CN113241975A - 消除转矩脉动的双绕组pmsm转子初始位置检测方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种消除转矩脉动的双绕组PMSM转子初始位置检测方法，包括步骤：一、构建消除转矩脉动高频电压平衡模型；二、确定双绕组PMSM第一套绕组的d和q轴注入信号；三、计算双绕组PMSM第二套绕组的d和q轴注入信号；四、将双绕组PMSM两套绕组的d和q轴注入信号注入至双绕组PMSM；五、电流采集及电流坐标变换；六、电流分离；七、基频电流分量闭环并计算双绕组PMSM转子初始位置。本发明构建消除转矩脉动高频电压平衡模型，设定并获取在两套绕组中需要施加的高频方波电压信号，使得两套绕组在任何时刻都产生大小相等、方向相反的转矩，消除转矩脉动，对电流采样信号进行电流分离，对控制器运算性能要求不高。

Description

消除转矩脉动的双绕组PMSM转子初始位置检测方法
技术领域
本发明属于PMSM转子初始位置检测技术领域，具体涉及一种消除转矩脉动的双绕组PMSM转子初始位置检测方法。
背景技术
为了能实现对永磁同步电机(PMSM)的高精度和高动态性能控制，需要确定PMSM转子的初始位置角。如果初始位置角不确定，则电机无法施加合适的磁场驱动转子，可能会发生电机反转或者速度失控。PMSM无感控制系统中，在零速和低速工作区域有用信号的信噪比很低，通过反电势法来获取转子位置信息难度较大，因此通常基于电机的凸极效应或者饱和凸极效应采用高频信号注入的方法来估算转子初始位置信息。高频信号注入法是一种有效的转子位置估算方法，其通过在PMSM的定子端注入高频电压信号，利用检测到的定子绕组电流来估算转子位置。
现有的基于高频信号注入法检测转子初始位置都有其各自的优缺点。有的利用电机磁路饱和效应区分电机转子NS极性，此方法只适用于内嵌式PMSM而不适用于表贴式PMSM，而且需要低通滤波以及相位补偿，增加系统的复杂性，进行转子磁极极性判断时利用电机磁路饱和效应区分电机转子NS极性时需要额外注入电压信号，算法执行时间长并且实施复杂。有的利用电压矢量注入法实现转子位置检测以及正负脉冲注入法实现转子磁极极性判断，电压矢量注入法需要进行依次迭代，检测所需时间较长，且不能参与无感运行控制，需加独立算法实现低速运行。有的给定直轴电压驱动电机转子到零位后，获取转子位置检测信息，通过给定交轴电压控制电机转动，然后根据电机正反转的实际情况从而确定出转子零位信息，该方法缺点在于需要点击转子发生转动，在一些不允许转子发生转动的场合不适用。有的向同步轴系注入方波电压信号，然后对电流响应进行处理得到位置偏差信号，最后通过Luenberger观测器获得转子位置观测值，该方法避免了传统的正弦信号注入方法对注入频率要求较高，且其动态性能较差等问题，同时不需要滤波器，该方法的缺点也在于没有解决因为注入方波电压信号而带来的转矩脉动的问题。有的使用高频方波电压注入时利用免疫算法对高频电流相应进行在线优化，减小因滤波器引起的相位滞后，但是并不能完全解决滤波器所带来的问题。有的通过计算最优注入角度，并在该角度处注入高频方波电压信号，有效减小了高频方波信号注入引起的转矩脉动影响，但是该算法的实现过于复杂，并且未能完全消除转矩脉动的影响。
以上方法作用于双绕组PMSM(DW-PMSM)的转子初始位置估计时，由于其两套绕组之间存在耦合只会被放大的缺点，特别是无论注入正弦电压信号还是方波电压信号，造成的转矩脉动只会更加的明显，影响控制系统的性能，因此对于转子初始位置检测方法的研究仍有很大的提升空间。
发明内容
本发明所要解决的技术问题在于针对上述现有技术中的不足，提供一种消除转矩脉动的双绕组PMSM转子初始位置检测方法，针对现有的两套绕组在空间上相差一定角度的隔槽型表贴式双绕组PMSM高频注入法会带来额外转矩脉动的问题，构建消除转矩脉动高频电压平衡模型，设定并获取在两套绕组中需要施加的高频方波电压信号，使得两套绕组在任何时刻都产生大小相等、方向相反的转矩，以此来实现消除转矩脉动的目的，且不需要使用滤波器，对电流采样信号进行电流分离，对控制器运算性能要求不高，并且不需要额外的注入脉冲信号进行转子极性判断，便于推广使用。
