CN113224963B - T型三电平电压型的逆变器的输出控制方法及相关设备 - Google Patents

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CN113224963B CN202110680154.XA CN202110680154A CN113224963B CN 113224963 B CN113224963 B CN 113224963B CN 202110680154 A CN202110680154 A CN 202110680154A CN 113224963 B CN113224963 B CN 113224963B
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Abstract

本申请公开了一种T型三电平电压型的逆变器的输出控制方法、装置、电子设备及计算机可读存储介质，该方法包括：针对逆变器中开关管的各种开关组合状态，确定出每种开关组合状态下的逆变器输出电压和中性点钳位电流；基于逆变器输出电压计算负载电压预测值；基于中性点钳位电流计算逆变器中直流分压电容器间的电压偏差；基于负载电压给定值与负载电压预测值的误差以及电压偏差，计算代价函数的取值；代价函数分别与误差和电压偏差成正相关；将令代价函数取值最小的开关组合状态确定为当前的目标状态，根据目标状态调控逆变器中的开关管。本申请有效提高了逆变器系统输出电压的稳定性、动态性能和动态跟踪能力，提高了对输出电压的控制质量。

Description

T型三电平电压型的逆变器的输出控制方法及相关设备
技术领域
本申请涉及电力电子技术领域，特别涉及一种T型三电平电压型的逆变器的输出控制方法、装置、电子设备及计算机可读存储介质。
背景技术
随着新能源发电的发展，分布式发电系统越来越受到各国的重视。小型发电机组，如微型涡轮机、屋顶安装的光伏和风力发电系统，以及商业上可用的燃料电池，正在配电层面得到广泛应用。
电压型逆变器是这些发电系统中常会用到的电能变换设备，它既可以运行在并网模式下，也可以运行在独立模式下，而电压型逆变器最根本的控制要求就是有效控制系统电压的幅值、频率等参数，使其具有快速的动态响应和零稳态误差。
与两电平逆变器相比，三电平逆变器具有更高的电能质量、更高的输出效率和更低的共模电压，所以当前电压型逆变器多采用三电平逆变器，其中应用最广泛的三电平拓扑结构是中点钳位型三电平拓扑结构。而为了使逆变器在电力电子开关频率为5kHz-30kHz时获得更高的效率，一般会采用T型三电平拓扑结构。
在针对T型三电平电压型逆变器的众多控制算法中，应用最广泛的为基于PI控制器的双闭环控制算法。但在常规的双闭环控制控制方法下，常常会因为逆变器直流侧上下分压电容器的不对称充放电而导致中心点电位不平衡。此外，由于常规双闭环控制将逆变器输出的负载电压的偏差信号处理后引入比例放大器和积分器进行控制，导致电压容易超调，稳定性、快速性以及动态跟踪性较差，因此，逆变器输出的负载电压很容易受到外部负载阻抗或者相关控制参数的影响。
鉴于此，提供一种解决上述技术问题的方案，已经是本领域技术人员所亟需关注的。
发明内容
本申请的目的在于提供一种T型三电平电压型的逆变器的输出控制方法、装置、电子设备及计算机可读存储介质，以便有效解决中性点电位不平衡问题，并有效提高系统的稳定性和动态跟踪性能。
为解决上述技术问题，一方面，本申请公开了一种T型三电平电压型的逆变器的输出控制方法，所述逆变器的输出端经LC滤波器与负载连接；所述方法包括：
针对所述逆变器中开关管的各种开关组合状态，确定出每种开关组合状态下的逆变器输出电压和中性点钳位电流；
基于所述逆变器输出电压计算负载电压预测值；
基于所述中性点钳位电流计算逆变器中直流分压电容器间的电压偏差；
基于负载电压给定值与所述负载电压预测值的误差，以及直流分压电容器间的所述电压偏差，计算代价函数的取值；所述代价函数分别与所述误差和所述电压偏差成正相关；
将令所述代价函数取值最小的开关组合状态确定为当前的目标状态，以便根据所述目标状态调控所述逆变器中的开关管。
可选地，所述确定出每种开关组合状态下的逆变器输出电压和中性点钳位电流，包括：
根据VI(k)＝(SA-SB)·Udc/2确定逆变器输出电压；
根据ig(k)＝(1-|SA|)·ia+(1-|SB|)·ib确定中性点钳位电流；
其中，VI(k)为逆变器输出电压；ig(k)为中性点钳位电流；Udc为所述逆变器的直流母线电压；ia为a桥臂的输出电流；ib为b桥臂的输出电流；SA为a桥臂的开关状态，SB为b桥臂的开关状态，以i表示A、B，则
