谐振网络电感值，L₂'和L₂分别为接收端LCL谐振网络电感值，I_max和U_max分别为CC模式下的最大充电电流及CV模式下的最大充电电压；

2)对于不同模式下的电感参数给出了具体的优化区域以进行参数优化：

CC模式下：

其中I_max为最大充电电流；

其中I_Max为副边谐振电流阈值；

CV模式下：

其中U_max为最大充电电压；

其中I_Max为副边谐振电流阈值；

CC/CV模式下：

其中I_Max为原边谐振电流阈值；

CC-CV模式下：

其中U_o为切换点电压跳变阈值。

本发明的方案其实主要包括两个步骤：混合自切换谐振式网络拓扑的设计”和“混合式谐振网络参数的优化”两个阶段，具体两个阶段如下：

1)恒流恒压型拓扑结构的设计

谐振拓扑结构是无线充电系统的核心，其结构的变化影响着无线充电系统的输出特性。为了解决传统的二阶补偿网络输出功率低，开关器件应力大，并且不能保持ZPA特性。本发明引入了二阶和三阶补偿网络相结合的方式，即混合型补偿网络的拓扑机构实现优势互补，利用LCL-LCL型与LCL-S型谐振网络具有稳定的恒流与恒压输出特性，构建两种模式下的网络拓扑结构，实现稳定的恒流或恒压输出。

2)阶段式充电结构的设计

阶段式充电的实现方法大致可分为动态调节法和变静态补偿法。动态调节法主要包括在原或副边加入直直(DC-DC)变换电路、移相控制、变频控制等方式；变静态补偿法主要包含混合补偿等方式。具有CC或CV输出特性的不同无源谐振网络进行组合，并使用开关进行状态切换可以实现系统的恒流恒压输出。传统的动态调节法都需要原副边之间通信，增加了系统控制的复杂度和成本，且进行跳频控制时，频率的变化会影响系统的稳定性，有时易引起频率分裂现象。传统的变静态补偿法中无源元件和开关数量过多，造成电源很大的无功输出。为此，本发明采用了基于LCL-LCL/S的网络拓扑，设计了混合自切换结构，实现无源下的混合自切换，进而实现阶段式充电，本发明将其称为混合自切换谐振式充电结构。

由于传统的动态调节法和变静态补偿法存在诸多问题，利用所设计的LCL-LCL/S谐振网络结构本身的特征，在保证原边网络LCL型拓扑不变时，进而在副边引入一组开关对LCL型拓扑进行自切换操作，实现恒流型输出与恒压型输出的平稳切换。可见通过采用本发明的方法，同时解决了传统二阶和三阶补偿网络输出功率低、开关应力大以及系统不能保持ZPA特性等问题，真正实现稳定的恒流恒压输出。

附图说明

通过阅读下文优选实施方式的详细描述，各种其他的优点和益处对于本领域普通技术人员将变得清楚明了。附图仅用于示出优选实施方式的目的，而并不认为是对本发明的限制。而且在整个附图中，用相同的参考符号表示相同的部件。在附图中：

图1为混合自切换谐振式LCL-LCL/S网络拓扑；

图2为LCL-LCL型系统拓扑电路；

图3为LCL-LCL型系统等效电路拓扑；

图4为LCL-S型系统拓扑电路；

图5为LCL-S型系统等效电路拓扑；

图6为典型的蓄电池充电曲线；

图7为无线充电系统结构示意图；

图8为LCL-LCL谐振拓扑-不同负载下逆变器输出电压与电流波形；

图9为LCL-S谐振拓扑-不同负载下逆变器输出电压与电流波形；

图10为恒流型-负载电阻为6Ω时-逆变器输出波形与负载充电数值；

图11为恒流型-负载电阻为8Ω时-逆变器输出波形与负载充电数值；

图12为恒压型-负载电阻为6Ω时-逆变器输出波形与负载充电数值；

图13为恒压型-负载电阻为8Ω时-逆变器输出波形与负载充电数值；

图14为开关切换时逆变器和负载输出波形；

图15为充电完成时逆变器和负载输出波形和数值；

图16为系统充电电压和电流随等效电子负载变化曲线；

图17为系统充电效率随等效电子负载变化曲线；

图18为T型网络拓扑。

具体实施方式

下面将结合附图和具体实施方式对本发明的技术方案进行清楚、完整地描述，但是本领域技术人员将会理解，下列所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例，仅用于说明本发明，而不应视为限制本发明的范围。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。实施例中未注明具体条件者，按照常规条件或制造商建议的条件进行。所用试剂或仪器未注明生产厂商者，均为可以通过市售购买获得的常规产品。