为解决上述技术问题，本发明采用的技术方案是：消除转矩脉动的双绕组PMSM转子初始位置检测方法，其特征在于，该方法包括以下步骤：
步骤一、构建消除转矩脉动高频电压平衡模型：以双绕组PMSM第一套绕组的实际旋转坐标系d1-q1为基准，将双绕组PMSM第二套绕组的实际旋转坐标系d2-q2映射到双绕组PMSM第一套绕组的实际旋转坐标系d1-q1中，构建消除转矩脉动高频电压平衡模型
Figure BDA0003128077980000031
其中，d1为双绕组PMSM第一套绕组的d轴注入信号，q1为双绕组PMSM第一套绕组的q轴注入信号，d2为双绕组PMSM第二套绕组的d轴注入信号，q2为双绕组PMSM第二套绕组的q轴注入信号，η为双绕组PMSM第一套绕组和第二套绕组的隔槽角度；
步骤二、确定双绕组PMSM第一套绕组的d轴注入信号和q轴注入信号：取双绕组PMSM第一套绕组的d轴注入信号为Vinj，取双绕组PMSM第一套绕组的q轴注入信号为0，其中，Vinj为高频方波信号，所述高频方波信号的注入频率与双绕组PMSM中逆变器的开关频率相同，所述高频方波信号的幅值为母线电压的10％-20％；
步骤三、计算双绕组PMSM第二套绕组的d轴注入信号和q轴注入信号：将双绕组PMSM第一套绕组的d轴注入信号和q轴注入信号输入至消除转矩脉动高频电压平衡模型，计算双绕组PMSM第二套绕组的d轴注入信号d2和q轴注入信号q2；
步骤四、将双绕组PMSM两套绕组的d轴注入信号和q轴注入信号注入至双绕组PMSM：在双绕组PMSM第一套绕组的d轴注入高频方波信号Vinj，同时在双绕组PMSM第二套绕组的d轴注入步骤三中计算得到的高频方波信号d2，在双绕组PMSM第二套绕组的q轴注入步骤三中计算得到的高频方波信号q2；
步骤五、电流采集及电流坐标变换：采集双绕组PMSM第一套绕组的三相电流中任意两相电流，并对其进行Clarke坐标变换后得到双绕组PMSM第一套绕组的α-β轴电流iαs1和iβs1；
采集双绕组PMSM第二套绕组的三相电流中任意两相电流，并对其进行Clarke坐标变换后得到双绕组PMSM第二套绕组的α-β轴电流iαs2和iβs2；
步骤六、电流分离：对双绕组PMSM第一套绕组的α-β轴电流iαs1和iβs1进行高频与基频信号分离，得到双绕组PMSM第一套绕组的高频电流分量iαh1和iβh1、以及基频电流分量iαl1和iβl1；
对双绕组PMSM第二套绕组的α-β轴电流iαs2和iβs2进行高频与基频信号分离，得到双绕组PMSM第二套绕组的高频电流分量iαh2和iβh2、以及基频电流分量iαl2和iβl2；
步骤七、基频电流分量闭环并计算双绕组PMSM转子初始位置：将双绕组PMSM第一套绕组的基频电流分量iαl1和iβl1进行Park坐标变换，得到双绕组PMSM第一套绕组的α-β轴的反馈电流id1和iq1，将双绕组PMSM第一套绕组的α-β轴的反馈电流id1和其给定电流id * 1做差后进行闭环输入，将双绕组PMSM第一套绕组的α-β轴的反馈电流iq1和其给定电流iq * 1做差后进行闭环输入；
将双绕组PMSM第二套绕组的基频电流分量iαl2和iβl2进行Park坐标变换，得到双绕组PMSM第二套绕组的α-β轴的反馈电流id2和iq2，将双绕组PMSM第二套绕组的α-β轴的反馈电流id2和其给定电流id * 2做差后进行闭环输入，将双绕组PMSM第二套绕组的α-β轴的反馈电流iq2和其给定电流iq * 2做差后进行闭环输入；
将双绕组PMSM第一套绕组的高频电流分量iαh1和iβh1输入观测器，得到双绕组PMSM转子初始位置信号和转速信号。
上述的消除转矩脉动的双绕组PMSM转子初始位置检测方法，其特征在于：步骤七中，所述观测器为Luenberger观测器。