Figure BDA0003122203710000021
可选地，所述基于所述逆变器输出电压计算负载电压预测值，包括：
在k时刻基于所述逆变器输出电压计算在k+2时刻的负载电压预测值。
可选地，所述基于所述逆变器输出电压计算负载电压预测值，包括：
基于下述电压预测公式计算k+2时刻的负载电压预测值：
Figure BDA0003122203710000031
其中，VC(k+2)为k+2时刻的负载电压预测值，亦滤波电容电压预测值；VC(k)为负载电压，亦滤波电容电压；iL(k)为滤波电感电流；iO(k)为负载电流；VI(k)为逆变器输出电压；Ts为采样周期；C为滤波电容；L为滤波电感。
可选地，所述基于所述中性点钳位电流计算逆变器中直流分压电容器间的电压偏差，包括：
Figure BDA0003122203710000032
其中，Vdiff为所述电压偏差；VC1(k)为所述逆变器中第一直流分压电容的采样电压；VC2(k)为所述逆变器中第二直流分压电容的采样电压。
可选地，所述计算代价函数的取值，包括：
根据
Figure BDA0003122203710000033
计算代价函数的取值；
其中，g为代价函数；V* C(k+2)为k+2时刻的负载电压给定值；λ为预设权重。
又一方面，本申请公开了一种T型三电平电压型的逆变器的输出控制装置，其特征在于，所述逆变器的输出端经LC滤波器与负载连接；所述装置包括：
获取模块，用于针对所述逆变器中开关管的各种开关组合状态，确定出每种开关组合状态下的逆变器输出电压和中性点钳位电流；
计算模块，用于基于所述逆变器输出电压计算负载电压预测值；基于所述中性点钳位电流计算逆变器中直流分压电容器间的电压偏差；基于负载电压给定值与所述负载电压预测值的误差，以及直流分压电容器间的所述电压偏差，计算代价函数的取值；所述代价函数分别与所述误差和所述电压偏差成正相关；
确定模块，用于将令所述代价函数取值最小的开关组合状态确定为当前的目标状态，以便根据所述目标状态调控所述逆变器中的开关管。
可选地，所述获取模块具体用于：
根据VI(k)＝(SA-SB)·Udc/2确定逆变器输出电压；
根据ig(k)＝(1-|SA|)·ia+(1-|SB|)·ib确定中性点钳位电流；
其中，VI(k)为逆变器输出电压；ig(k)为中性点钳位电流；Udc为所述逆变器的直流母线电压；ia为a桥臂的输出电流；ib为b桥臂的输出电流；SA为a桥臂的开关状态，SB为b桥臂的开关状态，以i表示A、B，则
Figure BDA0003122203710000041
又一方面，本申请还公开了一种电子设备，包括：
存储器，用于存储计算机程序；
处理器，用于执行所述计算机程序以实现如上所述的任一种T型三电平电压型的逆变器的输出控制方法的步骤。
又一方面，本申请还公开了一种计算机可读存储介质，所述计算机可读存储介质中存储有计算机程序，所述计算机程序被处理器执行时用以实现如上所述的任一种T型三电平电压型的逆变器的输出控制方法的步骤。
本申请所提供的T型三电平电压型的逆变器的输出控制方法、装置、电子设备及计算机可读存储介质所具有的有益效果是：本申请基于对系统输出电压的预测而进行了提前控制，并对逆变器中性点电位进行了平衡控制，因此有效提高了逆变器系统输出电压的稳定性、动态性能和动态跟踪能力，并抑制了谐波含量的增加，综合提高了对输出电压的控制质量。
附图说明
为了更清楚地说明现有技术和本申请实施例中的技术方案，下面将对现有技术和本申请实施例描述中需要使用的附图作简要的介绍。当然，下面有关本申请实施例的附图描述的仅仅是本申请中的一部分实施例，对于本领域普通技术人员来说，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据提供的附图获得其他的附图，所获得的其他附图也属于本申请的保护范围。
图1为一种T型三电平电压型的逆变器的电路拓扑结构图；
图2为一种T型三电平电压型的双闭环控制算法的控制框图；
图3为本申请实施例公开的一种T型三电平电压型的逆变器的输出控制方法的流程图；
图4为本申请实施例公开的一种T型三电平电压型的逆变器的等效开关模型图；
图5为基于无中性点电位平衡的控制算法得到的直流侧分压电容电压的仿真曲线图；
图6为基于本申请提供的带中性点电位平衡的控制算法得到的直流侧分压电容电压的仿真曲线图；
图7为基于传统双闭环控制算法得到的输出电压谐波失真的仿真曲线图；
图8为基于本申请提供的带二阶预测和中性点电位平衡的控制算法得到的输出电压谐波失真的仿真曲线图；
图9为基于传统双闭环控制算法得到的输出电压的仿真曲线图；
