CN113224762A - 一种长距离贯通柔性牵引供电系统及其优化控制方法 - Google Patents

一种长距离贯通柔性牵引供电系统及其优化控制方法 Download PDF

Info

Publication number
CN113224762A
CN113224762A CN202110594611.3A CN202110594611A CN113224762A CN 113224762 A CN113224762 A CN 113224762A CN 202110594611 A CN202110594611 A CN 202110594611A CN 113224762 A CN113224762 A CN 113224762A
Authority
CN
China
Prior art keywords
phase
circuit
insulated gate
inverter circuit
gate bipolar
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN202110594611.3A
Other languages
English (en)
Other versions
CN113224762B (zh
Inventor
何晓琼
曾理
杨爽
韩鹏程
高仕斌
舒泽亮
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Chengdu Tuoje Xingtong Technology Co ltd
Original Assignee
Southwest Jiaotong University
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Southwest Jiaotong University filed Critical Southwest Jiaotong University
Priority to CN202110594611.3A priority Critical patent/CN113224762B/zh
Publication of CN113224762A publication Critical patent/CN113224762A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN113224762B publication Critical patent/CN113224762B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J3/00—Circuit arrangements for ac mains or ac distribution networks
    • H02J3/04—Circuit arrangements for ac mains or ac distribution networks for connecting networks of the same frequency but supplied from different sources
    • H02J3/06—Controlling transfer of power between connected networks; Controlling sharing of load between connected networks
    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B60—VEHICLES IN GENERAL
    • B60M—POWER SUPPLY LINES, AND DEVICES ALONG RAILS, FOR ELECTRICALLY- PROPELLED VEHICLES
    • B60M1/00—Power supply lines for contact with collector on vehicle
    • B60M1/12—Trolley lines; Accessories therefor
    • B60M1/13—Trolley wires
    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B60—VEHICLES IN GENERAL
    • B60M—POWER SUPPLY LINES, AND DEVICES ALONG RAILS, FOR ELECTRICALLY- PROPELLED VEHICLES
    • B60M3/00—Feeding power to supply lines in contact with collector on vehicles; Arrangements for consuming regenerative power
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J3/00—Circuit arrangements for ac mains or ac distribution networks
    • H02J3/01—Arrangements for reducing harmonics or ripples
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M5/00—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases
    • H02M5/40—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc
    • H02M5/42—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters
    • H02M5/44—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac
    • H02M5/453—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M5/458—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
    • Y02E40/00—Technologies for an efficient electrical power generation, transmission or distribution
    • Y02E40/40—Arrangements for reducing harmonics

Abstract

本发明公开了一种长距离贯通柔性牵引供电系统及其优化控制方法，所述长距离贯通柔性牵引供电系统包括多组供电子系统，多组所述供电子系统间为电分相连接，每组多数供电子系统包括三相电网、多个牵引变电所、多个断路器和牵引网，多个所述牵引变电所的输出端和多个所述断路器的输入端一一对应连接，且多个所述牵引变电所的输入端与所述三相电网连接，所述断路器的输出端连接所述牵引网，所述牵引网用于给列车供电。本发明所提供的长距离贯通柔性牵引供电系统及其优化控制方法，能够实现牵引网长距离通电的同时使得牵引变电所供电区域内的牵引网电压保持稳定。