上述的消除转矩脉动的双绕组PMSM转子初始位置检测方法，其特征在于：所述双绕组PMSM第一套绕组和第二套绕组的隔槽角度η为0°～90°。
上述的消除转矩脉动的双绕组PMSM转子初始位置检测方法，其特征在于：步骤六中，
Figure BDA0003128077980000051
对双绕组PMSM第一套绕组的α-β轴电流iαs1和iβs1采样处理，即
Figure BDA0003128077980000052
利用方程变换对双绕组PMSM第一套绕组的α-β轴电流iαs1和iβs1进行高频与基频信号分离，得
Figure BDA0003128077980000053
其中，n为电流采样次数编号，n≥2，iαs1(n)为双绕组PMSM第一套绕组的α-β轴电流iαs1的第n次采样电流，iαh1(n)为第n次采样中双绕组PMSM第一套绕组的α轴高频电流分量，iαl1(n)为第n次采样中双绕组PMSM第一套绕组的α轴基频电流分量，iαs1(n-1)为双绕组PMSM第一套绕组的α-β轴电流iαs1的第n-1次采样电流，iαh1(n-1)为第n-1次采样中双绕组PMSM第一套绕组的α轴高频电流分量，iαl1(n-1)为第n-1次采样中双绕组PMSM第一套绕组的α轴基频电流分量，iβs1(n)为双绕组PMSM第一套绕组的α-β轴电流iβs1的第n次采样电流，iβh1(n)为第n次采样中双绕组PMSM第一套绕组的β轴高频电流分量，iβl1(n)为第n次采样中双绕组PMSM第一套绕组的β轴基频电流分量，iβs1(n-1)为双绕组PMSM第一套绕组的α-β轴电流iβs1的第n-1次采样电流，iβh1(n-1)为第n-1次采样中双绕组PMSM第一套绕组的β轴高频电流分量，iβl1(n-1)为第n-1次采样中双绕组PMSM第一套绕组的β轴基频电流分量。
上述的消除转矩脉动的双绕组PMSM转子初始位置检测方法，其特征在于：步骤六中，
Figure BDA0003128077980000054
对双绕组PMSM第二套绕组的α-β轴电流iαs2和iβs2采样处理，即
Figure BDA0003128077980000061
利用方程变换对双绕组PMSM第二套绕组的α-β轴电流iαs2和iβs2进行高频与基频信号分离，得
Figure BDA0003128077980000062
其中，n为电流采样次数编号，n≥2，iαs2(n)为双绕组PMSM第二套绕组的α-β轴电流iαs2的第n次采样电流，iαh2(n)为第n次采样中双绕组PMSM第二套绕组的α轴高频电流分量，iαl2(n)为第n次采样中双绕组PMSM第二套绕组的α轴基频电流分量，iαs2(n-1)为双绕组PMSM第二套绕组的α-β轴电流iαs2的第n-1次采样电流，iαh2(n-1)为第n-1次采样中双绕组PMSM第二套绕组的α轴高频电流分量，iαl2(n-1)为第n-1次采样中双绕组PMSM第二套绕组的α轴基频电流分量，iβs2(n)为双绕组PMSM第二套绕组的α-β轴电流iβs2的第n次采样电流，iβh2(n)为第n次采样中双绕组PMSM第二套绕组的β轴高频电流分量，iβl2(n)为第n次采样中双绕组PMSM第二套绕组的β轴基频电流分量，iβs2(n-1)为双绕组PMSM第二套绕组的α-β轴电流iβs2的第n-1次采样电流，iβh2(n-1)为第n-1次采样中双绕组PMSM第二套绕组的β轴高频电流分量，iβl2(n-1)为第n-1次采样中双绕组PMSM第二套绕组的β轴基频电流分量。
本发明与现有技术相比具有以下优点：
1、本发明以双绕组PMSM第一套绕组的实际旋转坐标系d1-q1为基准，将双绕组PMSM第二套绕组的实际旋转坐标系d2-q2映射到双绕组PMSM第一套绕组的实际旋转坐标系d1-q1中，根据绕组的空间结构，只需要保证两套绕组在同一坐标轴上的电流分量之和为零，即可保证两套绕组产生相反的转矩脉动，达到消除转矩脉动的目的，而高频电流是由高频电压引起的，因此构建消除转矩脉动高频电压平衡模型，便于推广使用。