图10为基于本申请提供的带二阶预测和中性点电位平衡的控制算法得到的输出电压的仿真曲线图；
图11为基于传统双闭环控制算法得到的输出电压跳变的仿真曲线图；
图12为基于本申请提供的带二阶预测和中性点电位平衡的控制算法得到的输出电压跳变的仿真曲线图；
图13为本申请实施例公开的一种T型三电平电压型的逆变器的输出控制装置的结构框图；
图14为本申请实施例公开的一种电子设备的结构框图。
具体实施方式
本申请的核心在于提供一种T型三电平电压型的逆变器的输出控制方法、装置、电子设备及计算机可读存储介质，以便有效解决中性点电位不平衡问题，并有效提高系统的稳定性和动态跟踪性能。
为了对本申请实施例中的技术方案进行更加清楚、完整地描述，下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行介绍。基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本申请保护的范围。
参见图1所示，本申请提供了一种T型三电平电压型逆变器的电路拓扑结构图。其中，Udc为逆变器的直流母线电压；C1、C2均为直流分压电容；A点为桥臂a的输出点，相关联的开关管包括Sa1、Sa2、Sa3、Sa4；B点为桥臂b的输出点，相关联的开关管包括Sb1、Sb2、Sb3、Sb4。此外，逆变器的输出端通过LC滤波器连接负载R，LC滤波模块具体包括滤波电感L和滤波电容C。
一般地，针对T型三电平电压型逆变器，当前广泛采用的是基于PI控制器的双闭环控制算法，具体可参见图2示出的双闭环控制算法的控制框图。它具体包含一个输出电压外环和一个电流补偿内环，再通过脉宽调制(PWM，Pulse Width Modulation)来获得电压输出。
其中，vref为负载给定电压，vo为实际负载电压，io为是负载电流，iL为滤波电感电流，kp和ki分别是电压环PI控制器的比例系数和积分系数，kc是电流环控制器的增益，UDC是直流母线电压，H是逆变器脉宽调制的幅值,脉宽调制增益为kPWM＝1/H，L为滤波电感，r为电感寄生电阻，C为滤波电感电容，Zload为外负载阻抗。根据图4，双闭环控制的输出电压方程可以表示为：
Figure BDA0003122203710000061
参见图3所示，本申请实施例公开了一种T型三电平电压型的逆变器的输出控制方法，该逆变器的输出端经LC滤波器与负载连接；该方法主要包括：
S101：针对逆变器中开关管的各种开关组合状态，确定出每种开关组合状态下的逆变器输出电压和中性点钳位电流。
具体地，根据图1中相关开关管的不同开关状态，T型三电平电压型逆变器的桥臂输出点有三种不同的输出状态：“P”、“O”和“N”，对应的桥臂输出电压分别为Udc/2、0和-Udc/2。
以a桥臂为例，当Sa1和Sa2闭合、Sa3和Sa4断开时，A点连接到点P，从点A到点O的输出电压为Udc/2，该输出状态定义为“P”。当Sa2和Sa3闭合、Sa1和Sa4断开时，A点连接到O点，从A点到O点的输出电压为0，该输出状态定义为“O”。当Sa3和Sa4闭合、Sa1和Sa2断开时，A点连接到N点，从A点到O点的输出电压为-Udc/2，该输出状态定义为“N”。桥臂的输出电压状态和开关状态之间的具体关系如表1所示。
表1
Figure BDA0003122203710000071
忽略电力电子开关管的死区，将它们认为是理想器件，则T型三电平电压型逆变器电路可以等效于图4所示的开关模型。用SA、SB表示每个桥臂的等效开关状态，“1”表示状态“P”，“0”表示状态“O”，“-1”表示状态“N”，则，每个桥臂开关状态的等效函数可以表示为：
Figure BDA0003122203710000072
其中，i表示A、B，SA为a桥臂的开关状态，SB为b桥臂的开关状态。则进一步地，T型三电平电压型逆变器的输出电压VI具体可以表示为：
VI＝(SA-SB)·Udc/2。
如图4所示，T型三电平电压型逆变器的每个桥臂具有三种开关状态。因此，对于具有两个桥臂的单相T型三电平电压型逆变器，其便总共具有32即9种开关组合状态。通过本申请所公开的方法，可以根据系统的输出电压要求以及平衡中性电流的需要，实时确定出当前所要选择的开关组合状态，进而实施对逆变器中各开关管的通断控制进行逆变输出。
S102：基于逆变器输出电压计算负载电压预测值。
需要说明的是，逆变器通过LC滤波器连接负载，对照参见图1，滤波电容与滤波电感串联，并与负载并联，因此，系统输出的负载电压也是滤波电容电压。而负载电压是由逆变器的输出电压决定的，因此，本申请需要针对每种开关组合状态确定出对应的逆变器输出电压，以便控制负载电压稳定。其中，逆变器的输出电压即两个桥臂输出点之间的电压。