在本发明的描述中，需要说明的是，术语“中心”、“上”、“下”、“左”、“右”、“竖直”、“水平”、“内”、“外”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明的限制。此外，术语“第一”、“第二”、“第三”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。

在本发明的描述中，需要说明的是，除非另有明确的规定和限定，术语“安装”、“相连”、“连接”应做广义理解，例如，可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或一体地连接；可以是机械连接，也可以是电连接；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，可以是两个元件内部的连通。对于本领域的普通技术人员而言，可以具体情况理解上述术语在本发明中的具体含义。

为了更加清晰的对本发明中的技术方案进行阐述，下面以具体实施例的形式进行说明。

实施例1

该实施例采用了如下的技术方案：结合二阶和三阶网络的输出特性，提出一种混合自切换谐振式LCL-LCL/S的网络拓扑。如图1所示为其等效电路图。

如图1所示，一侧采用单相全桥高频逆变电路，其桥臂分别由Q₁与Q₄、Q₂与Q₃构成。U_i为原边输入电压，I_i为原边输入电流，U_s与I_s分别为逆变器输出的电压和电流。L₁'、C₁、L₁和R₁构成发射端LCL谐振网络，M为发射线圈与接收线圈之间的互感；二次侧采用感容滤波的单相不可控高频整流电路，其桥臂分别由VD₁与VD₄、VD₂与VD₃构成。U_o与I_o分别为整流电路的输入电压和电流，U_L和I_L分别为系统输出的电压与电流。L₂、C₂、L₂'与R₂构成了接收端LCL谐振网络，L₂、C₂和R₂构成接收端S谐振网络。L₃和C₃分别为滤波电感与滤波电容，R_L和E相当于反电动势负载，即蓄电池充电负载。

逆变电路输入电压U_i与输出电压U_s的关系为：

图1中，对于高频整流电路，当满足式(2)时，T为交流电源周期，此时整流器输入电压U_o、输入电流I_o与系统输出电压U_L、电流I_L的关系如式(3)所示。

①恒流模式拓扑

当S₁接1触点，S₂接3触点时，二次侧谐振网络拓扑为LCL-LCL型，即恒

流模式，系统拓扑结构如图2所示。

假设逆变器移相角为π，则根据功率守恒定律计算所得整流器相关电路的等效电阻R_eq与蓄电池等效内阻R_L的关系为：

因此，整流器及负载电路等效总电阻R'_L为：

R'_L＝R_L+R_eq (5)

依据以上分析，建立了LCL-LCL型谐振网络拓扑等效电路，如图3所示。

忽略线圈电阻的影响，假设λ₁为原边两电感量之比，即λ₁＝L₁'/L₁，λ₂为副边两电感量之比，即λ₂＝L₂'/L₂；ω为LCL电路工作角频率，ω₀为系统谐振角频率；k为发射线圈与接收线圈间的耦合系数。