Description

一种长距离贯通柔性牵引供电系统及其优化控制方法
技术领域
本发明涉及牵引供电技术领域，具体涉及一种长距离贯通柔性牵引供电系统及其优化控制方法。
背景技术
目前，世界上诸多国家的既有电气化铁路牵引供电系统基本均采取三相-两相(异相)供电模式。变电所经牵引变压器从三相电网取电降压后分两供电臂输出，为牵引网供电。由于供电臂电压相位、幅值和频率难以完全一致，因此各供电臂间需设置电分相。随着近年来高速、重载铁路的发展，如下问题将更加突出：
(1)电能质量问题：铁路既有牵引供电系统的单相负荷反映至三相电网会产生负序电流，造成三相电压不平衡，高速重载列车牵引功率的增大，使负序问题愈发突出，同时，还还会造成无功和谐波等问题。(2)过电分相问题：既有牵引供电系统中必然存在电分相，而电分相装置结构复杂、可靠性低，是牵引供电系统的薄弱环节与事故多发点。(3)供电能力问题：由于在既有牵引供电系统中，牵引网设置有电分相装置，使得紧急情况下牵引变电所间难以实现相互支援，因而目前每个既有牵引变电所的牵引变压器均需设置一主一备，牵引变电所配置的容量难以得到充分利用，使其供电能力受限。
此外，由于电子式牵引变电所为确保变换器容量匹配并节约容量，故以单相-单相变换器为主要设备，但由于单相-单相变换器的输入功率与输出功率并非总是平衡，因此单相-单相变换器中间直流侧会存在较大二次纹波以及机车等非线性负载同样也会对单相-单相变换器产生影响，使得整流器网侧电流和逆变器输出电压产生大量谐波。
发明内容
本发明的目的在于提供一种长距离贯通柔性牵引供电系统及其优化控制方法，以能够实现牵引网长距离通电的同时使得牵引变电所供电区域内的牵引网电压保持稳定。
本发明解决上述技术问题的技术方案如下：
本发明提供一种长距离贯通柔性牵引供电系统，所述长距离贯通柔性牵引供电系统包括多组供电子系统，多组所述供电子系统间为电分相连接，每组所述供电子系统包括三相电网、多个牵引变电所、多个断路器和牵引网，多个所述牵引变电所的输出端和多个所述断路器的输入端一一对应连接，且多个所述牵引变电所的输入端与所述三相电网连接，所述断路器的输出端连接所述牵引网，所述牵引网用于给列车供电。
可选择地，多个所述牵引变电所包括电磁式牵引变电所和位于所述电磁式牵引变电所两侧的电子式牵引变电所，所述电磁式牵引变电所包括三相-单相电磁式变压器，所述电子式牵引变电所包括A组单相-单相变换器、B组单相-单相变换器和C组单相-单相变换器，所述A组单相-单相变换器与所述三相电网的A相电连接，所述B组单相-单相变换器与所述三相电网的B相电连接，所述C组单相-单相变换器与所述三相电网的C相电连接，所述A组单相-单相变换器、所述B组单相-单相变换器和所述C组单相-单相变换器的输出端通过多个所述断路器与所述牵引网连接。
可选地，多个所述断路器包括与所述三相-单相电磁式变压器连接的断路器K2；所述三相-单相电磁式变压器包括原边绕组和副边绕组，所述原边绕组通过三相电线与所述三相电网连接，所述副边绕组与所述断路器连接。
可选择地，多个所述断路器包括分别与两个所述单相-单相变换器连接的断路器K1和断路器K3；所述A组单相-单相变换器均包括多个单相-单相变换器，多个所述单相-单相变换器至少包括第一变换器、中间变换器和最终变换器，且每个所述单相-单相变换器包括依次连接的输入滤波电路、单相整流电路、直流电容电路、单相逆变电路和输出滤波电路，所述第一变换器的输入滤波电路连接所述三相电网，所述第一变换器的输出滤波电路连接所述中间变换器的输入滤波电路，所述中间变换器的输出滤波电路连接所述最终变换器的输入滤波电路，所述最终变换器的输出滤波电路作为所述A组单相-单相变换器的输出端与所述断路器K1和/或所述断路器K3连接；所述B组单相-单相变换器和/或所述C组单相-单相变换器的结构与所述A组单相-单相变换器相同。
可选择地，所述输入滤波电路包括电感Lz，所述电感Lz一端作为所述单相-单相变换器的输入端，其另一端与所述单相整流电路连接；
所述单相整流电路包括绝缘栅双极晶体管S11～S14，以及绝缘栅双极晶体管S21～S24，所述绝缘栅双极晶体管S11的集电极和所述绝缘栅双极晶体管S21的集电极共同作为所述单相整流电路的第一输出端，所述绝缘栅双极晶体管S11的发射极和所述绝缘栅双极晶体管S12的集电极同时与二极管D1的负极连接，所述绝缘栅双极晶体管S12的发射极和所述绝缘栅双极晶体管S13的集电极同时作为所述单相整流电路的第一输入端，并与所述输入滤波电路的电感Lz连接，所述绝缘栅双极晶体管S13的发射极和所述绝缘栅双极晶体管S14的集电极同时与二极管D2的正极连接，所述绝缘栅双极晶体管S14的发射极和所述绝缘栅双极晶体管S24发射极共同作为所述单相整流电路的第二输出端；
所述绝缘栅双极晶体管S21的发射极和所述绝缘栅双极晶体管S22的集电极同时与二极管D3的负极连接，所述绝缘栅双极晶体管S22的发射极和所述绝缘栅双极晶体管S23的集电极同时作为所述单相整流电路的第二输入端，并与所述输入滤波电路的连接线连接，所述绝缘栅双极晶体管S23的发射极和所述绝缘栅双极晶体管S24的集电极同时与二极管D4的正极连接，所述二极管D1的正极、二极管D2的负极、二极管D3的正极和二极管D4的负极共同作为单相整流电路的第三输出端；
所述直流电容包括电容Cd1和电容Cd2，所述电容Cd1一端与所述单相整流电路的第一输出端连接，所述电容Cd2一端与所述单相整流电路的第二个输出端连接，所述电容Cd1的另一端和电容Cd2另一端均与单相整流电路的第三个输出端连接；
所述单相逆变电路包括绝缘栅双极晶体管S31～S34以及绝缘栅双极晶体管S41～S44，所述绝缘栅双极晶体管S31的集电极和所述绝缘栅双极晶体管S41的集电极共同作为所述单相逆变电路的第一输入端，并同时与所述单相整流电路的第一输出端和所述电容Cd1的一端连接，所述绝缘栅双极晶体管S31的发射极和所述绝缘栅双极晶体管S32集电极同时与二极管D5的负极连接，所述绝缘栅双极晶体管S32的发射极和所述绝缘栅双极晶体管S33的集电极同时作为所述单相逆变电路的第一输出端，并与所述输出滤波电路的电容Cn的一端连接，所述电容Cn的另一端与所述输出滤波电路的电感Ln连接，所述绝缘栅双极晶体管S33的发射极和所述绝缘栅双极晶体管S34的集电极同时与二极管D6的正极连接，所述绝缘栅双极晶体管S34的发射极和所述绝缘栅双极晶体管S44的发射极共同作为所述单相逆变电路的第二输入端，并同时与所述单相整流电路的第二输出端和所述电容Cd2的一端连接；
所述绝缘栅双极晶体管S41的发射极和所述绝缘栅双极晶体管S42的集电极同时与二极管D7的负极连接，所述绝缘栅双极晶体管S42的发射极和所述绝缘栅双极晶体管S43的集电极同时作为所述单相逆变电路的第二输出端，并与所述输出滤波电路的电感Ln连接，所述绝缘栅双极晶体管S43的发射极和所述绝缘栅双极晶体管S44的集电极同时与二极管D8的正极连接，所述二极管D5的正极、二极管D6的负极、二极管D7的正极和二极管D8的负极共同作为所述单相逆变电路的第三输入端，并与单相整流电路的第三输出端连接。
本发明还提供一种基于上述长距离贯通柔性牵引供电系统的优化控制方法，所述优化控制方法包括：
SA：对单相整流电路进行优化控制，得到第一优化控制结果，和/或
SB：对单相逆变电路进行优化控制，得到第二优化控制结果。
可选择地，所述步骤SA包括：
SA1：获取单相整流电路的基频调制波；
SA2：根据所述基频调制波，得到单相整流电路的调制波；
SA3：根据所述单相整流电路的调制波，得到所述第一优化控制结果。
可选择地，所述步骤SA1包括以下分步骤：
SA11：在所述单相整流电路中加入工作在二倍频的陷波器，得到滤除二次纹波的实际直流电压值；
SA12：根据所述实际直流电压值和直流电压参考值，得到电流内环的有功电流参考值，其中，所述电流内环的有功电流参考值为：
Figure BDA0003090457850000051
式中，
Figure BDA0003090457850000052
为有功电流的参考值，Kzp2和Kzi2分别为单相整流电路电压外环PI控制器的比例系数和积分系数，
Figure BDA0003090457850000053
为直流电压参考值，Udc为直流侧的实际电压值，s表示拉普拉斯变换，
Figure BDA0003090457850000054
表示积分运算；
SA13：根据所述电流内环的有功电流参考值，构建两相旋转dq坐标系下的单相整流电路的数学模型，得到dq坐标系下的单相整流电路的交流侧端口电压，其中，所述数学模型为：
Figure BDA0003090457850000055
式中，uzd和uzq分别表示dq坐标系下的整流器交流侧端口电压，usd和usq为dq坐标系下的电网电压，Kzp1和Kzi1分别为单相整流电路电流内环PI控制器的比例系数和积分系数，
Figure BDA0003090457850000061
和
Figure BDA0003090457850000062
分别为有功电流的参考值和无功电流的参考值，isq和isd为dq坐标系下的网侧电流，Lz为单相整流电路的输入滤波电感，ω为角频率，s表示拉普拉斯变换，
Figure BDA0003090457850000063
表示积分运算；
SA14：根据所述dq坐标系下的单相整流电路的交流侧端口电压，得到所述单相整流电路的有功分量和无功分量；
SA15：根据所述有功分量和所述无功分量，得到所述单相整流电路的基频调制波；
所述步骤SA2包括以下分步骤：
SA21：获取离散状态下的网侧电流；
SA22：根据所述离散状态下的网侧电流，通过全谐波抑制所述网侧电流，得到所述单相整流电路的基频调制波中的谐波分量；
SA23：根据所述离散状态下的网侧电流，通过任意一次谐波精准抑制所述网侧电流，得到所述单相整流电路基频调制波中的特定次的谐波分量；
SA24：根据所述单相整流电路的基频调制波、所述基频调制波中的三次谐波分量和所述基频调制波中的谐波分量，得到所述单相整流电路的调制波。
可选择地，所述步骤SB包括：
SB1：获取单相逆变电路的基频调制波；
SB2：根据所述基频调制波，得到所述单相逆变电路的调制波；
SB3：根据所述单相逆变电路的调制波，得到所述第二优化控制结果。
可选择地，所述步骤SB1包括以下分步骤：
SB11：获取所述单相逆变电路交流侧的电压方程组，所述交流侧的电压方程组为：
Figure BDA0003090457850000071
式中：un为逆变器输出端口电压，iL为电感电流，uC为输出滤波电路的电容电压，iC为输出滤波电路的电容电流，io为逆变器输出电流，Ln为电感，Cn为电容，uo为单相逆变电路的输出电压，rL为电感的寄生电阻，t为时间；