2、本发明取双绕组PMSM第一套绕组的d轴注入信号为Vinj，取双绕组PMSM第一套绕组的q轴注入信号为0，Vinj为高频方波信号，所述高频方波信号的注入频率与双绕组PMSM中逆变器的开关频率相同，所述高频方波信号的幅值为母线电压的10％-20％，由于注入高频信号的频率可达到逆变器的开关频率，远高于电机的基波频率，高频时电阻相对于电抗可以忽略不计，且电机处于低速甚至零速，可将传统PMSM的高频数学模型在d-q坐标系下的高频电压方程简化，设定并获取在两套绕组中需要施加的高频方波电压信号，使得两套绕组在任何时刻都产生大小相等、方向相反的转矩，以此来实现消除转矩脉动的目的，使用效果好。
3、本发明方法步骤简单，对电流采样信号进行电流分离，不需要使用滤波器，对控制器运算性能要求不高，并且不需要额外的注入脉冲信号进行转子极性判断，便于推广使用。
综上所述，本发明针对现有的两套绕组在空间上相差一定角度的隔槽型表贴式双绕组PMSM高频注入法会带来额外转矩脉动的问题，构建消除转矩脉动高频电压平衡模型，设定并获取在两套绕组中需要施加的高频方波电压信号，使得两套绕组在任何时刻都产生大小相等、方向相反的转矩，以此来实现消除转矩脉动的目的，且不需要使用滤波器，对电流采样信号进行电流分离，对控制器运算性能要求不高，并且不需要额外的注入脉冲信号进行转子极性判断，便于推广使用。
下面通过附图和实施例，对本发明的技术方案做进一步的详细描述。
附图说明
图1为本发明注入高频方波电压信号的双绕组PMSM控制系统框图。
图2为本发明实施例中隔槽30°的双绕组PMSM的绕组空间结构坐标示意图。
图3为本发明的方法流程框图。
具体实施方式
如图1至图3所示，本发明的消除转矩脉动的双绕组PMSM转子初始位置检测方法，包括以下步骤：
步骤一、构建消除转矩脉动高频电压平衡模型：以双绕组PMSM第一套绕组的实际旋转坐标系d1-q1为基准，将双绕组PMSM第二套绕组的实际旋转坐标系d2-q2映射到双绕组PMSM第一套绕组的实际旋转坐标系d1-q1中，构建消除转矩脉动高频电压平衡模型
Figure BDA0003128077980000081
其中，d1为双绕组PMSM第一套绕组的d轴注入信号，q1为双绕组PMSM第一套绕组的q轴注入信号，d2为双绕组PMSM第二套绕组的d轴注入信号，q2为双绕组PMSM第二套绕组的q轴注入信号，η为双绕组PMSM第一套绕组和第二套绕组的隔槽角度；
本实施例中，所述双绕组PMSM第一套绕组和第二套绕组的隔槽角度η为0°～90°。
需要说明的是，保持双绕组PMSM第一套绕组的实际旋转坐标系d1-q1不动，将双绕组PMSM第二套绕组的实际旋转坐标系d2-q2映射到双绕组PMSM第一套绕组的实际旋转坐标系d1-q1中，根据绕组的空间结构，只需要保证两套绕组在同一坐标轴上的电流分量之和为零，即可保证两套绕组产生相反的转矩脉动，达到消除转矩脉动的目的，而高频电流是由高频电压引起的，因此构建消除转矩脉动高频电压平衡模型。
如图2所示，本实施例中，以两套绕组在空间上相差30°的隔槽型表贴式双绕组PMSM为例，α1-β1为第一套绕组的静止坐标系，d1-q1和d2-q2分别为两套绕组的实际旋转坐标系，
Figure BDA0003128077980000082
为相对于d1-q1的估计坐标系，θ为第一套绕组的实际角度，
Figure BDA0003128077980000083
为第一套绕组的估计角度，
Figure BDA0003128077980000084
为第一套绕组的实际角度与估计角度的角度误差，构建消除转矩脉动高频电压平衡模型
Figure BDA0003128077980000085
步骤二、确定双绕组PMSM第一套绕组的d轴注入信号和q轴注入信号：取双绕组PMSM第一套绕组的d轴注入信号为Vinj，取双绕组PMSM第一套绕组的q轴注入信号为0，其中，Vinj为高频方波信号，所述高频方波信号的注入频率与双绕组PMSM中逆变器的开关频率相同，所述高频方波信号的幅值为母线电压的10％-20％；