当取λ₂＝1，且

时，副边阻抗Z_LCLin为：

当取λ₁＝1，且

时，将副边阻抗等效至原边，可得系统原边输入阻抗Z_in为：

由式(7)可知，LCL-LCL型系统输入阻抗Z_in呈纯阻性，可以实现ZPA特性。

基于基尔霍夫电压定律，可得：

其中，当λ₁＝1，λ₂＝1时，电感L₁与电容C₁、电感L₂与电容C₂满足以下关系式：

将式(9)带入式(8)中，可得系统原边输出电流I₁和副边输出电流I_o为：

由式(11)可知，当无线充电系统的谐振补偿拓扑为LCL-LCL型时，系统的输出电流与负载等效电阻的大小无关，为恒流型输出，即系统处于CC模式。

定义副边输出电流I_o与逆变器输出电压U_s之比为G_iv，即系统的互导增益为：

由式(12)可知，CC模式时，系统的互导增益只与耦合系数、谐振频率以及电感参数有关。

②恒压模式拓扑

当S₁接2触点，S₂断开3触点时，二次侧谐振网络拓扑为LCL-S型，即恒压模式，系统拓扑结构如图4所示。

同理，R'_L表示整流器及负载电路的等效电阻，U_s表示逆变器输出电压，LCL-S型谐振网络拓扑等效电路如图5所示。

忽略线圈电阻的影响，对副边串联电路分析可知，副边阻抗Z_sin为：

当取λ₁＝1，且

时，将副边阻抗Z_sin等效至原边可得系统原边输入阻抗Z_in为：

由式(14)可知，LCL-S型系统输入阻抗Z_in呈纯阻性，系统可以实现ZPA特性。

基于基尔霍夫电压定律，可得：

将式(9)代入式(15)，可得原边谐振电流I₁和系统输出电压U_o分别为：

由式(16)可知，无线充电系统的谐振补偿拓扑为LCL-S型时，系统的输出电压与负载等效电阻的大小无关，系统为恒压型输出，即系统处于CV模式。

定义系统输出电压U_o与逆变器输出电压U_s之比为G_vv，即系统的电压增益为：

由式(17)可知，CV模式时，系统的电压增益只与耦合系数和电感参数有关。

综上所述，当S1接1触点，S2接3触点时，系统谐振拓扑结构为LCL-LCL型，此时系统工作于CC模式；当S1接2触点，S2断开3触点时，系统谐振拓扑结构为LCL-S型，此时系统工作于CV模式，且开关切换前后谐振频率相等。因此，通过监测负载端电压的大小来控制开关S1、S2的工作状态，可以实现LCL-LCL与LCL-S两种谐振拓扑结构的切换，从而在恒定频率下实现CC模式与CV模式的自切换。

③谐振网络的参数设计及优化

通过对LCL-LCL/S两种谐振拓扑的分析可知，依靠二次侧LCL谐振网络的自切换即可实现恒流和恒压不同特性的输出，无需增加多余的无源元件和开关，进而可改善系统的输出特性，使得在实际应用中更为高效。然而，在实际选取谐振网络的电感和电容参数时，传统方法依靠经验选取，没有具体的理论依据，使得参数选取的不准确会影响无线充电系统的传输功率和效率。因此，需要对谐振网络的参数进行了设计与优化。

首先进行参数设计，典型的蓄电池充电曲线如图6所示，从图中看出，电池充电过程主要包括恒流充电和恒压充电2个阶段。为了保证充电过程的安全可靠性，需要无线充电系统提供恒定的输出电流和电压。

图6中，设I_max和U_max分别为CC模式下的最大充电电流及CV模式下的最大充电电压，即I_max＝I_L，U_max＝U_L；其中U_cc和I_cv分别为CC模式下的充电电压及CV模式下的充电电流。

将式(1)和(3)代入式(16)，可得原边直流电压U_i为：

将式(1)和(3)代入式(11)，并结合式(18)可得，副边线圈自感L₂＝L₂'的值为：

由式(9)可得电容C₁及C₂的值为：

式(a)、(b)及(c)给出了混合自切换谐振式网络拓扑LCL-LCL/S的参数设计方法，按照该方法设计的谐振拓扑，能够实现对蓄电池的恒流恒压充电，且在整个充电过程中能实现原边的ZPA特性。

然后进行参数优化，根据系统参数设计方法可知，原边直流电压U_i、谐振频率f及电感参数L₁、L₂四个参数互相耦合，无法进行计算。为了保证参数选取的正确性与可行性，本发明提出一种适用于混合式谐振网络拓扑参数优化的设计方法。

该方法依据典型的蓄电池充电曲线特性，对混合式谐振网络参数进行巧妙设计。

(a)恒流模式。在保持充电电流恒定的前提下，整流滤波后输出电流不小于最大充电电流I_max。

(b)恒压模式。在保持充电电压恒定的前提下，系统输出电压不小于最大充电电压U_max。

(c)阈值约束。为了保证充电网络的安全，防止过充，避免不充等情况，需要给谐振网络原边与副边的谐振电流设定安全阈值。

(d)跳变电压阈值约束。为了防止混合拓扑结构进行开关切换时引起的电压冲击，需要设定电压切换的阈值，保证平稳的切换。

(a)恒流模式

当系统进行恒流充电时，谐振网络拓扑会切换至LCL-LCL型。在系统发生谐振时，由式(12)可得，互导增益G_iv与等效负载电阻R'_L无关，因此选择G_iv作为CC模式下的约束条件。图6中，在恒流充电阶段，蓄电池最大充电电流为I_max，根据式(3)可得，整流器输入电流I_o≈1.11I_max；假设逆变器最大移相角为π，由式(1)可知，逆变器输出电压U_s≈0.9U_i。因此，LCL-LCL谐振网络的互导增益G_iv存在最大值，即：