SB12：根据所述单相逆变电路交流侧的电压方程组，构建dq坐标系下所述单相逆变电路的数学模型，其中，所述单相逆变电路的数学模型为：
Figure BDA0003090457850000072
其中，iLd和iLq为dq坐标系下的电感电流，uod和uoq为dq坐标系下的单相逆变电路的输出电压，iod和ioq为dq坐标系下的单相逆变电路的输出电流，Cn为电容，Sd表示对d轴分量作拉普拉斯变换，Udc为直流侧电压，ω为角频率，Ln为电感，Sq表示对q轴分量作拉普拉斯变换；
SB13：在所述单相逆变电路的电压外环中加入前馈解耦控制，得到所述单相逆变电路的有功电流参考值和所述单相逆变电路的无功电流参考值；
SB14：根据所述单相逆变电路的数学模型、所述单相逆变电路的有功电流参考值和所述单相逆变电路的无功电流参考值，得到所述单相逆变电路的电流内环的电感电流值和dq坐标系下的单相逆变电路的输出电压，其中，所述dq坐标系下的单相逆变电路的输出电压为：
Figure BDA0003090457850000081
式中，uod和uoq为dq坐标系下的逆变电路的输出电压，
Figure BDA0003090457850000082
和
Figure BDA0003090457850000083
分别为有功电流和无功电流的参考值，Knp1和Kni1分别为逆变器电流内环PI控制器的比例系数和积分系数，ω为角速度，Ln为电感，s表示拉普拉斯变换，
Figure BDA0003090457850000084
表示积分运算，iLd和iLq为dq坐标系下的电感电流；
SB15：根据所述dq坐标系下的单相逆变电路的输出电压，得到所述单相逆变电路的基频调制波的有功分量和无功分量；
SB16：根据所述单相逆变电路的基频调制波的有功分量和无功分量，得到所述单相逆变电路的基频调制波，其中，所述基频调制波为：
umndq＝uodcos(ωt)+uoqsin(ωt)
式中，umndq为单相逆变电路的基频调制波，uod和uoq为分别为d、q坐标系下的输出有功电压和输出无功电压，ω为角频率；
所述步骤SB2包括以下分步骤：
SB21：获取离散状态下所述单相逆变电路的输出电压中分离出的单相逆变电路的谐波电压；
SB22：获取离散状态下所述单相逆变电路的输出电压中分离出的三次谐波电压；
SB23：根据所述单相逆变电路的谐波电压、所述三次谐波电压、所述单相逆变电路的放大增益和所述单相逆变电路的基频调制波，得到所述单相逆变电路的调制波。本发明具有以下有益效果：
1、本发明通过在一组供电子系统中设置的一个电磁式牵引变电所和两个电子式牵引变电所，从而实现了“一拖二”长距离贯通的牵引供电系统结构，继承了既有牵引供电系统抗冲击能力强的优势，这里，由于电子式牵引变压器为电子式牵引变电所的主要设备，因而能够取消150公里内的电分相装置，使同一组内变电所互为备用，因此可取消既有牵引变电所“一主一备”的变压器运行方式，大大提高牵引供电系统的供电能力与可靠性，降低牵引变电所造价和维护成本。
2、本发明提出的优化控制方法，不仅可实现对单相整流电路以及单相逆变电路的基础控制，还可实现对单相整流电路和单相逆变电路的全谐波抑制以及实现对某一特征次谐波的加强抑制。从而保证在不增加硬件滤波的条件下，使长距离贯通柔性牵引供电系统的输入、输出均具有良好的电能质量。
附图说明
图1为本发明实施例所提供的长距离贯通柔性牵引供电系统的结构示意图；
图2为本发明实施例所提供的长距离贯通柔性牵引供电系统的三相-单相电磁式变压器的结构示意图；
图3为本发明实施例所提供的长距离贯通柔性牵引供电系统的三相-单相电子式变压器的结构示意图；
图4为本发明实施例所提供的长距离贯通柔性牵引供电系统的单相-单相变换器的结构示意图；
图5为本发明实施例所提供的长距离贯通柔性牵引供电系统的单相整流电路的内部优化控制结构示意图；
图6为本发明实施例所提供的长距离贯通柔性牵引供电系统的单相整流电路的优化控制方法的流程图；
图7为图6中步骤SA1的分步骤流程图；
图8为图6中步骤SA2的分步骤流程图；
图9为本发明实施例所提供的长距离贯通柔性牵引供电系统的单相逆变电路的内部优化控制结构示意图；
图10为本发明实施例所提供的长距离贯通柔性牵引供电系统的单相逆变电路的优化控制方法的流程图；
图11为图10中步骤SB1的分步骤流程图；
图12为图10中步骤SB2的分步骤流程图。
具体实施方式
以下结合附图对本发明的原理和特征进行描述，所举实例只用于解释本发明，并非用于限定本发明的范围。
实施例
本发明提供一种长距离贯通柔性牵引供电系统，如图1所示，长距离贯通柔性牵引供电系统包括多组供电子系统，多组供电子系统间为电分相连接，每组供电子系统包括三相电网、多个牵引变电所、多个断路器和牵引网，多个牵引变电所的输出端和多个断路器的输入端一一对应连接，且多个牵引变电所的输入端与三相电网连接，断路器的输出端连接牵引网，牵引网用于给列车供电。
本发明具有以下有益效果：
1、本发明通过在一组供电子系统中设置的一个电磁式牵引变电所和两个电子式牵引变电所，从而实现了“一拖二”长距离贯通的牵引供电系统结构，继承了既有牵引供电系统抗冲击能力强的优势，这里，由于电子式牵引变压器为电子式牵引变电所的主要设备，因而能够取消150公里内的电分相装置，使同一组内变电所互为备用，因此可取消既有牵引变电所“一主一备”的变压器运行方式，大大提高牵引供电系统的供电能力与可靠性，降低牵引变电所造价和维护成本。
2、本发明提出的优化控制方法，不仅可实现对单相整流电路以及单相逆变电路的基础控制，还可实现对单相整流电路和单相逆变电路的全谐波抑制以及实现对某一特征次谐波的加强抑制。从而保证在不增加硬件滤波的条件下，使长距离贯通柔性牵引供电系统的输入、输出均具有良好的电能质量。
可选择地，多个牵引变电所包括电磁式牵引变电所和位于电磁式牵引变电所两侧的电子式牵引变电所，电磁式牵引变电所包括三相-单相电磁式变压器，电子式牵引变电所包括A组单相-单相变换器、B组单相-单相变换器和C组单相-单相变换器，A组单相-单相变换器与三相电网的A相电连接，B组单相-单相变换器与三相电网的B相电连接，C组单相-单相变换器与三相电网的C相电连接，A组单相-单相变换器、B组单相-单相变换器和C组单相-单相变换器的输出端通过多个断路器与牵引网连接。
可选择地，参考图1和图2所示，多个断路器包括与三相-单相电磁式变压器连接的断路器K2；三相-单相电磁式变压器包括原边绕组和副边绕组，原边绕组通过三相电线与三相电网连接，副边绕组与断路器连接。电磁式牵引变电所三相电网的每一相(A，B，C)取电后，连接至三相-单相电磁式牵引变压器后，经断路器K2连接至牵引网；两个电子式牵引变电所从三相电网的每一相(A，B，C)取电后，连接至三相-单相电子式牵引变压器，最后经断路器K1、K3连接至牵引网。
可选择地，参考图1至图3所示，多个断路器包括分别与两个单相-单相变换器连接的断路器K1和断路器K3；A组单相-单相变换器均包括多个单相-单相变换器，多个单相-单相变换器至少包括第一变换器、中间变换器和最终变换器，且每个单相-单相变换器包括依次连接的输入滤波电路、单相整流电路、直流电容电路、单相逆变电路和输出滤波电路，第一变换器的输入滤波电路连接三相电网，第一变换器的输出滤波电路连接中间变换器的输入滤波电路，中间变换器的输出滤波电路连接最终变换器的输入滤波电路，最终变换器的输出滤波电路作为A组单相-单相变换器的输出端与断路器K1和/或断路器K3连接；B组单相-单相变换器和/或C组单相-单相变换器的结构与A组单相-单相变换器相同。
具体的，电子式牵引变电所的具体结构为：
a、A相支路第一个单相-单相变换器A1电网侧正端口A1P经电抗器LA与三相电网A相，A1的电网侧负端口A1N与第二个单相-单相变换器A2的电网侧正端口A2P相连，以此类推，第n-1个单相-单相变换器A(n-1)的电网侧负端口A(n-1)N与第n个单相-单相变换器An的电网侧正端口AnP相连；B、C相支路电网侧连接方式与A相对称；每一相(A，B，C)第n个单相-单相变换器的电网侧负端口AnN，BnN，CnN共同连接于O点(相当于三相侧星形连接的中性点)；
b、A相支路第一个单相-单相变换器A1的牵引网侧负端口a1N与第二个单相-单相变换器A2的牵引网侧正端口a2P相连，以此类推，第n-1个单相-单相变换器A(n-1)的牵引网侧负端口a(n-1)N与第n个单相-单相变换器An的牵引网侧正端口anP相连；B、C相支路连接与A相对称相同；每一相(A，B，C)第1个单相-单相变换器的牵引网侧正端口a1P，b1P，c1P共同连接于牵引网正端P点；每一相(A，B，C)第n个单相-单相变换器的牵引网侧负端口anN，bnN，cnN共同连接于牵引网负端N点。
单相-单相变换器主要由输入滤波电路、单相整流电路、直流电容电路、单相逆变电路和输出滤波电路LC组成。图3为可实现本发明的三电平二极管钳位H桥结构的单相-单相变换器拓扑图。图中Smn表示第m个桥臂的第n个编号的开关器件，Cd表示直流电容。单相整流电路直流侧输出经直流电容再经单相整流电路逆变成单相交流电，每一相的多个单相-单相变换器整流侧与逆变侧分别级联获得高电压等级的输入和输出。每相单相级联逆变器输出分别经电抗器(La，Lb，Lc)后并联连接牵引接触网，输出符合要求的交流电压并与同一组“一拖二”牵引变电所内邻近变电所的接触网直接相连，形成长距离贯通牵引供电系统。