又由于在众多的控制算法中，当前应用最广泛的为基于PI控制器的双闭环控制算法，因此，为了克服在PI双闭环控制过程中系统输出电压易超调、稳定性差的缺陷，本申请提出了对系统输出电压即负载电压进行提前预测、提前控制的方案。
所谓预测，即，在当前时刻依据当前时刻的逆变器输出电压以及其他观测量，来预测未来时刻的负载电压，以便依据负载电压预测值提前进行控制调整，预防出现系统输出电压的超调现象，提高对系统输出电压的控制稳定性。
S103：基于中性点钳位电流计算逆变器中直流分压电容器间的电压偏差。
同时，逆变器中上下两个直流分压电容器的充放电过程不均衡会导致中性点电位不平衡，进而产生电压偏差和中性点钳位电流，并导致输出电压中三次谐波含量增加，在严重时甚至会令原本的三电平电压输出变成两电平电压输出。因此，本申请还加入了对中性点电位的平衡控制。具体的，直流分压电容器间的电压偏差与中性点钳位电流直接相关，所以本申请将基于中性点钳位电流计算得到的直流分压电容器间的电压偏差，作为进行开关管控制的另一个依据。
S104：基于负载电压给定值与负载电压预测值的误差，以及直流分压电容器间的电压偏差，计算代价函数的取值；代价函数分别与误差和电压偏差成正相关。
具体地，负载电压给定值与负载电压预测值之间的误差越小，说明系统的输出越接近设定的输出目标。同时，直流分压电容器间的电压偏差越小，说明逆变器的中性点电位越平衡。因此，本申请以负载电压给定值与负载电压预测值之间的误差、以及直流分压电容器间的电压偏差为评判基础来构建代价函数，用以评判任意开关组合状态在当前的控制效果。
S105：将令代价函数取值最小的开关组合状态确定为当前的目标状态，以便根据目标状态调控逆变器中的开关管。
如此，通过选择出令代价函数取值最小的开关组合状态，便可确定出在当下综合控制效果最好的目标状态，由此，便可相对应地控制逆变器中各开关管的通断以实现该目标状态。如此，通过本申请的上述控制过程，不仅可以实现负载电压对给定电压的跟随控制，而且还可以有效平衡中性点电压。
综上，本申请所提供的T型三电平电压型逆变器的输出控制方法，基于对系统输出电压的预测而进行了提前控制，并对逆变器中性点电位进行了平衡控制，因此有效提高了逆变器系统输出电压的稳定性、动态性能和动态跟踪能力，抑制了谐波含量的增加和超调现象的发生，综合提高了对输出电压的控制质量。
作为一种具体实施例，本申请实施例所提供的T型三电平电压型的逆变器的输出控制方法在上述内容的基础上，确定出每种开关组合状态下的逆变器输出电压和中性点钳位电流，包括：
根据VI(k)＝(SA-SB)·Udc/2确定逆变器输出电压；
根据ig(k)＝(1-|SA|)·ia+(1-|SB|)·ib确定中性点钳位电流；
其中，VI(k)为逆变器输出电压；ig(k)为中性点钳位电流；Udc为逆变器的直流母线电压；ia为a桥臂的输出电流；ib为b桥臂的输出电流。
具体地，需要说明的是，本申请图1和图4所示出的仅仅是单相的T型三电平电压型的逆变器，基于此，可得到上述的输出电压计算式和中性点钳位电流计算式。容易理解的是，其他多相输出的逆变器(如三相T型三电平电压型的逆变器)的工作原理、控制原理与该单相T型三电平电压型逆变器相类似，本领域技术人员可在上述内容的基础上通过类比、叠加等手段得到类似的计算式以帮助进行输出电压的控制。
作为一种具体实施例，本申请实施例所提供的T型三电平电压型的逆变器的输出控制方法在上述内容的基础上，基于逆变器输出电压计算负载电压预测值，包括：
在k时刻基于逆变器输出电压计算在k+2时刻的负载电压预测值。
作为一种具体实施例，本申请实施例所提供的T型三电平电压型的逆变器的输出控制方法在上述内容的基础上，基于逆变器输出电压计算负载电压预测值，包括：
基于下述电压预测公式计算k+2时刻的负载电压预测值：
Figure BDA0003122203710000091
其中，VC(k+2)为k+2时刻的负载电压预测值，亦滤波电容电压预测值；VC(k)为负载电压，亦滤波电容电压；iL(k)为滤波电感电流，亦逆变器输出电流；iO(k)为负载电流；VI(k)为逆变器输出电压；Ts为采样周期；C为滤波电容；L为滤波电感。
具体地，本实施例具体对负载电压亦即滤波电容电压进行了二阶预测。其中，电压预测公式的推导过程具体如下所示。
首先，根据电流平衡原理、电压平额原理可得到：
Figure BDA0003122203710000101
Figure BDA0003122203710000102