综合式(12)和式(21)可得电感量参数L₂的约束为：

(b)恒压模式

当系统进行CV充电时，谐振网络拓扑会切换至LCL-S型。在系统发生谐振时，由式(17)可得，电压增益G_vv与负载电阻R'_L无关。图6中，在恒压充电阶段，蓄电池最大充电电压U_max，根据式(3)可得，整流器输入电压U_o≈1.11U_max。因此，LCL-S谐振网络的电压增益G_vv存在最小值，即：

综合式(10)和式(16)可得电感量参数L₂的约束为：

(c)原边谐振电流阈值

由图6可知，蓄电池充电时，在B/C点处I₁达到最大值，之后逐渐减小。因此必须保证谐振网络的原边谐振电流不大于其允许的最大值I_Max，由式(10)和

式(16)可得：

综合式(1)和式(25)可得电感量参数L₁的约束为：

副边谐振电流阈值

由图6可得，系统运行在CC充电阶段时，副边感应电压U_LCLin为：

U_LCLin＝jωMI₁ (27)

将式(1)、(10)代入式(27)，并结合式(6)可得CC模式下的副边谐振电流I₂为：

同理，则CC模式下的副边谐振电流I₂需要满足

同理可知，系统运行在CV充电阶段时，系统的互导增益G_iv为：

将式(3)代入式(30)可得，CV模式下的副边谐振电流为：

则CV模式下的副边谐振电流I₂需要满足：

综合式(29)和式(32)可得电感量参数的约束为：

(d)切换点电压跳变阈值

蓄电池从CC模式切换至CV模式时，会造成瞬间的跳变电压，在实际的蓄电池充电过程中，对电池的损伤较大，严重影响电池的使用寿命。因此，为了保证充电过程中充电电压的恒定，需要确保混合式谐振拓扑切换点处电压的一致性，即U_o(CC)＝U_o(CV)。由式(11)与式(16)可得，CC模式下蓄电池等负载的充电电压U_o(CC)与CV模式下的充电电压U_o(CV)分别为：

由于蓄电池等效内阻随着充电电压的增大逐渐增大，因此需保证U_o(CC)≥U_o(CV)，即副边线圈自感量需满足：

综上可知，结合式(22)、式(24)、式(26)、式(33)及式(36)可得，在不同条件下，谐振网络的电感参数约束范围如表1所示。

表1电感参数约束范围

另外，本发明实施例搭建了硬件实验平台。系统一次侧采用AC-DC电能变换功率为2000W的可调直流电源，采用隔离变压器实现安全供电，电压调节范围0-400V；一次侧采用的主控制器选择Cortex M4内核的阿波罗STM32F429开发板，带有FPU和DSP指令集，拥有更多的资源和外设功能，STM32F429最高运行频率可达180Mhz，功耗较低；逆变器采用IRFP460型第三代场效应管构成全桥逆变电路，驱动芯片选用IR2110，它兼有光耦隔离、电磁隔离的优点。二次侧整流器采用RHRP3060型快恢复整流二极管构成的全桥整流电路，负载选用大功率管数控负载仪，兼容四大放电模式(恒流、恒功率、恒电阻、恒压)。实验平台详细参数设置如表2所示。

表2实验参数

将本发明方法实现无线充电系统恒流恒压阶段式充电，主要包括谐振拓扑网络的设计与网络参数优化两大步骤。如图7所示是本发明的整体示意图。系统主要的特性分析与验证过程如下：

1ZPA特性验证

当接收端切换为LCL或S型谐振补偿结构，逆变电路的输出电压与电流波形零相位，可实现ZPA特性。由于大负载下更能测试ZPA特性，因此本发明是在负载电阻R_L分别为50Ω、100Ω、150Ω和200Ω的条件下进行的测试。

图8和9中的(a)、(b)、(c)、(d)分别为谐振网络的不同拓扑结构、不同电阻下的测试结果。从图中可以看出，负载的变化对逆变器输出几乎没有影响，逆变电路工作在软开关模式下，系统实现了ZPA特性。