具体地，参考图4所示，输入滤波电路包括电感Lz，电感Lz一端作为单相-单相变换器的输入端，其另一端与单相整流电路连接；单相整流电路包括绝缘栅双极晶体管S11～S14，以及绝缘栅双极晶体管S21～S24，绝缘栅双极晶体管S11的集电极和绝缘栅双极晶体管S21的集电极共同作为单相整流电路的第一输出端，绝缘栅双极晶体管S11的发射极和绝缘栅双极晶体管S12的集电极同时与二极管D1的负极连接，绝缘栅双极晶体管S12的发射极和绝缘栅双极晶体管S13的集电极同时作为单相整流电路的第一输入端，并与输入滤波电路的电感Lz连接，绝缘栅双极晶体管S13的发射极和绝缘栅双极晶体管S14的集电极同时与二极管D2的正极连接，绝缘栅双极晶体管S14的发射极和绝缘栅双极晶体管S24发射极共同作为单相整流电路的第二输出端；绝缘栅双极晶体管S21的发射极和绝缘栅双极晶体管S22的集电极同时与二极管D3的负极连接，绝缘栅双极晶体管S22的发射极和绝缘栅双极晶体管S23的集电极同时作为单相整流电路的第二输入端，并与输入滤波电路的连接线连接，绝缘栅双极晶体管S23的发射极和绝缘栅双极晶体管S24的集电极同时与二极管D4的正极连接，二极管D1的正极、二极管D2的负极、二极管D3的正极和二极管D4的负极共同作为单相整流电路的第三输出端；直流电容包括电容Cd1和电容Cd2，电容Cd1一端与单相整流电路的第一输出端连接，电容Cd2一端与单相整流电路的第二个输出端连接，电容Cd1的另一端和电容Cd2另一端均与单相整流电路的第三个输出端连接；单相逆变电路包括绝缘栅双极晶体管S31～S34以及绝缘栅双极晶体管S41～S44，绝缘栅双极晶体管S31的集电极和绝缘栅双极晶体管S41的集电极共同作为单相逆变电路的第一输入端，并同时与单相整流电路的第一输出端和电容Cd1的一端连接，绝缘栅双极晶体管S31的发射极和绝缘栅双极晶体管S32集电极同时与二极管D5的负极连接，绝缘栅双极晶体管S32的发射极和绝缘栅双极晶体管S33的集电极同时作为单相逆变电路的第一输出端，并与输出滤波电路的电容Cn的一端连接，电容Cn的另一端与输出滤波电路的电感Ln连接，绝缘栅双极晶体管S33的发射极和绝缘栅双极晶体管S34的集电极同时与二极管D6的正极连接，绝缘栅双极晶体管S34的发射极和绝缘栅双极晶体管S44的发射极共同作为单相逆变电路的第二输入端，并同时与单相整流电路的第二输出端和电容Cd2的一端连接；绝缘栅双极晶体管S41的发射极和绝缘栅双极晶体管S42的集电极同时与二极管D7的负极连接，绝缘栅双极晶体管S42的发射极和绝缘栅双极晶体管S43的集电极同时作为单相逆变电路的第二输出端，并与输出滤波电路的电感Ln连接，绝缘栅双极晶体管S43的发射极和绝缘栅双极晶体管S44的集电极同时与二极管D8的正极连接，二极管D5的正极、二极管D6的负极、二极管D7的正极和二极管D8的负极共同作为单相逆变电路的第三输入端，并与单相整流电路的第三输出端连接。
基于上述技术方案，本发明还提供一种基于上述的长距离贯通柔性牵引供电系统的优化控制方法，优化控制方法包括：
SA：对单相整流电路进行优化控制，得到第一优化控制结果，和/或
SB：对单相逆变电路进行优化控制，得到第二优化控制结果。
可选择地，参考图5和图6所示，步骤SA包括：
SA1：获取单相整流电路的基频调制波；参考图7所示，具体包括以下分步骤：
SA11：由于单相-单相变换器的输入功率与输出功率并非总是平衡，因此单相-单相变换器的中间直流侧会产生较大二次纹波，为防止二次纹波通过电压外环进入控制环路，因此在单相整流电路中加入工作在二倍频的陷波器，得到滤除二次纹波的实际直流电压值；
SA12：根据实际直流电压值和直流电压参考值，得到电流内环的有功电流参考值，其中，电流内环的有功电流参考值为：
Figure BDA0003090457850000141
式中，
Figure BDA0003090457850000142
为有功电流的参考值，Kzp2和Kzi2分别为单相整流电路电压外环PI控制器的比例系数和积分系数，
Figure BDA0003090457850000143
为直流电压参考值，Udc为直流侧的实际电压值，s表示拉普拉斯变换，
Figure BDA0003090457850000144
表示积分运算；
其次，在只考虑基波的情况下，对网侧电流is进行有功、无功分量检测与分离，其分离式为：
is(t)＝isd(t)+isq(t)＝Isdcosωt+Isqsinωt
对上述分离式两边同时乘以cosωt，可得网侧电流is有功分量为：
Figure BDA0003090457850000151
对上述分离式两边同时乘以sinωt，可得网侧电流is无功分量为：
Figure BDA0003090457850000152
is(t)cosωt和is(t)sinωt分别为网侧电流的有功分量和无功分量，isq和isd为dq坐标系下的网侧电流，ωt为网侧电流is的相位，Isd和Isq为dq坐标系下的网侧电流的幅值。
同理，对网侧电压us的有功、无功分量进行分离，其网侧电压的分离式为：
us(t)＝usd(t)+usq(t)＝usdcosω1t+usqsinω1t
对网侧电压的分离式的两边同时乘以cosω1t，可得网侧电压us有功分量为：
Figure BDA0003090457850000153
对网侧电压的分离式的两边同时乘以sinω1t，可得网侧电压us无功分量为：
Figure BDA0003090457850000154
us(t)cosωt和us(t)sinωt分别为网侧电压的有功分量和无功分量，usq和usd为dq坐标系下的网侧电压，ω1t为网侧电压us的相位，Usd和Usq为dq坐标系下的网侧电压的幅值。
SA13：根据电流内环的有功电流参考值，构建两相旋转dq坐标系下的单相整流电路的数学模型，得到dq坐标系下的单相整流电路的交流侧端口电压，其中，数学模型为：
Figure BDA0003090457850000161
式中，uzd和uzq分别表示dq坐标系下的整流器交流侧端口电压，usd和usq为dq坐标系下的电网电压，Kzp1和Kzi1分别为单相整流电路电流内环PI控制器的比例系数和积分系数，
Figure BDA0003090457850000162
和
Figure BDA0003090457850000163
分别为有功电流的参考值和无功电流的参考值，isq和isd为dq坐标系下的网侧电流，Lz为单相整流电路的输入滤波电感，ω为角频率，s表示拉普拉斯变换，
Figure BDA0003090457850000164
表示积分运算；
具体的，忽略滤波电感的寄生电阻，根据基尔霍夫电压定律，得到电感电流表达式：
Figure BDA0003090457850000165
式中，Lz为单相整流电路的输入滤波电感，us为单相整流电路的网侧电压，uz为单相整流电路的交流侧端口电压，is为单相整流电路的网侧电流；
根据单相整流电路网侧电压us与网侧电流is构造两相静止α-β坐标系下的电压信号和电流信号，其中，电压信号表示为：
Figure BDA0003090457850000166
式中，us为单相整流电路的网侧电压，usα和usβ分别表示单相整流电路的网侧电压us在α-β坐标系下的横纵坐标，Us为单相整流电路网侧电压us的幅值，
电流信号表示为：
Figure BDA0003090457850000171
式中，is为单相整流电路的网侧电流，isα和isβ分别表示单相整流电路的网侧电流is在α-β坐标系下的横纵坐标，Is为单相整流电路网侧电流is的幅值，ωt为网侧电流is的相位。
将电压信号表达式和电流信号表达式输入电感电流表达式中，并进行dq坐标变换，即可得单相整流电路在两相旋转dq坐标系下的数学模型为：
Figure BDA0003090457850000172
式中，uzd和uzq表示dq坐标系下的单相整流电路交流侧的端口电压，usd和usq为dq坐标系下的电网电压，isq和isd为dq坐标系下的网侧电流，Lz为单相整流电路的输入滤波电感，ω为角频率；
然后采用电流环前馈解耦对dq坐标系下的网侧电流进行解耦，得到基波电压控制指令，其中，基波电压控制指令为：
Figure BDA0003090457850000173
式中，uzd和uzq表示dq坐标系下的单相整流电路交流侧的端口电压，usd和usq为dq坐标系下的电网电压，Kzp1和Kzi1分别为单相整流电路电流内环PI控制器的比例系数和积分系数，
Figure BDA0003090457850000174
和
Figure BDA0003090457850000175
分别为有功电流的参考值和无功电流的参考值，isq和isd为dq坐标系下的网侧电流，Lz为单相整流电路的输入滤波电感，ω为角频率，s表示拉普拉斯变换，
Figure BDA0003090457850000176
表示积分运算。
SA14：根据dq坐标系下的单相整流电路的交流侧端口电压，得到单相整流电路的有功分量和无功分量；
SA15：根据有功分量和无功分量，得到单相整流电路的基频调制波；
最后对单相整流电路在两相旋转dq坐标系下的数学模型中的uzd和uzq做以处理，即分别对uzd乘以cos(ωt)以及对uzq乘以sin(ωt)，便得到基频调制波的有功和无功分量，将二者进行叠加即得到单相整流电路的基频调制波，如下式所示：
umzdq＝uzdcos(ωt)+uzqsin(ωt)
其中，umzdq为单相整流电路的基频调制波，uzd和uzq表示dq坐标系下的单相整流电路交流侧的端口电压，ωt为网侧电流is的相位。
SA2：根据基频调制波，得到单相整流电路的调制波；参考图8所示，具体包括以下分步骤：
SA21：获取离散状态下的网侧电流；
为实现对单相整流电路网侧电流的全谐波抑制，并可加强对特征次谐波的抑制；
首先分离出因二次纹波而在单相整流电路网侧电流中造成的电流谐波分量，电流谐波分量为：
ish＝is-isf
式中，ish为电流谐波分量，is为单相整流电路的网侧电流，isf为单相整流电路网侧电流的基频分量；
然后控制整流电路在下一时刻产生一个与当前时刻网侧电流中的谐波分量相反的谐波电流，确保网侧电流中的谐波成分可以得到抑制。
根据电流谐波分量，建立谐波分量下的单相整流电路的电压回路模型：
Figure BDA0003090457850000181
式中，uzh为单相整流电路交流侧端口电压谐波分量，ush为网侧电压谐波分量，ish为因二次纹波而造成的电流谐波分量，Lz为单相整流电路输入滤波电感。
将电压回路模型进行离散，即可得：
Figure BDA0003090457850000191
式中，uzh(k+1)为k+1时刻离散状态下单相整流电路交流侧端口电压谐波分量，ush(k)为k时刻离散状态下的网侧电压谐波分量，ish(k+1)为k+1时刻离散状态下因二次纹波而造成的电流谐波分量，ish(k)为k时刻离散状态下因二次纹波而造成的电流谐波分量，Lz为单相整流电路输入滤波电感，Ts为周期。
由上述离散后的电压回路模型，可得K时刻和K+1时刻谐波电流间的关系
ish(k+1)-ish(k)＝is(k+1)-isf(k+1)-is(k)+isf(k)
isf(k)为k时刻离散状态下单相整流电路网侧电流的基频分量，isf(k+1)为k+1时刻离散状态下单相整流电路网侧电流的基频分量，ish(k+1)为k+1时刻离散状态下因二次纹波而造成的电流谐波分量，ish(k)为k时刻离散状态下因二次纹波而造成的电流谐波分量，is(k+1)为k+1时刻的离散状态下的网侧电流，is(k)为k时刻的离散状态下的网侧电流。
在下一采样时刻实现对谐波电流的成功抑制，即下一时刻的网侧电流中不再含有谐波分量，即有is(k)＝is(k+1)＝0，将其代入K时刻和K+1时刻谐波电流间的关系式，可得：
ish(k+1)-ish(k)＝-is(k)+isf(k)＝-ish(k)
式中，ish(k+1)为k+1时刻的电流谐波分量，ish(k)为k时刻的电流谐波分量；
将此式输入至离散后的电压回路模型，可得需抑制的谐波电流与整流器端口电压之间的关系为：
Figure BDA0003090457850000201