根据滤波电容、滤波电感的物理特性，可得到如下关系式：
Figure BDA0003122203710000103
Figure BDA0003122203710000104
使用式(3)、(4)对式(1)和(2)中的微分方程进行离散化，得到滤波电容电压和滤波电感电流的一阶预测式如下：
Figure BDA0003122203710000105
Figure BDA0003122203710000106
由于从式(5)中并未建立VI(k)对VC(k+1)的预测关系，因此，令k+1替换式(5)中的k进行二阶预测，得到：
Figure BDA0003122203710000107
可见，VC(k+1)与iL(k+1)相关；而根据式(6)可以看出，iL(k+1)可基于VI(k)预测得到，如此，式(7)便建立了VC(k+2)与VI(k)之间的关系。其中，考虑到负载电流的变化速度相对于采样速度较慢，在步长足够小时，负载电流近似于常量，因此有：
io(k+1)＝io(k) (8)
由此，式(7)中，iL(k+1)由式(6)预测，iO(k+1)由式(8)已知，VC(k+1)由式(5)预测，即完成了对负载电压的二阶预测。
作为一种具体实施例，本申请实施例所提供的T型三电平电压型的逆变器的输出控制方法在上述内容的基础上，基于中性点钳位电流计算逆变器中直流分压电容器间的电压偏差，包括：
Figure BDA0003122203710000111
其中，Vdiff为电压偏差；VC1(k)为逆变器中第一直流分压电容的采样电压；VC2(k)为逆变器中第二直流分压电容的采样电压。
具体地，上下直流分压电容器间电压偏差的计算公式的推导过程如下：
设流经第一直流分压电容的电流为iC1，流经第二直流分压电容的电流为iC2，则有：
Figure BDA0003122203710000112
Figure BDA0003122203710000113
一般的，两个直流分压电容器容值相等，即C1＝C2＝C。对式(10)、(11)进行离散化处理，得到：
Figure BDA0003122203710000114
Figure BDA0003122203710000115
根据基尔霍夫定律，结合图3可得到：
ig＝iC1-iC2 (14)
将式(12)、(13)、(14)代入到Vdiff＝VC1(k+1)-VC2(k+1)中，便得到式(9)。
作为一种具体实施例，本申请实施例所提供的T型三电平电压型的逆变器的输出控制方法在上述内容的基础上，计算代价函数的取值，包括：
根据
Figure BDA0003122203710000116
计算代价函数的取值；
其中，g为代价函数；V* C(k+2)为k+2时刻的负载电压给定值；λ为预设权重。
具体地，基于负载电压给定值与负载电压预测值的误差即V* C(k+2)-VC(k+2)，以及直流分压电容器间的电压偏差即Vdiff，本领域技术人员除了可以采用上述加权方式构建代价函数，还可以采用其他方式，例如，还可基于V* C(k+2)-VC(k+2)与Vdiff的乘积或者次幂之和来构建代价函数，本申请对此并不进行限定，只要保障代价函数的取值分别与该误差和该电压偏差成正相关即可。
为了进一步证明本申请所提供的T型三电平电压型逆变器的输出控制方法的有益效果，本申请还提供了如下的对比仿真验证结果，其中，具体使用的仿真参数如表2所示。
表2
符号 参数 数值
U<sub>dc</sub> 直流母线电压 600V
V<sub>ref</sub> 参考电压 220V
C<sub>1</sub>、C<sub>2</sub> 直流侧分压电容 500μF
L 滤波电感 10mH
C 滤波电容 100μF
λ 权重系数 16
T<sub>S</sub> 采样时间 50μs
首先，第一组关于中性点电位平额效果的对比仿真实验结果参见图5和图6。其中，图5为无中性点电位平衡的控制算法得到的直流侧分压电容电压曲线图，图6为本申请提供的带中性点电位平衡的控制算法得到的直流侧分压电容电压曲线图。
通过对比分析可以发现，当没有加入中性点电位平衡算法时，下分压电容的电压逐渐增大，接近直流母线电压；当它与直流母线电压相同时，三电平电压输出变成两电平电压输出。而在代价函数中引入中性点电位平衡算法后，直流分压电容的电压可以精确稳定在直流母线电压的一半，实现中性点电位平衡。如此便验证了本申请所提出的控制算法的有效性。
其次，第二组关于系统稳态性能效果的对比仿真实验结果参见图7和图8。其中，图7为传统双闭环控制算法得到的输出电压谐波失真曲线图，图8为本申请提供的带二阶预测和中性点电位平衡的控制算法得到的输出电压谐波失真曲线图。