2恒流恒压特性验证

当接收测切换为LCL型谐振拓扑，无线充电系统工作在恒流模式下。图10和11中的(a)和(b)为负载电阻6Ω和8Ω时的逆变器输出电压和电流波形以及负载侧充电电压和充电电流数值。

图10(a)中，逆变器输出电压的有效值为29.5V，输出电流的有效值为4.3A，(b)中负载充电电压的平均值为24V，充电电流的平均值为4A，系统的输出功率为96W，无线充电系统整体的传输效率为75.68％。

图11(a)中，逆变器输出电压的有效值为30.3V，输出电流的有效值为4.4A，(b)中负载充电电压的平均值为29.36V，充电电流的平均值为3.67A，系统的输出功率为107.75W，无线充电系统整体的传输效率为80.82％。可以看出，负载逐渐增大时，充电电流的变化范围±0.33A，电流波动小，满足恒流的充电条件。

当接收测切换为S型谐振拓扑，无线充电系统工作在恒压模式。同恒流型测试条件一致，图12和图13中的(a)和(b)分别为负载电阻6Ω和8Ω时的逆变器输出电压、电流波形及负载侧充电电压、电流波形。

图12(a)中，逆变器输出电压的有效值为29.2V，输出电流的有效值为4.1A，(b)中负载充电电压的平均值为23.77V，电流的平均值为3.96A，系统的输出功率为94.13W，系统整体的传输效率为78.63％。

图13(a)中，逆变器输出电压的有效值为29.3V，输出电流的有效值为3.1A，(b)中负载充电电压的平均值为24.12V，充电电流的平均值为3A，系统的输出功率为72.82W，无线充电系统整体的传输效率为80.17％。可以看出，负载逐渐增大，充电电压的变化范围±0.35V，电压波动小，满足恒压的充电条件。

3恒流-恒压切换特性验证

本次发明采用了电子负载模拟蓄电池充电过程中等效电阻的变化。在电池充电的第一阶段：恒流充电，电池的等效负载逐渐增大至6Ω，充电电流稳定至4A左右，电池电压逐渐增大至24V；电池充电的第二阶段：恒压充电，电池的等效负载由6Ω逐渐增大至57.6Ω，充电电压稳定在24V左右，电池充电电流逐渐减小至0.4A，至此电池充电过程结束。

图14所示为开关S1和S2切换时逆变器和负载输出波形。从图中可以看出，开关切换前后逆变器输出电流I_s略有下降，输出电压U_S几乎保持不变，负载充电电压和充电电流在切换点处略有波动。图15中的(a)与(b)所示为电池等效负载为57.6Ω时逆变器输出波形和负载输出数值。从图中可以看出，逆变器输出电压保持不变，输出电流逐渐较小至一定值，负载充电电压维持在24V附近，充电电流减小至0.4A左右时，电池充电过程结束。

本次发明还模拟了随着电池等效电阻的逐渐增加，恒流模式和恒压模式下系统充电电压和电流趋势变化的过程。恒流模式和恒压模式下系统的充电电压和电流变化趋势完全不同。

图16所示为系统充电电压和电流随等效负载变化的曲线，从图中可以看出本次发明搭建的平台完全满足蓄电池两段式充电的需求。在恒流模式下，电流从开始的4.01A下降至4A，电流变化率为0.25％，充电电流几乎保持稳定；在恒压模式下，电压从开始的23.7V上升至24.1V，电压变化率为1.68％，充电电压基本保持恒定。

图17为无线充电过程中随着负载变化的系统充电效率曲线，恒流充电时，系统的充电效率由开始的66％左右上升至80％左右；恒压充电时，系统的充电效率由开始的81％左右下降至63％左右完成充电，无线充电系统在工作区间内可以对蓄电池实现正常充电。

与现有技术相比，本发明提出的基于LCL-LCL/S混合自切换谐振式无线充电方法，结合了典型的蓄电池恒流/恒压充电曲线特征、谐振电流阈值和电压跳变阈值，给出一种适用于混合式谐振拓扑网络参数的优化设计方法，避免了经验选值的弊端。应用优化参数后的混合谐振拓扑网络，能够在很小的电压和电流波动范围内实现稳定的恒流恒压切换输出。系统无需增加无源元件来实现CC-CV模式的切换。所提出的方案在无需原副边之间通信的同时实现零无源切换，并且在恒定频率下系统在恒流与恒压模式下输入阻抗呈纯阻性，简化了控制系统，提高了系统的传输效率，为混合式谐振拓扑网络参数的选择提供了理论依据，具有较好的工程应用价值。