式中，uzh(k+1)为k+1时刻离散状态下单相整流电路交流侧端口电压谐波分量，ush(k)为k时刻离散状态下的网侧电压谐波分量，Lz为单相整流电路输入滤波电感，Ts为周期，ish(k)为K时刻的电流谐波分量。
SA22：根据离散状态下的网侧电流，通过全谐波抑制网侧电流，得到单相整流电路的基频调制波中的谐波分量；
具体为：由于长距离贯通柔性牵引供电系统中的整流器网侧电压是通过变压器直接接入电网，即可认为网侧电压为理想电压源，故可将网侧电压谐波分量ush(k)置零，则将其输入需抑制的谐波电流与整流器端口电压之间的关系式中，可得谐波分量umzh，在基频调制波umzdq中注入相应的谐波分量umzh,则可实现对网侧电流的全谐波抑制。
Figure BDA0003090457850000202
umzh为谐波分量，Lz为单相整流电路输入滤波电感，Ts为周期，ish(k)为K时刻的电流谐波分量。
SA23：根据离散状态下的网侧电流，通过任意一次谐波精准抑制网侧电流，得到单相整流电路基频调制波中的特定次的谐波分量；
具体为：整流器调制波中注入特定次的谐波分量，实现某一次谐波的精准抑制。结合全谐波抑制表达式，本发明以增强三次谐波的抑制为例，单独设置三次谐波抑制通道，加强三次谐波的抑制程度，如下式所示：
Figure BDA0003090457850000203
式中：umzh3为三次谐波分量，ish3(k)为k时刻离散状态下因二次纹波而造成的电流三次谐波分量，Lz为单相整流电路输入滤波电感，Ts为周期；
SA24：根据单相整流电路的基频调制波、基频调制波中的三次谐波分量和基频调制波中的谐波分量，得到单相整流电路的调制波：
umz＝umzdq+umzh+umzh3
umzh3为三次谐波分量，umzh为谐波分量，umzdq为基频调制波，umz为单相整流电路的调制波。
SA3：根据单相整流电路的调制波，得到第一优化控制结果。
在本发明中，单相整流电路的调制波即为第一优化控制结果。
而对于在长距离贯通柔性牵引供电系统中所用的单相逆变电路，不仅会受直流侧二次纹波的影响，而当逆变器带上牵引网侧的电力机车等非线性负载时，也会带来大量谐波。针对这类情况，本发明针对单相逆变电路，提出一种优化控制方法，以确保长距离贯通柔性牵引供电系统的输入、输出均具有良好的电能质量。下面具体描述单相逆变电路的优化控制过程：
参考图9和图10所示，对单相逆变电路进行优化控制，得到第二优化控制结果包括：
SB1：获取单相逆变电路的基频调制波；参考图11所示，步骤SB1包括以下分步骤：
SB11：获取单相逆变电路交流侧的电压方程组，交流侧的电压方程组为：
Figure BDA0003090457850000211
式中：un为逆变器输出端口电压，iL为电感电流，uC为输出滤波电路的电容电压，iC为输出滤波电路的电容电流，io为逆变器输出电流，电感Ln和电容Cn为输出滤波电路的组成元器件，uo为单相逆变电路的输出电压，rL为电感的寄生电阻，t为时间。
该交流侧的电压方程组具体结合单相二极管钳位三电平逆变器拓扑结构、基尔霍夫电压定律、以及基尔霍夫电流定律而得到的。
SB12：根据单相逆变电路交流侧的电压方程组，构建dq坐标系下单相逆变电路的数学模型，其中，单相逆变电路的数学模型为：
Figure BDA0003090457850000221
其中，iLd和iLqdq坐标系下的电感电流，uod和uoq为dq坐标系下的单相逆变电路的输出电压，iod和ioq为dq坐标系下的单相逆变店里的输出电流，Cn为电容，Sd表示对d轴分量作拉普拉斯变换，Udc为直流侧电压，ω为角频率，Ln为电感，Sq表示对q轴分量作拉普拉斯变换；
SB13：在单相逆变电路的电压外环中加入前馈解耦控制，得到单相逆变电路的有功电流参考值和单相逆变电路的无功电流参考值；
Figure BDA0003090457850000222
式中，
Figure BDA0003090457850000223
和
Figure BDA0003090457850000224
分别为有功电流和无功电流的参考值，Knp2和Kni2分别为单相逆变电路电压外环PI控制器的比例系数和积分系数，ω为角速度，Ln为电感，Cn为电容，
Figure BDA0003090457850000225
和
Figure BDA0003090457850000226
分别为有功电压和无功电压的参考值，uod和uoq为分别为d、q坐标系下的有功电压和无功电压，s表示拉普拉斯变换，
Figure BDA0003090457850000227
表示积分运算。
SB14：根据单相逆变电路的数学模型、单相逆变电路的有功电流参考值和单相逆变电路的无功电流参考值，得到单相逆变电路的电流内环的电感电流值和dq坐标系下的单相逆变电路的输出电压，其中，dq坐标系下的单相逆变电路的输出电压为：
Figure BDA0003090457850000231
式中，uod和uoq为dq坐标系下的逆变电路的输出电压，
Figure BDA0003090457850000232
和
Figure BDA0003090457850000233
分别为有功电流和无功电流的参考值，Knp1和Kni1分别为逆变器电流内环PI控制器的比例系数和积分系数，ω为角速度，Ln为电感，s表示拉普拉斯变换，
Figure BDA0003090457850000234
表示积分运算，iLd和iLq为dq坐标系下的电感电流。
SB15：根据dq坐标系下的单相逆变电路的输出电压，得到单相逆变电路的基频调制波的有功分量和无功分量；
具体方法与本发明中对于单相整流电路的基频调制波的有功分量和无功分量相同，在此不再赘述。
SB16：根据单相逆变电路的基频调制波的有功分量和无功分量，得到单相逆变电路的基频调制波，其中，基频调制波为：
umndq＝uodcos(ωt)+uoqsin(ωt)
式中，umndq为单相逆变电路的基频调制波，uod和uoq为分别为d、q坐标系下的输出有功电压和输出无功电压，ω为角频率；
SB2：根据基频调制波，得到单相逆变电路的调制波；
参考图12所示，步骤SB2包括以下分步骤：
SB21：获取离散状态下单相逆变电路的输出电压中分离出的单相逆变电路的谐波电压；
具体的，根据单相逆变电路的基频调制波，获取单相逆变电路的实际输出电压，实际输出电压为：
uo＝kpwm·umndq-uhz
式中，uo为单相逆变电路的输出电压，kpwm为单相逆变电路的放大增益，umndq为单相逆变电路的基片调制波，uhz为谐波电压；
根据上述实际输出电压表达式所得的单相逆变电路的实际输出电压，假设新的调制波为：
Figure BDA0003090457850000241
式中，kpwm为单相逆变电路的放大增益，uhz为谐波电压，u'm为假设的单相逆变电路调制波，umdq为单相逆变电路的基频调制波。
之后对假设的新的调制波进行离散化可得
Figure BDA0003090457850000242
其中，u'm(k+1)为k+1时刻离散状态下的假设的单相逆变电路调制波，umdq(k+1)为k+1时刻离散状态下的单相逆变电路的基频调制波，uhz(k+1)为k+1时刻离散状态下的单相逆变电路内阻上的谐波电压。
然而当采样频率远大于各低次谐波电压的频率时，下一时刻的谐波电压值与当前时刻的谐波电压值近似相等，则离散化后的假设的新的调制波表达式可简化如下式：
Figure BDA0003090457850000243
通过分离单相逆变电路输出电压uo中的谐波电压，单相逆变电路输出电压中分离出的谐波电压uh与内阻上的谐波电压相反，即uh＝-uhz。则上述简化式可再次简化如下式：
Figure BDA0003090457850000244
uh(k)为k时刻离散状态下逆变器输出电压中分离出的谐波电压。
之后将上述两次简化后的所得式输入谐波电压分离式中，可得
Figure BDA0003090457850000251
uhz(k+1)为k+1时刻离散状态下的单相逆变电路内阻上的谐波电压。
由此可知，在调制波中引入谐波修正分量，可有效抑制谐波电流造成的逆变器输出电压畸变。
SB22：获取离散状态下单相逆变电路的输出电压中分离出的三次谐波电压；
Figure BDA0003090457850000252
umh3(k+1)为k+1时刻离散状态下的调制波三次谐波分量，uh3(k)为k时刻离散状态下单相逆变电路输出电压中分离出的三次谐波电压。其目的为加强对三次谐波的抑制效果，单独设置三次谐波抑制通道。
SB23：根据单相逆变电路的谐波电压、三次谐波电压、单相逆变电路的放大增益和单相逆变电路的基频调制波，得到单相逆变电路的调制波。
Figure BDA0003090457850000253
SB3：根据单相逆变电路的调制波，得到第二优化控制结果。
以上仅为本发明的较佳实施例，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种长距离贯通柔性牵引供电系统，其特征在于，所述长距离贯通柔性牵引供电系统包括多组供电子系统，多组所述供电子系统间为电分相连接，每组所述供电子系统包括三相电网、多个牵引变电所、多个断路器和牵引网，多个所述牵引变电所的输出端和多个所述断路器的输入端一一对应连接，且多个所述牵引变电所的输入端与所述三相电网连接，所述断路器的输出端连接所述牵引网，所述牵引网用于给列车供电。
2.根据权利要求1所述的长距离贯通柔性牵引供电系统，其特征在于，多个所述牵引变电所包括电磁式牵引变电所和位于所述电磁式牵引变电所两侧的电子式牵引变电所，所述电磁式牵引变电所包括三相-单相电磁式变压器，所述电子式牵引变电所包括A组单相-单相变换器、B组单相-单相变换器和C组单相-单相变换器，所述A组单相-单相变换器与所述三相电网的A相电连接，所述B组单相-单相变换器与所述三相电网的B相电连接，所述C组单相-单相变换器与所述三相电网的C相电连接，所述A组单相-单相变换器、所述B组单相-单相变换器和所述C组单相-单相变换器的输出端通过多个所述断路器与所述牵引网连接。
3.根据权利要求2所述的长距离贯通柔性牵引供电系统，其特征在于，多个所述断路器包括与所述三相-单相电磁式变压器连接的断路器K2；
所述三相-单相电磁式变压器包括原边绕组和副边绕组，所述原边绕组通过三相电线与所述三相电网连接，所述副边绕组与所述断路器连接。
4.根据权利要求2所述的长距离贯通柔性牵引供电系统，其特征在于，多个所述断路器包括分别与两个所述单相-单相变换器连接的断路器K1和断路器K3；