步骤三、计算双绕组PMSM第二套绕组的d轴注入信号和q轴注入信号：将双绕组PMSM第一套绕组的d轴注入信号和q轴注入信号输入至消除转矩脉动高频电压平衡模型，计算双绕组PMSM第二套绕组的d轴注入信号d2和q轴注入信号q2；
本实施例中，根据
Figure BDA0003128077980000091
计算双绕组PMSM第二套绕组的d轴注入信号d2和q轴注入信号q2，即
Figure BDA0003128077980000092
需要说明的是，Vinj为高频方波信号，所述高频方波信号的注入频率与双绕组PMSM中逆变器的开关频率相同，所述高频方波信号的幅值为母线电压的10％-20％，传统三相PMSM的基波数学模型为
Figure BDA0003128077980000093
其中，ud、uq分别为定子电压的d-q轴分量，id、iq分别是定子电流的d-q轴分量，R是定子电阻，ψd、ψq为定子磁链的d-q轴分量，ωe为电角速度，由于注入高频信号的频率可达到逆变器的开关频率，远高于电机的基波频率ωe，高频时电阻相对于电抗可以忽略不计，且电机处于低速甚至零速，可将传统PMSM的高频数学模型在d-q坐标系下的高频电压方程简化，设定并获取在两套绕组中需要施加的高频方波电压信号，使得两套绕组在任何时刻都产生大小相等、方向相反的转矩，以此来实现消除转矩脉动的目的。
步骤四、将双绕组PMSM两套绕组的d轴注入信号和q轴注入信号注入至双绕组PMSM：在双绕组PMSM第一套绕组的d轴注入高频方波信号Vinj，同时在双绕组PMSM第二套绕组的d轴注入步骤三中计算得到的高频方波信号d2，在双绕组PMSM第二套绕组的q轴注入步骤三中计算得到的高频方波信号q2；
步骤五、电流采集及电流坐标变换：采集双绕组PMSM第一套绕组的三相电流中任意两相电流，并对其进行Clarke坐标变换后得到双绕组PMSM第一套绕组的α-β轴电流iαs1和iβs1；
采集双绕组PMSM第二套绕组的三相电流中任意两相电流，并对其进行Clarke坐标变换后得到双绕组PMSM第二套绕组的α-β轴电流iαs2和iβs2；
步骤六、电流分离：对双绕组PMSM第一套绕组的α-β轴电流iαs1和iβs1进行高频与基频信号分离，得到双绕组PMSM第一套绕组的高频电流分量iαh1和iβh1、以及基频电流分量iαl1和iβl1；
对双绕组PMSM第二套绕组的α-β轴电流iαs2和iβs2进行高频与基频信号分离，得到双绕组PMSM第二套绕组的高频电流分量iαh2和iβh2、以及基频电流分量iαl2和iβl2；
本实施例中，步骤六中，
Figure BDA0003128077980000101
对双绕组PMSM第一套绕组的α-β轴电流iαs1和iβs1采样处理，即
Figure BDA0003128077980000102
利用方程变换对双绕组PMSM第一套绕组的α-β轴电流iαs1和iβs1进行高频与基频信号分离，得
Figure BDA0003128077980000103
其中，n为电流采样次数编号，n≥2，iαs1(n)为双绕组PMSM第一套绕组的α-β轴电流iαs1的第n次采样电流，iαh1(n)为第n次采样中双绕组PMSM第一套绕组的α轴高频电流分量，iαl1(n)为第n次采样中双绕组PMSM第一套绕组的α轴基频电流分量，iαs1(n-1)为双绕组PMSM第一套绕组的α-β轴电流iαs1的第n-1次采样电流，iαh1(n-1)为第n-1次采样中双绕组PMSM第一套绕组的α轴高频电流分量，iαl1(n-1)为第n-1次采样中双绕组PMSM第一套绕组的α轴基频电流分量，iβs1(n)为双绕组PMSM第一套绕组的α-β轴电流iβs1的第n次采样电流，iβh1(n)为第n次采样中双绕组PMSM第一套绕组的β轴高频电流分量，iβl1(n)为第n次采样中双绕组PMSM第一套绕组的β轴基频电流分量，iβs1(n-1)为双绕组PMSM第一套绕组的α-β轴电流iβs1的第n-1次采样电流，iβh1(n-1)为第n-1次采样中双绕组PMSM第一套绕组的β轴高频电流分量，iβl1(n-1)为第n-1次采样中双绕组PMSM第一套绕组的β轴基频电流分量。