通过对比分析可以看出，本申请提供的控制算法获得的输出电压的总谐波失真(Total Harmonic Distortion，THD)含量更小，输出电压质量更好。在非线性负载下，采用本申请提供的控制方法得到的总谐波失真比传统的双闭环控制方法低0.51％。
再其次，第三组关于系统动态性能效果的对比仿真实验结果参见图9和图10。其中，图9为传统双闭环控制算法得到的输出电压曲线图，图10为本申请提供的带二阶预测和中性点电位平衡的控制算法得到的输出电压曲线图。
通过对比分析可以看出，本申请提供的控制算法获得的输出电压可以无超调地快速达到期望的输出电压，而传统双闭环控制法的输出电压会产生一个短暂的超调，需要一个周期的时间才能进入稳态。如此便验证了本申请所提出的控制算法能有效提高系统的快速性。
最后，第四组关于系统动态追踪性能效果的对比仿真实验结果参见图11和图12。其中，图11为传统双闭环控制算法得到的输出电压跳变曲线图，图12为本申请提供的带二阶预测和中性点电位平衡的控制算法得到的输出电压跳变曲线图。
通过对比分析可以看出，本申请提供的带二阶预测和中性点平衡的控制算法可以很好地快速跟踪参考电压，而传统双闭环控制方法的输出电压则会出现短暂的超调，基本均需要两个周期才能实现电压跟踪。如此便验证了本申请所提出的控制算法能有效提高系统的动态跟踪能力。
参见图13所示，本申请实施例公开了一种T型三电平电压型的逆变器的输出控制装置，主要包括：
获取模块201，用于针对逆变器中开关管的各种开关组合状态，确定出每种开关组合状态下的逆变器输出电压和中性点钳位电流；
计算模块202，用于基于逆变器输出电压计算负载电压预测值；基于中性点钳位电流计算逆变器中直流分压电容器间的电压偏差；基于负载电压给定值与负载电压预测值的误差，以及直流分压电容器间的电压偏差，计算代价函数的取值；代价函数分别与误差和电压偏差成正相关；
确定模块203，用于将令代价函数取值最小的开关组合状态确定为当前的目标状态，以便根据目标状态调控逆变器中的开关管。
可见，本申请实施例所公开的T型三电平电压型的逆变器的输出控制装置，基于对系统输出电压的预测而进行了提前控制，并对逆变器中性点电位进行了平衡控制，因此有效提高了逆变器系统输出电压的稳定性、动态性能和动态跟踪能力，抑制了谐波含量的增加和超调现象的发生，综合提高了对输出电压的控制质量。
关于上述T型三电平电压型的逆变器的输出控制装置的具体内容，可参考前述关于T型三电平电压型的逆变器的输出控制方法的详细介绍，这里就不再赘述。
作为一种具体实施例，本申请实施例所公开的T型三电平电压型的逆变器的输出控制装置在上述内容的基础上，获取模块201具体用于：
根据VI(k)＝(SA-SB)·Udc/2确定逆变器输出电压；
根据ig(k)＝(1-|SA|)·ia+(1-|SB|)·ib确定中性点钳位电流；
其中，VI(k)为逆变器输出电压；ig(k)为中性点钳位电流；Udc为逆变器的直流母线电压；ia为a桥臂的输出电流；ib为b桥臂的输出电流；SA为a桥臂的开关状态，SB为b桥臂的开关状态，以i表示A、B，则
Figure BDA0003122203710000141
作为一种具体实施例，本申请实施例所公开的T型三电平电压型的逆变器的输出控制装置在上述内容的基础上，计算模块202在基于逆变器输出电压计算负载电压预测值时具体用于：
在k时刻基于逆变器输出电压计算在k+2时刻的负载电压预测值。
作为一种具体实施例，本申请实施例所公开的T型三电平电压型的逆变器的输出控制装置在上述内容的基础上，计算模块202在基于逆变器输出电压计算负载电压预测值时具体用于：
基于下述电压预测公式计算k+2时刻的负载电压预测值：
Figure BDA0003122203710000142
其中，VC(k+2)为k+2时刻的负载电压预测值，亦滤波电容电压预测值；VC(k)为负载电压，亦滤波电容电压；iL(k)为滤波电感电流；iO(k)为负载电流；VI(k)为逆变器输出电压；Ts为采样周期；C为滤波电容；L为滤波电感。
作为一种具体实施例，本申请实施例所公开的T型三电平电压型的逆变器的输出控制装置在上述内容的基础上，计算模块202在基于中性点钳位电流计算逆变器中直流分压电容器间的电压偏差时具体用于：
Figure BDA0003122203710000151
其中，Vdiff为电压偏差；VC1(k)为逆变器中第一直流分压电容的采样电压；VC2(k)为逆变器中第二直流分压电容的采样电压。
作为一种具体实施例，本申请实施例所公开的T型三电平电压型的逆变器的输出控制装置在上述内容的基础上，计算模块202在计算代价函数的取值时具体用于：