最后，可以理解的是，以上实施方式仅仅是为了说明本发明的原理而采用的示例性实施方式，然而本发明并不局限于此。对于本领域普通技术人员而言，在不脱离本发明的原理和实质的情况下，可以做出各种变型和改进，这些变型和改进也视为本发明的保护范围。

Claims (7)

1.一种基于LCL-LCL-S混合自切换谐振式的无线充电方法，其特征在于，包括如下步骤：

1)对混合自切换谐振式网络拓扑LCL-LCL/S结构的参数进行设计，以实现恒流恒压的无线充电，具体参数设计过程如下：

其中，U_i为为原边输入电压，ω为LCL电路工作角频率，k为发射线圈与接收线圈间的耦合系数，C₁与C₂分别为发射端和接收端LCL谐振网络电容值，L₁为发射端LCL谐振网络电感值，L₂'和L₂分别为接收端LCL谐振网络电感值，I_max和U_max分别为CC模式下的最大充电电流及CV模式下的最大充电电压；

2)对于不同模式下的电感参数给出了具体的优化区域以进行参数优化：

CC模式下：

其中I_max为最大充电电流；

其中I_Max为副边谐振电流阈值；

CV模式下：

其中U_max为最大充电电压；

其中I_Max为副边谐振电流阈值；

CC/CV模式下：

其中I_Max为原边谐振电流阈值；

CC-CV模式下：

其中U_o为切换点电压跳变阈值。

2.根据权利要求1所述的无线充电方法，其特征在于，所述步骤1)中参数设计的方法包括：

S1、设计等效电路：一侧采用单相全桥高频逆变电路，其桥臂分别由Q₁与Q₄、Q₂与Q₃构成；U_i为原边输入电压，I_i为原边输入电流，U_s与I_s分别为逆变器输出的电压和电流；L₁'、C₁、L₁和R₁构成发射端LCL谐振网络，M为发射线圈与接收线圈之间的互感；二次侧采用感容滤波的单相不可控高频整流电路，其桥臂分别由VD₁与VD₄、VD₂与VD₃构成；

U_o与I_o分别为整流电路的输入电压和电流，U_L和I_L分别为系统输出的电压与电流；L₂、C₂、L₂'与R₂构成了接收端LCL谐振网络，L₂、C₂和R₂构成接收端S谐振网络；L₃和C₃分别为滤波电感与滤波电容，R_L和E相当于反电动势负载，即蓄电池充电负载；

逆变电路输入电压U_i与输出电压U_s的关系为：

对于高频整流电路，当满足式(2)时，T为交流电源周期，此时整流器输入电压U_o、输入电流I_o与系统输出电压U_L、电流I_L的关系如式(3)所示；

S2、恒流模式拓扑设计：假设逆变器移相角为π，则根据功率守恒定律计算所得整流器相关电路的等效电阻R_eq与蓄电池等效内阻R_L的关系为：

因此，整流器及负载电路等效总电阻R'_L为：

R'_L＝R_L+R_eq (5)

忽略线圈电阻的影响，假设λ₁为原边两电感量之比，即λ₁＝L₁'/L₁，λ₂为副边两电感量之比，即λ₂＝L₂'/L₂；ω为LCL电路工作角频率，ω₀为系统谐振角频率；k为发射线圈与接收线圈间的耦合系数；