所述A组单相-单相变换器均包括多个单相-单相变换器，多个所述单相-单相变换器至少包括第一变换器、中间变换器和最终变换器，且每个所述单相-单相变换器包括依次连接的输入滤波电路、单相整流电路、直流电容电路、单相逆变电路和输出滤波电路，所述第一变换器的输入滤波电路连接所述三相电网，所述第一变换器的输出滤波电路连接所述中间变换器的输入滤波电路，所述中间变换器的输出滤波电路连接所述最终变换器的输入滤波电路，所述最终变换器的输出滤波电路作为所述A组单相-单相变换器的输出端与所述断路器K1和/或所述断路器K3连接；
所述B组单相-单相变换器和/或所述C组单相-单相变换器的结构与所述A组单相-单相变换器相同。
5.根据权利要求4所述的长距离贯通柔性牵引供电系统，其特征在于，所述输入滤波电路包括电感Lz，所述电感Lz一端作为所述单相-单相变换器的输入端，其另一端与所述单相整流电路连接；
所述单相整流电路包括绝缘栅双极晶体管S11～S14，以及绝缘栅双极晶体管S21～S24，所述绝缘栅双极晶体管S11的集电极和所述绝缘栅双极晶体管S21的集电极共同作为所述单相整流电路的第一输出端，所述绝缘栅双极晶体管S11的发射极和所述绝缘栅双极晶体管S12的集电极同时与二极管D1的负极连接，所述绝缘栅双极晶体管S12的发射极和所述绝缘栅双极晶体管S13的集电极同时作为所述单相整流电路的第一输入端，并与所述输入滤波电路的电感Lz连接，所述绝缘栅双极晶体管S13的发射极和所述绝缘栅双极晶体管S14的集电极同时与二极管D2的正极连接，所述绝缘栅双极晶体管S14的发射极和所述绝缘栅双极晶体管S24发射极共同作为所述单相整流电路的第二输出端；
所述绝缘栅双极晶体管S21的发射极和所述绝缘栅双极晶体管S22的集电极同时与二极管D3的负极连接，所述绝缘栅双极晶体管S22的发射极和所述绝缘栅双极晶体管S23的集电极同时作为所述单相整流电路的第二输入端，并与所述输入滤波电路的连接线连接，所述绝缘栅双极晶体管S23的发射极和所述绝缘栅双极晶体管S24的集电极同时与二极管D4的正极连接，所述二极管D1的正极、二极管D2的负极、二极管D3的正极和二极管D4的负极共同作为单相整流电路的第三输出端；
所述直流电容包括电容Cd1和电容Cd2，所述电容Cd1一端与所述单相整流电路的第一输出端连接，所述电容Cd2一端与所述单相整流电路的第二个输出端连接，所述电容Cd1的另一端和电容Cd2另一端均与单相整流电路的第三个输出端连接；
所述单相逆变电路包括绝缘栅双极晶体管S31～S34以及绝缘栅双极晶体管S41～S44，所述绝缘栅双极晶体管S31的集电极和所述绝缘栅双极晶体管S41的集电极共同作为所述单相逆变电路的第一输入端，并同时与所述单相整流电路的第一输出端和所述电容Cd1的一端连接，所述绝缘栅双极晶体管S31的发射极和所述绝缘栅双极晶体管S32集电极同时与二极管D5的负极连接，所述绝缘栅双极晶体管S32的发射极和所述绝缘栅双极晶体管S33的集电极同时作为所述单相逆变电路的第一输出端，并与所述输出滤波电路的电容Cn的一端连接，所述电容Cn的另一端与所述输出滤波电路的电感Ln连接，所述绝缘栅双极晶体管S33的发射极和所述绝缘栅双极晶体管S34的集电极同时与二极管D6的正极连接，所述绝缘栅双极晶体管S34的发射极和所述绝缘栅双极晶体管S44的发射极共同作为所述单相逆变电路的第二输入端，并同时与所述单相整流电路的第二输出端和所述电容Cd2的一端连接；
所述绝缘栅双极晶体管S41的发射极和所述绝缘栅双极晶体管S42的集电极同时与二极管D7的负极连接，所述绝缘栅双极晶体管S42的发射极和所述绝缘栅双极晶体管S43的集电极同时作为所述单相逆变电路的第二输出端，并与所述输出滤波电路的电感Ln连接，所述绝缘栅双极晶体管S43的发射极和所述绝缘栅双极晶体管S44的集电极同时与二极管D8的正极连接，所述二极管D5的正极、二极管D6的负极、二极管D7的正极和二极管D8的负极共同作为所述单相逆变电路的第三输入端，并与单相整流电路的第三输出端连接。
6.一种基于权利要求1-5中任意一项所述的长距离贯通柔性牵引供电系统的优化控制方法，其特征在于，所述优化控制方法包括：
SA：对单相整流电路进行优化控制，得到第一优化控制结果，和/或
SB：对单相逆变电路进行优化控制，得到第二优化控制结果。
7.根据权利要求6所述的长距离贯通柔性牵引供电系统的优化控制方法，其特征在于，所述步骤SA包括：
SA1：获取单相整流电路的基频调制波；
SA2：根据所述基频调制波，得到单相整流电路的调制波；
SA3：根据所述单相整流电路的调制波，得到所述第一优化控制结果。
8.根据权利要求7所述的长距离贯通柔性牵引供电系统的优化控制方法，其特征在于，所述步骤SA1包括以下分步骤：
SA11：在所述单相整流电路中加入工作在二倍频的陷波器，得到滤除二次纹波的实际直流电压值；
SA12：根据所述实际直流电压值和直流电压参考值，得到电流内环的有功电流参考值，其中，所述电流内环的有功电流参考值为：
Figure FDA0003090457840000041
式中，
Figure FDA0003090457840000042
为有功电流的参考值，Kzp2和Kzi2分别为单相整流电路电压外环PI控制器的比例系数和积分系数，
Figure FDA0003090457840000043
为直流电压参考值，Udc为直流侧的实际电压值，s表示拉普拉斯变换，
Figure FDA0003090457840000044
表示积分运算；
SA13：根据所述电流内环的有功电流参考值，构建两相旋转dq坐标系下的单相整流电路的数学模型，得到dq坐标系下的单相整流电路的交流侧端口电压，其中，所述数学模型为：
Figure FDA0003090457840000051
式中，uzd和uzq分别表示dq坐标系下的整流器交流侧端口电压，usd和usq为dq坐标系下的电网电压，Kzp1和Kzi1分别为单相整流电路电流内环PI控制器的比例系数和积分系数，
Figure FDA0003090457840000052
和
Figure FDA0003090457840000053
分别为有功电流的参考值和无功电流的参考值，isq和isd为dq坐标系下的网侧电流，Lz为单相整流电路的输入滤波电感，ω为角频率，s表示拉普拉斯变换，
Figure FDA0003090457840000054
表示积分运算；
SA14：根据所述dq坐标系下的单相整流电路的交流侧端口电压，得到所述单相整流电路的有功分量和无功分量；
SA15：根据所述有功分量和所述无功分量，得到所述单相整流电路的基频调制波；
所述步骤SA2包括以下分步骤：
SA21：获取离散状态下的网侧电流；
SA22：根据所述离散状态下的网侧电流，通过全谐波抑制所述网侧电流，得到所述单相整流电路的基频调制波中的谐波分量；
SA23：根据所述离散状态下的网侧电流，通过任意一次谐波精准抑制所述网侧电流，得到所述单相整流电路基频调制波中的特定次的谐波分量；
SA24：根据所述单相整流电路的基频调制波、所述基频调制波中的三次谐波分量和所述基频调制波中的谐波分量，得到所述单相整流电路的调制波。
9.根据权利要求6所述的长距离贯通柔性牵引供电系统的优化控制方法，其特征在于，所述步骤SB包括：
SB1：获取单相逆变电路的基频调制波；
SB2：根据所述基频调制波，得到所述单相逆变电路的调制波；
SB3：根据所述单相逆变电路的调制波，得到所述第二优化控制结果。
10.根据权利要求9所述的长距离贯通柔性牵引供电系统的优化控制方法，其特征在于，所述步骤SB1包括以下分步骤：
SB11：获取所述单相逆变电路交流侧的电压方程组，所述交流侧的电压方程组为：
Figure FDA0003090457840000061
式中：un为逆变器输出端口电压，iL为电感电流，uC为输出滤波电路的电容电压，iC为输出滤波电路的电容电流，io为逆变器输出电流，Ln为电感，Cn为电容，uo为单相逆变电路的输出电压，rL为电感的寄生电阻，t为时间；
SB12：根据所述单相逆变电路交流侧的电压方程组，构建dq坐标系下所述单相逆变电路的数学模型，其中，所述单相逆变电路的数学模型为：
Figure FDA0003090457840000062
其中，iLd和iLq为dq坐标系下的电感电流，uod和uoq为dq坐标系下的单相逆变电路的输出电压，iod和ioq为dq坐标系下的单相逆变电路的输出电流，Cn为电容，Sd表示对d轴分量作拉普拉斯变换，Udc为直流侧电压，ω为角频率，Ln为电感，Sq表示对q轴分量作拉普拉斯变换；
SB13：在所述单相逆变电路的电压外环中加入前馈解耦控制，得到所述单相逆变电路的有功电流参考值和所述单相逆变电路的无功电流参考值；
SB14：根据所述单相逆变电路的数学模型、所述单相逆变电路的有功电流参考值和所述单相逆变电路的无功电流参考值，得到所述单相逆变电路的电流内环的电感电流值和dq坐标系下的单相逆变电路的输出电压，其中，所述dq坐标系下的单相逆变电路的输出电压为：
Figure FDA0003090457840000071
式中，uod和uoq为dq坐标系下的逆变电路的输出电压，
Figure FDA0003090457840000072
和
Figure FDA0003090457840000073
分别为有功电流和无功电流的参考值，Knp1和Kni1分别为逆变器电流内环PI控制器的比例系数和积分系数，ω为角速度，Ln为电感，s表示拉普拉斯变换，
Figure FDA0003090457840000074
表示积分运算，iLd和iLq为dq坐标系下的电感电流；
SB15：根据所述dq坐标系下的单相逆变电路的输出电压，得到所述单相逆变电路的基频调制波的有功分量和无功分量；
SB16：根据所述单相逆变电路的基频调制波的有功分量和无功分量，得到所述单相逆变电路的基频调制波，其中，所述基频调制波为：
umndq＝uod cos(ωt)+uoq sin(ωt)
式中，umndq为单相逆变电路的基频调制波，uod和uoq为分别为d、q坐标系下的输出有功电压和输出无功电压，ω为角频率；
所述步骤SB2包括以下分步骤：
SB21：获取离散状态下所述单相逆变电路的输出电压中分离出的单相逆变电路的谐波电压；
SB22：获取离散状态下所述单相逆变电路的输出电压中分离出的三次谐波电压；
SB23：根据所述单相逆变电路的谐波电压、所述三次谐波电压、所述单相逆变电路的放大增益和所述单相逆变电路的基频调制波，得到所述单相逆变电路的调制波。
CN202110594611.3A 2021-05-28 2021-05-28 一种长距离贯通柔性牵引供电系统及其优化控制方法 Active CN113224762B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202110594611.3A CN113224762B (zh) 2021-05-28 2021-05-28 一种长距离贯通柔性牵引供电系统及其优化控制方法