根据
Figure BDA0003122203710000152
计算代价函数的取值；
其中，g为代价函数；V* C(k+2)为k+2时刻的负载电压给定值；λ为预设权重。
参见图14所示，本申请实施例公开了一种电子设备，包括：
存储器301，用于存储计算机程序；
处理器302，用于执行所述计算机程序以实现如上所述的任一种T型三电平电压型的逆变器的输出控制方法的步骤。
进一步地，本申请实施例还公开了一种计算机可读存储介质，所述计算机可读存储介质中存储有计算机程序，所述计算机程序被处理器执行时用以实现如上所述的任一种T型三电平电压型的逆变器的输出控制方法的步骤。
关于上述电子设备和计算机可读存储介质的具体内容，可参考前述关于T型三电平电压型的逆变器的输出控制方法的详细介绍，这里就不再赘述。
本申请中各个实施例采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似部分互相参见即可。对于实施例公开的设备而言，由于其与实施例公开的方法相对应，所以描述的比较简单，相关之处参见方法部分说明即可。
还需说明的是，在本申请文件中，诸如“第一”和“第二”之类的关系术语，仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或者操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或者操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。此外，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。
以上对本申请所提供的技术方案进行了详细介绍。本文中应用了具体个例对本申请的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本申请的方法及其核心思想。应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本申请原理的前提下，还可以对本申请进行若干改进和修饰，这些改进和修饰也落入本申请的保护范围内。

Claims (10)

1.一种T型三电平电压型的逆变器的输出控制方法，其特征在于，所述逆变器的输出端经LC滤波器与负载连接；所述方法包括：
针对所述逆变器中开关管的各种开关组合状态，确定出每种开关组合状态下的逆变器输出电压和中性点钳位电流；
基于所述逆变器输出电压计算负载电压预测值；
基于所述中性点钳位电流计算逆变器中直流分压电容器间的电压偏差；
基于负载电压给定值与所述负载电压预测值的误差，以及直流分压电容器间的所述电压偏差，计算代价函数的取值；所述代价函数分别与所述误差和所述电压偏差成正相关；
将令所述代价函数取值最小的开关组合状态确定为当前的目标状态，以便根据所述目标状态调控所述逆变器中的开关管。
2.根据权利要求1所述的输出控制方法，其特征在于，所述确定出每种开关组合状态下的逆变器输出电压和中性点钳位电流，包括：
根据VI(k)＝(SA-SB)·Udc/2确定逆变器输出电压；
根据ig(k)＝(1-|SA|)·ia+(1-|SB|)·ib确定中性点钳位电流；
其中，VI(k)为逆变器输出电压；ig(k)为中性点钳位电流；Udc为所述逆变器的直流母线电压；ia为a桥臂的输出电流；ib为b桥臂的输出电流；SA为a桥臂的开关状态，SB为b桥臂的开关状态，以i表示A、B，则
Figure FDA0003122203700000011
3.根据权利要求2所述的输出控制方法，其特征在于，所述基于所述逆变器输出电压计算负载电压预测值，包括：
在k时刻基于所述逆变器输出电压计算在k+2时刻的负载电压预测值。
4.根据权利要求3所述的输出控制方法，其特征在于，所述基于所述逆变器输出电压计算负载电压预测值，包括：
基于下述电压预测公式计算k+2时刻的负载电压预测值：
Figure FDA0003122203700000021
其中，VC(k+2)为k+2时刻的负载电压预测值，亦滤波电容电压预测值；VC(k)为负载电压，亦滤波电容电压；iL(k)为滤波电感电流；iO(k)为负载电流；VI(k)为逆变器输出电压；Ts为采样周期；C为滤波电容；L为滤波电感。
5.根据权利要求4所述的输出控制方法，其特征在于，所述基于所述中性点钳位电流计算逆变器中直流分压电容器间的电压偏差，包括：
Figure FDA0003122203700000022