本实施例中，步骤六中，
Figure BDA0003128077980000111
对双绕组PMSM第二套绕组的α-β轴电流iαs2和iβs2采样处理，即
Figure BDA0003128077980000112
利用方程变换对双绕组PMSM第二套绕组的α-β轴电流iαs2和iβs2进行高频与基频信号分离，得
Figure BDA0003128077980000113
其中，n为电流采样次数编号，n≥2，iαs2(n)为双绕组PMSM第二套绕组的α-β轴电流iαs2的第n次采样电流，iαh2(n)为第n次采样中双绕组PMSM第二套绕组的α轴高频电流分量，iαl2(n)为第n次采样中双绕组PMSM第二套绕组的α轴基频电流分量，iαs2(n-1)为双绕组PMSM第二套绕组的α-β轴电流iαs2的第n-1次采样电流，iαh2(n-1)为第n-1次采样中双绕组PMSM第二套绕组的α轴高频电流分量，iαl2(n-1)为第n-1次采样中双绕组PMSM第二套绕组的α轴基频电流分量，iβs2(n)为双绕组PMSM第二套绕组的α-β轴电流iβs2的第n次采样电流，iβh2(n)为第n次采样中双绕组PMSM第二套绕组的β轴高频电流分量，iβl2(n)为第n次采样中双绕组PMSM第二套绕组的β轴基频电流分量，iβs2(n-1)为双绕组PMSM第二套绕组的α-β轴电流iβs2的第n-1次采样电流，iβh2(n-1)为第n-1次采样中双绕组PMSM第二套绕组的β轴高频电流分量，iβl2(n-1)为第n-1次采样中双绕组PMSM第二套绕组的β轴基频电流分量。
需要说明的是，传统的基波分量和高频分量的分离需要使用低通滤波器与带通滤波器，会加大系统时延，减小系统带宽从而影响系统性能，对电流采样信号进行电流分离对信号进行提取，不需要使用滤波器，对控制器运算性能要求不高，并且不需要额外的注入脉冲信号进行转子极性判断，消除滤波器的影响。
步骤七、基频电流分量闭环并计算双绕组PMSM转子初始位置：将双绕组PMSM第一套绕组的基频电流分量iαl1和iβl1进行Park坐标变换，得到双绕组PMSM第一套绕组的α-β轴的反馈电流id1和iq1，将双绕组PMSM第一套绕组的α-β轴的反馈电流id1和其给定电流
Figure BDA0003128077980000121
做差后进行闭环输入，将双绕组PMSM第一套绕组的α-β轴的反馈电流iq1和其给定电流
Figure BDA0003128077980000122
做差后进行闭环输入；
将双绕组PMSM第二套绕组的基频电流分量iαl2和iβl2进行Park坐标变换，得到双绕组PMSM第二套绕组的α-β轴的反馈电流id2和iq2，将双绕组PMSM第二套绕组的α-β轴的反馈电流id2和其给定电流
Figure BDA0003128077980000123
做差后进行闭环输入，将双绕组PMSM第二套绕组的α-β轴的反馈电流iq2和其给定电流
Figure BDA0003128077980000124
做差后进行闭环输入；
将双绕组PMSM第一套绕组的高频电流分量iαh1和iβh1输入观测器，得到双绕组PMSM转子初始位置信号和转速信号。
本实施例中，步骤七中，所述观测器为Luenberger观测器。
本发明使用时，方法步骤简单，针对现有的两套绕组在空间上相差一定角度的隔槽型表贴式双绕组PMSM高频注入法会带来额外转矩脉动的问题，构建消除转矩脉动高频电压平衡模型，设定并获取在两套绕组中需要施加的高频方波电压信号，使得两套绕组在任何时刻都产生大小相等、方向相反的转矩，以此来实现消除转矩脉动的目的，且不需要使用滤波器，对电流采样信号进行电流分离，对控制器运算性能要求不高，并且不需要额外的注入脉冲信号进行转子极性判断。