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202110594611.3A CN113224762B (zh) 2021-05-28 2021-05-28 一种长距离贯通柔性牵引供电系统及其优化控制方法

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN113224762A true CN113224762A (zh) 2021-08-06
CN113224762B CN113224762B (zh) 2022-05-10

Family

ID=77099411

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202110594611.3A Active CN113224762B (zh) 2021-05-28 2021-05-28 一种长距离贯通柔性牵引供电系统及其优化控制方法

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN113224762B (zh)

Cited By (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN114407734A (zh) * 2021-12-21 2022-04-29 西南交通大学 一种柔性牵引供电系统及保护方法
CN114421462A (zh) * 2022-01-21 2022-04-29 西南交通大学 一种柔性牵引供电系统的稳定运行控制方法
CN114447972A (zh) * 2021-12-21 2022-05-06 西南交通大学 基于既有牵引变压器的贯通柔性牵引变电所及其保护配置方法
CN114498718A (zh) * 2022-01-25 2022-05-13 西南交通大学 一种柔性牵引变电所及其控制方法
CN114552656A (zh) * 2022-03-28 2022-05-27 西南交通大学 一种柔性牵引供电系统的并网控制方法
CN116683548A (zh) * 2023-05-30 2023-09-01 西南交通大学 基于mmc的柔性直流牵引供电综合协调控制方法

Citations (17)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102166969A (zh) * 2011-03-17 2011-08-31 许继集团有限公司 电气化铁路同相供电装置及多目标协调瞬时电流控制方法
US20110316340A1 (en) * 2010-06-25 2011-12-29 Aisin Seiki Kabushiki Kaisha Power generating system
CN104029610A (zh) * 2014-04-30 2014-09-10 西南交通大学 一种基于多电平变换器并联的贯通式牵引供电系统
WO2015014249A1 (zh) * 2013-07-29 2015-02-05 华北电力大学（保定） 一种基于新能源的混合双向互动式直流牵引供电系统
CN104527462A (zh) * 2014-11-24 2015-04-22 西南交通大学 一种基于既有牵引供电系统改进的并联型贯通式牵引供电系统
CN104786872A (zh) * 2015-04-16 2015-07-22 西南交通大学 一种级联型无输入及输出变压器的贯通式同相供电系统
JP2015156740A (ja) * 2014-02-20 2015-08-27 東芝三菱電機産業システム株式会社 電力変換装置
CN106953332A (zh) * 2017-05-02 2017-07-14 中国矿业大学 基于不控整流和阶梯波合成逆变的电气化铁路同相供电方案
CN107104443A (zh) * 2017-06-21 2017-08-29 西南交通大学 一种电力电子变压器
CN107994620A (zh) * 2017-12-28 2018-05-04 东南大学 柔性环网控制器双端虚拟电机控制方法
CN108233381A (zh) * 2016-12-15 2018-06-29 中国农业大学 一种固态变压器、控制方法及装置
CN108599161A (zh) * 2018-06-20 2018-09-28 西南交通大学 一种贯通式牵引供电系统
CN109217315A (zh) * 2017-06-29 2019-01-15 中车株洲电力机车研究所有限公司 能馈式牵引供电电源的控制方法及控制装置
CN109728592A (zh) * 2019-02-28 2019-05-07 西南交通大学 一种电气化铁路牵引供电系统
CN110341728A (zh) * 2019-08-19 2019-10-18 西南交通大学 一种电气化铁路贯通式牵引供电系统
CN111446867A (zh) * 2019-12-30 2020-07-24 中铁电气化局集团有限公司 基于四端口模块化多电平变流器的贯通同相牵引供电系统
WO2021003799A1 (zh) * 2019-07-11 2021-01-14 北京交通大学 一种电气化铁路的能量协调系统