其中，Vdiff为所述电压偏差；VC1(k)为所述逆变器中第一直流分压电容的采样电压；VC2(k)为所述逆变器中第二直流分压电容的采样电压。
6.根据权利要求5所述的输出控制方法，其特征在于，所述计算代价函数的取值，包括：
根据
Figure FDA0003122203700000023
计算代价函数的取值；
其中，g为代价函数；V* C(k+2)为k+2时刻的负载电压给定值；λ为预设权重。
7.一种T型三电平电压型的逆变器的输出控制装置，其特征在于，所述逆变器的输出端经LC滤波器与负载连接；所述装置包括：
获取模块，用于针对所述逆变器中开关管的各种开关组合状态，确定出每种开关组合状态下的逆变器输出电压和中性点钳位电流；
计算模块，用于基于所述逆变器输出电压计算负载电压预测值；基于所述中性点钳位电流计算逆变器中直流分压电容器间的电压偏差；基于负载电压给定值与所述负载电压预测值的误差，以及直流分压电容器间的所述电压偏差，计算代价函数的取值；所述代价函数分别与所述误差和所述电压偏差成正相关；
确定模块，用于将令所述代价函数取值最小的开关组合状态确定为当前的目标状态，以便根据所述目标状态调控所述逆变器中的开关管。
8.根据权利要求7所述的输出控制装置，其特征在于，所述获取模块具体用于：
根据VI(k)＝(SA-SB)·Udc/2确定逆变器输出电压；
根据ig(k)＝(1-|SA|)·ia+(1-|SB|)·ib确定中性点钳位电流；
其中，VI(k)为逆变器输出电压；ig(k)为中性点钳位电流；Udc为所述逆变器的直流母线电压；ia为a桥臂的输出电流；ib为b桥臂的输出电流；SA为a桥臂的开关状态，SB为b桥臂的开关状态，以i表示A、B，则
Figure FDA0003122203700000031
9.一种电子设备，其特征在于，包括：
存储器，用于存储计算机程序；
处理器，用于执行所述计算机程序以实现如权利要求1至6任一项所述的T型三电平电压型的逆变器的输出控制方法的步骤。
10.一种计算机可读存储介质，其特征在于，所述计算机可读存储介质中存储有计算机程序，所述计算机程序被处理器执行时用以实现如权利要求1至6任一项所述的T型三电平电压型的逆变器的输出控制方法的步骤。
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Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN117792137A (zh) * 2023-12-28 2024-03-29 苏州大学 五电平heric有源钳位逆变器的模型预测控制方法

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN105048508A (zh) * 2015-09-08 2015-11-11 苏州大学张家港工业技术研究院 一种t型三电平单相并网逆变器的控制方法及系统

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8934276B2 (en) * 2012-08-16 2015-01-13 Mitsubishi Electric Research Laboratories, Inc. DC-link voltage balancing control for multilevel inverters
CN103326598B (zh) * 2013-05-20 2015-06-10 河南师范大学 三相整流器快速模型预测控制方法
CN106911147B (zh) * 2017-04-19 2019-10-15 福州大学 一种含延时补偿的有限集模型预测电压控制方法
CN112260564B (zh) * 2020-09-28 2022-07-05 苏州大学 一种轨道交通三电平辅助变流器模型预测控制系统和方法

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN105048508A (zh) * 2015-09-08 2015-11-11 苏州大学张家港工业技术研究院 一种t型三电平单相并网逆变器的控制方法及系统

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
T型三电平单相逆变器有限开关状态模型预测控制方法;杨勇等;《电机与控制学报》;20190331;第23卷(第3期);第121-123页，图1、表1 *

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