以上所述，仅是本发明的较佳实施例，并非对本发明作任何限制，凡是根据本发明技术实质对以上实施例所作的任何简单修改、变更以及等效结构变化，均仍属于本发明技术方案的保护范围内。

Claims (5)

1.消除转矩脉动的双绕组PMSM转子初始位置检测方法，其特征在于，该方法包括以下步骤：
步骤一、构建消除转矩脉动高频电压平衡模型：以双绕组PMSM第一套绕组的实际旋转坐标系d1-q1为基准，将双绕组PMSM第二套绕组的实际旋转坐标系d2-q2映射到双绕组PMSM第一套绕组的实际旋转坐标系d1-q1中，构建消除转矩脉动高频电压平衡模型
Figure FDA0003128077970000011
其中，d1为双绕组PMSM第一套绕组的d轴注入信号，q1为双绕组PMSM第一套绕组的q轴注入信号，d2为双绕组PMSM第二套绕组的d轴注入信号，q2为双绕组PMSM第二套绕组的q轴注入信号，η为双绕组PMSM第一套绕组和第二套绕组的隔槽角度；
步骤二、确定双绕组PMSM第一套绕组的d轴注入信号和q轴注入信号：取双绕组PMSM第一套绕组的d轴注入信号为Vinj，取双绕组PMSM第一套绕组的q轴注入信号为0，其中，Vinj为高频方波信号，所述高频方波信号的注入频率与双绕组PMSM中逆变器的开关频率相同，所述高频方波信号的幅值为母线电压的10％-20％；
步骤三、计算双绕组PMSM第二套绕组的d轴注入信号和q轴注入信号：将双绕组PMSM第一套绕组的d轴注入信号和q轴注入信号输入至消除转矩脉动高频电压平衡模型，计算双绕组PMSM第二套绕组的d轴注入信号d2和q轴注入信号q2；
步骤四、将双绕组PMSM两套绕组的d轴注入信号和q轴注入信号注入至双绕组PMSM：在双绕组PMSM第一套绕组的d轴注入高频方波信号Vinj，同时在双绕组PMSM第二套绕组的d轴注入步骤三中计算得到的高频方波信号d2，在双绕组PMSM第二套绕组的q轴注入步骤三中计算得到的高频方波信号q2；
步骤五、电流采集及电流坐标变换：采集双绕组PMSM第一套绕组的三相电流中任意两相电流，并对其进行Clarke坐标变换后得到双绕组PMSM第一套绕组的α-β轴电流iαs1和iβs1；
采集双绕组PMSM第二套绕组的三相电流中任意两相电流，并对其进行Clarke坐标变换后得到双绕组PMSM第二套绕组的α-β轴电流iαs2和iβs2；
步骤六、电流分离：对双绕组PMSM第一套绕组的α-β轴电流iαs1和iβs1进行高频与基频信号分离，得到双绕组PMSM第一套绕组的高频电流分量iαh1和iβh1、以及基频电流分量iαl1和iβl1；
对双绕组PMSM第二套绕组的α-β轴电流iαs2和iβs2进行高频与基频信号分离，得到双绕组PMSM第二套绕组的高频电流分量iαh2和iβh2、以及基频电流分量iαl2和iβl2；
步骤七、基频电流分量闭环并计算双绕组PMSM转子初始位置：将双绕组PMSM第一套绕组的基频电流分量iαl1和iβl1进行Park坐标变换，得到双绕组PMSM第一套绕组的α-β轴的反馈电流id1和iq1，将双绕组PMSM第一套绕组的α-β轴的反馈电流id1和其给定电流
Figure FDA0003128077970000021
做差后进行闭环输入，将双绕组PMSM第一套绕组的α-β轴的反馈电流iq1和其给定电流
Figure FDA0003128077970000022
做差后进行闭环输入；
将双绕组PMSM第二套绕组的基频电流分量iαl2和iβl2进行Park坐标变换，得到双绕组PMSM第二套绕组的α-β轴的反馈电流id2和iq2，将双绕组PMSM第二套绕组的α-β轴的反馈电流id2和其给定电流
Figure FDA0003128077970000023
做差后进行闭环输入，将双绕组PMSM第二套绕组的α-β轴的反馈电流iq2和其给定电流
Figure FDA0003128077970000024
做差后进行闭环输入；