Patent Citations (17)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20110316340A1 (en) * 2010-06-25 2011-12-29 Aisin Seiki Kabushiki Kaisha Power generating system
CN102166969A (zh) * 2011-03-17 2011-08-31 许继集团有限公司 电气化铁路同相供电装置及多目标协调瞬时电流控制方法
WO2015014249A1 (zh) * 2013-07-29 2015-02-05 华北电力大学（保定） 一种基于新能源的混合双向互动式直流牵引供电系统
JP2015156740A (ja) * 2014-02-20 2015-08-27 東芝三菱電機産業システム株式会社 電力変換装置
CN104029610A (zh) * 2014-04-30 2014-09-10 西南交通大学 一种基于多电平变换器并联的贯通式牵引供电系统
CN104527462A (zh) * 2014-11-24 2015-04-22 西南交通大学 一种基于既有牵引供电系统改进的并联型贯通式牵引供电系统
CN104786872A (zh) * 2015-04-16 2015-07-22 西南交通大学 一种级联型无输入及输出变压器的贯通式同相供电系统
CN108233381A (zh) * 2016-12-15 2018-06-29 中国农业大学 一种固态变压器、控制方法及装置
CN106953332A (zh) * 2017-05-02 2017-07-14 中国矿业大学 基于不控整流和阶梯波合成逆变的电气化铁路同相供电方案
CN107104443A (zh) * 2017-06-21 2017-08-29 西南交通大学 一种电力电子变压器
CN109217315A (zh) * 2017-06-29 2019-01-15 中车株洲电力机车研究所有限公司 能馈式牵引供电电源的控制方法及控制装置
CN107994620A (zh) * 2017-12-28 2018-05-04 东南大学 柔性环网控制器双端虚拟电机控制方法
CN108599161A (zh) * 2018-06-20 2018-09-28 西南交通大学 一种贯通式牵引供电系统
CN109728592A (zh) * 2019-02-28 2019-05-07 西南交通大学 一种电气化铁路牵引供电系统
WO2021003799A1 (zh) * 2019-07-11 2021-01-14 北京交通大学 一种电气化铁路的能量协调系统
CN110341728A (zh) * 2019-08-19 2019-10-18 西南交通大学 一种电气化铁路贯通式牵引供电系统
CN111446867A (zh) * 2019-12-30 2020-07-24 中铁电气化局集团有限公司 基于四端口模块化多电平变流器的贯通同相牵引供电系统

Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
ZI LIU ET AL: "Control and Experiment of Advanced Traction Power Supply System Based on 15 NPC Cascaded Converter Modules", 《2019 22ND INTERNATIONAL CONFERENCE ON ELECTRICAL MACHINES AND SYSTEMS (ICEMS)》 *
张毓格等: "基于相似度投票的牵引供电系统CT隐藏故障在线诊断", 《电力系统保护与控制》 *

Cited By (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN114407734A (zh) * 2021-12-21 2022-04-29 西南交通大学 一种柔性牵引供电系统及保护方法
CN114447972A (zh) * 2021-12-21 2022-05-06 西南交通大学 基于既有牵引变压器的贯通柔性牵引变电所及其保护配置方法
CN114447972B (zh) * 2021-12-21 2022-11-22 西南交通大学 既有牵引变压器的贯通柔性牵引变电所及其保护配置方法
CN114421462A (zh) * 2022-01-21 2022-04-29 西南交通大学 一种柔性牵引供电系统的稳定运行控制方法
CN114498718A (zh) * 2022-01-25 2022-05-13 西南交通大学 一种柔性牵引变电所及其控制方法
CN114552656A (zh) * 2022-03-28 2022-05-27 西南交通大学 一种柔性牵引供电系统的并网控制方法
CN114552656B (zh) * 2022-03-28 2022-11-15 西南交通大学 一种柔性牵引供电系统的并网控制方法
CN116683548A (zh) * 2023-05-30 2023-09-01 西南交通大学 基于mmc的柔性直流牵引供电综合协调控制方法
CN116683548B (zh) * 2023-05-30 2024-02-06 西南交通大学 基于mmc的柔性直流牵引供电综合协调控制方法

Also Published As

Publication number Publication date
CN113224762B (zh) 2022-05-10

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN113224762B (zh) 一种长距离贯通柔性牵引供电系统及其优化控制方法
Liu et al. Impedance source power electronic converters
Hatti et al. A 6.6-kV transformerless motor drive using a five-level diode-clamped PWM inverter for energy savings of pumps and blowers
Salem et al. T-type multilevel converter topologies: A comprehensive review
Tan et al. Voltage form factor control and reactive power compensation in a 25-kV electrified railway system using a shunt active filter based on voltage detection
CN105099206B (zh) 一种直流-直流固态变压器
Hausmann et al. Three-phase DC–AC converter using four-state switching cell
CN107623436B (zh) 一种pfc电源装置
CN102570491A (zh) 采用h桥的多电平功率转换器或逆变器装置
JP5792903B2 (ja) 電力変換装置
CN114498718B (zh) 一种柔性牵引变电所及其控制方法
Hausmann et al. Three-phase multilevel bidirectional DC-AC converter using three-phase coupled inductors
Oliveira et al. A two-stage AC/DC SST based on modular multilevel converterfeasible to AC railway systems
Almeida et al. Series-DC connection of Offshore wind generating units-modeling, control and galvanic isolation.
CN116937625A (zh) 一种柔性牵引变电所过渡改造结构及其控制方法
CN114977859B (zh) 一种三相n模块级联式单向能流多电平变频器及控制方法
Roudsari et al. A Z-source railway static power conditioner for power quality improvement
Deng et al. A furtherance of high-power adjustable-speed drive systems: Medium-frequency ac link-powered machine drive systems
Hausmann et al. Three-phase NPC inverter using three-phase coupled inductor
Rodríguez et al. High power synchronous machine fed by a cascaded regenerative inverter
Amira et al. Genetic Algorithm Approach of HB-RPC for Adaptive Power Quality Improvement in Railway Traction Chain
CN115664238B (zh) 飞轮储能系统并联多相三电平逆变器零序环流抑制方法
CN113659608B (zh) 一种隔离级同步调制的混合多电平sst拓扑及控制方法
Farooqi et al. Enhanced Control and Modulation of On-Board Integrated EV Charger with Active Power Decoupling Capability
CN113014129B (zh) 一种应用于轨道交通的mmc变换器的控制方法

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant
TR01 Transfer of patent right
TR01 Transfer of patent right

Effective date of registration: 20230626

Address after: Room 044, Floor 1, Building 1, No. 170, Tianhuan Road, Rongdu Avenue, Jinniu District, Chengdu, Sichuan 610000

Patentee after: Chengdu Lixing Enterprise Management Center (L.P.)

Patentee after: Chengdu Tuoje Xingtong Technology Co.,Ltd.

Address before: 610031 north section of two ring road, Sichuan, Chengdu

Patentee before: SOUTHWEST JIAOTONG University

TR01 Transfer of patent right
TR01 Transfer of patent right

Effective date of registration: 20230728

Address after: Room 044, Floor 1, Building 1, No. 170, Tianhuan Road, Rongdu Avenue, Jinniu District, Chengdu, Sichuan 610000

Patentee after: Chengdu Lixing Enterprise Management Center (L.P.)

Patentee after: Chengdu Tuoje Xingtong Technology Co.,Ltd.

Patentee after: He Xiaoqiong

Address before: Room 044, Floor 1, Building 1, No. 170, Tianhuan Road, Rongdu Avenue, Jinniu District, Chengdu, Sichuan 610000

Patentee before: Chengdu Lixing Enterprise Management Center (L.P.)

Patentee before: Chengdu Tuoje Xingtong Technology Co.,Ltd.

TR01 Transfer of patent right
TR01 Transfer of patent right

Effective date of registration: 20231226

Address after: No. 719, 7th Floor, Building 7, No. 666 Jinfenghuang Avenue, Jinniu High tech Industrial Park, Chengdu, Sichuan Province, 610000

Patentee after: Chengdu Tuoje Xingtong Technology Co.,Ltd.

Address before: Room 044, Floor 1, Building 1, No. 170, Tianhuan Road, Rongdu Avenue, Jinniu District, Chengdu, Sichuan 610000

Patentee before: Chengdu Lixing Enterprise Management Center (L.P.)

Patentee before: Chengdu Tuoje Xingtong Technology Co.,Ltd.

Patentee before: He Xiaoqiong