当取λ₂＝1，且

时，副边阻抗Z_LCLin为：

当取λ₁＝1，且

时，将副边阻抗等效至原边，可得系统原边输入阻抗Z_in为：

由式(7)可知，LCL-LCL型系统输入阻抗Z_in呈纯阻性，可以实现ZPA特性；

基于基尔霍夫电压定律，可得：

其中，当λ₁＝1，λ₂＝1时，电感L₁与电容C₁、电感L₂与电容C₂满足以下关系式：

将式(9)带入式(8)中，可得系统原边输出电流I₁和副边输出电流I_o为：

由式(11)可知，当无线充电系统的谐振补偿拓扑为LCL-LCL型时，系统的输出电流与负载等效电阻的大小无关，为恒流型输出，即系统处于CC模式；

定义副边输出电流I_o与逆变器输出电压U_s之比为G_iv，即系统的互导增益为：

由式(12)可知，CC模式时，系统的互导增益只与耦合系数、谐振频率以及电感参数有关；

S3、恒压模式拓扑设计：R'_L表示整流器及负载电路的等效电阻，U_s表示逆变器输出电压；

忽略线圈电阻的影响，对副边串联电路分析可知，副边阻抗Z_sin为：

当取λ₁＝1，且

时，将副边阻抗Z_sin等效至原边可得系统原边输入阻抗Z_in为：

由式(14)可知，LCL-S型系统输入阻抗Z_in呈纯阻性，实现ZPA特性；

基于基尔霍夫电压定律，可得：

将式(9)代入式(15)，可得原边谐振电流I₁和系统输出电压U_o分别为：

由式(16)可知，无线充电系统的谐振补偿拓扑为LCL-S型时，系统的输出电压与负载等效电阻的大小无关，系统为恒压型输出，即系统处于CV模式；

定义系统输出电压U_o与逆变器输出电压U_s之比为G_vv，即系统的电压增益为：

由式(17)可知，CV模式时，系统的电压增益只与耦合系数和电感参数有关；

S4、谐振网络的参数设计：设I_max和U_max分别为CC模式下的最大充电电流及CV模式下的最大充电电压，即I_max＝I_L，U_max＝U_L；其中U_cc和I_cv分别为CC模式下的充电电压及CV模式下的充电电流；

将式(1)和(3)代入式(16)，可得所述公式(a)，将式(1)和(3)代入式(11)，并结合式(a)可得公式(b)，由式(9)可得公式(c)，式(a)-(c)给出了混合自切换谐振式网络拓扑LCL-LCL/S的参数设计方法。

3.根据权利要求2所述的无线充电方法，其特征在于，所述步骤2)中，CC模式下的所述最大充电电流I_max的计算过程如下：

系统发生谐振时，由式(12)可得，互导增益G_iv与等效负载电阻R'_L无关，因此选择G_iv作为CC模式下的约束条件在恒流充电阶段，蓄电池最大充电电流为I_max，根据式(3)可知整流器输入电流I_o≈1.11I_max；假设逆变器最大移相角为π，由式(1)可知，逆变器输出电压U_s≈0.9U_i，因此LCL-LCL谐振网络的互导增益G_iv存在最大值，即：

综合式(12)和式(21)可得电感量参数L₂的约束为：

4.根据权利要求2所述的无线充电方法，其特征在于，所述步骤2)中，CV模式下的所述最大充电电压U_max的计算过程如下：

在系统发生谐振时，由式(17)可得，电压增益G_vv与负载电阻R'_L无关，在恒压充电阶段，蓄电池最大充电电压U_max，根据式(3)可得，整流器输入电压U_o≈1.11U_max，因此，LCL-S谐振网络的电压增益G_vv存在最小值，即：

综合式(10)和式(16)可得电感量参数L₂的约束为：

5.根据权利要求2所述的无线充电方法，其特征在于，CC-CV模式下的所述原边谐振电流阈值的计算方法如下：

对于谐振网络的原边谐振电流不大于其允许的最大值I_Max，由式(10)和式(16)可得：

综合式(1)和式(25)可得电感量参数L₁的约束为：

6.根据权利要求2所述的无线充电方法，其特征在于，所述副边谐振电流阈值的计算方法包括：

CC充电阶段时副边感应电压U_LCLin为：

U_LCLin＝jωMI₁ (27)

将式(1)、(10)代入式(27)，并结合式(6)可得CC模式下的副边谐振电流I₂为：

同理，则CC模式下的副边谐振电流I₂需要满足：

CV充电阶段时，系统的互导增益G_iv为：

将式(3)代入式(30)可得，CV模式下的副边谐振电流为：

则CV模式下的副边谐振电流I₂需要满足：

综合式(29)和式(32)可得电感量参数的约束为：

7.根据权利要求2所述的无线充电方法，其特征在于，所述切换点电压跳变阈值的计算方法包括：

CC模式下蓄电池等负载的充电电压U_o(CC)与CV模式下的充电电压U_o(CV)分别为：

由于蓄电池等效内阻随着充电电压的增大逐渐增大，因此需保证U_o(CC)≥U_o(CV)，即副边线圈自感量需满足：

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