将双绕组PMSM第一套绕组的高频电流分量iαh1和iβh1输入观测器，得到双绕组PMSM转子初始位置信号和转速信号。
2.按照权利要求1所述的消除转矩脉动的双绕组PMSM转子初始位置检测方法，其特征在于：步骤七中，所述观测器为Luenberger观测器。
3.按照权利要求1所述的消除转矩脉动的双绕组PMSM转子初始位置检测方法，其特征在于：所述双绕组PMSM第一套绕组和第二套绕组的隔槽角度η为0°～90°。
4.按照权利要求1所述的消除转矩脉动的双绕组PMSM转子初始位置检测方法，其特征在于：步骤六中，
Figure FDA0003128077970000031
对双绕组PMSM第一套绕组的α-β轴电流iαs1和iβs1采样处理，即
Figure FDA0003128077970000032
利用方程变换对双绕组PMSM第一套绕组的α-β轴电流iαs1和iβs1进行高频与基频信号分离，得
Figure FDA0003128077970000033
其中，n为电流采样次数编号，n≥2，iαs1(n)为双绕组PMSM第一套绕组的α-β轴电流iαs1的第n次采样电流，iαh1(n)为第n次采样中双绕组PMSM第一套绕组的α轴高频电流分量，iαl1(n)为第n次采样中双绕组PMSM第一套绕组的α轴基频电流分量，iαs1(n-1)为双绕组PMSM第一套绕组的α-β轴电流iαs1的第n-1次采样电流，iαh1(n-1)为第n-1次采样中双绕组PMSM第一套绕组的α轴高频电流分量，iαl1(n-1)为第n-1次采样中双绕组PMSM第一套绕组的α轴基频电流分量，iβs1(n)为双绕组PMSM第一套绕组的α-β轴电流iβs1的第n次采样电流，iβh1(n)为第n次采样中双绕组PMSM第一套绕组的β轴高频电流分量，iβl1(n)为第n次采样中双绕组PMSM第一套绕组的β轴基频电流分量，iβs1(n-1)为双绕组PMSM第一套绕组的α-β轴电流iβs1的第n-1次采样电流，iβh1(n-1)为第n-1次采样中双绕组PMSM第一套绕组的β轴高频电流分量，iβl1(n-1)为第n-1次采样中双绕组PMSM第一套绕组的β轴基频电流分量。
5.按照权利要求1所述的消除转矩脉动的双绕组PMSM转子初始位置检测方法，其特征在于：步骤六中，
Figure FDA0003128077970000041
对双绕组PMSM第二套绕组的α-β轴电流iαs2和iβs2采样处理，即
Figure FDA0003128077970000042
利用方程变换对双绕组PMSM第二套绕组的α-β轴电流iαs2和iβs2进行高频与基频信号分离，得
Figure FDA0003128077970000043
其中，n为电流采样次数编号，n≥2，iαs2(n)为双绕组PMSM第二套绕组的α-β轴电流iαs2的第n次采样电流，iαh2(n)为第n次采样中双绕组PMSM第二套绕组的α轴高频电流分量，iαl2(n)为第n次采样中双绕组PMSM第二套绕组的α轴基频电流分量，iαs2(n-1)为双绕组PMSM第二套绕组的α-β轴电流iαs2的第n-1次采样电流，iαh2(n-1)为第n-1次采样中双绕组PMSM第二套绕组的α轴高频电流分量，iαl2(n-1)为第n-1次采样中双绕组PMSM第二套绕组的α轴基频电流分量，iβs2(n)为双绕组PMSM第二套绕组的α-β轴电流iβs2的第n次采样电流，iβh2(n)为第n次采样中双绕组PMSM第二套绕组的β轴高频电流分量，iβl2(n)为第n次采样中双绕组PMSM第二套绕组的β轴基频电流分量，iβs2(n-1)为双绕组PMSM第二套绕组的α-β轴电流iβs2的第n-1次采样电流，iβh2(n-1)为第n-1次采样中双绕组PMSM第二套绕组的β轴高频电流分量，iβl2(n-1)为第n-1次采样中双绕组PMSM第二套绕组的β轴基频电流分量。
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