CN113162070B - 一种柔性直流输电系统的高频振荡抑制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种柔性直流输电系统的高频振荡抑制方法，包括：S11、采样得到换流器dq旋转坐标系下的交流侧电流信号；S12、将有功和无功电流参考指令值与换流器dq旋转坐标系下的交流侧电流信号做差后得到电流调制信号，经PI控制器得到本周期的电压调制信号u_c(s)；S13、采样得到换流器dq旋转坐标系下的交流侧电压信号u_s，将u_s与u_c(s)经过减法运算后得到本周期的综合内电势调制信号E(s)；S14、Smith预估器取u_c(s)和补偿后的综合内电势调制信号E(s)′经加法运算得到预估的电压调制信号u_s′，u_s′经过Smith预估器处理后得到电压增量信号Δu(s)；S15、将E(s)减去Δu(s)后得到补偿后的综合内电势调制信号E(s)′输入至脉冲调制器。

Description

一种柔性直流输电系统的高频振荡抑制方法

技术领域

本发明涉及柔性直流输电技术领域，具体涉及一种柔性直流输电系统的高频振荡抑制方法。

背景技术

柔性直流输电系统在可再生能源并网、异步交流系统互联、无源网络供电及大城市负荷中心供配电等场合具有广阔的应用前景，是现代电力系统发展的重要方向之一。目前主流的两种柔性直流输电系统有两电平和三电平 VSC-HVDC(全称是基于电压源换流器的高压直流输电系统)和MMC-HVDC (全称是基于模块化多电平换流器的高压直流输电系统)。大量电力电子设备的使用使柔性直流输电系统的稳定特征发生深刻变化，大规模可再生能源并网时高频振荡现象时常发生。

随着柔性直流输电系统的并网容量不断增加，所接入的同步电网逐级弱化，电力系统若高频振荡不能及时消除，换流站将执行闭锁逻辑保护相关设备安全，由此产生的功率缺额或盈余对交流主网将产生严重的冲击，威胁系统的安全性和稳定性。因此，研究柔性直流输电系统的高频振荡抑制方法对电网的稳定可靠运行具有重大促进作用。

相关研究表明MMC-HVDC控制系统的延时是导致高频振荡发生的主要原因；相关研究表明VSC-HVDC控制系统的延时将对VSC系统的高频阻抗产生较大的影响，VSC的高频阻抗呈现出负阻尼特性是导致高频振荡发生的主要原因。无论是MMC-HVDC输电系统还是VSC-HVDC输电系统，其控制系统的延时通常包括采样、通信、计算等环节，由于受到硬件、算法的限制要大幅度地降低延时还十分困难。常用的高频振荡抑制措施可以分为硬件和软件两种。硬件方面是通过在并网点处附加无源滤波装置，这种方法增加了系统的建设投资成本和正常运行时的功率损耗，不利于提高电网的经济性；软件方面是通过在电流控制环路中附加阻尼控制策略，例如渝鄂工程南通道调试开始期间，在鄂侧出现了1.82kHz的振荡，在电压前馈环节中采用400Hz带宽的一阶低通滤波器之后振荡消失，这种方案能在一定程度上降低系统发生高频振荡的风险，但将同样方案用在重庆侧仍发生了695Hz的高频振荡。总的来说，目前大多数的附加控制策略不能适应系统多变的工况，并且可能会影响控制系统的性能。

发明内容

本发明为了克服以上技术的不足，提供了一种柔性直流输电系统的高频振荡抑制方法。

本发明克服其技术问题所采用的技术方案是：

本发明公开了一种柔性直流输电系统的高频振荡抑制方法，所述柔性直流输电系统至少包括换流器和换流器控制器，所述换流器控制器至少包括外环功率控制器、内环电流控制器和脉冲调制器，所述内环电流控制器至少包括内环基频电流控制器和环流抑制控制器，所述内环基频电流控制器中增设Smith预估器用于补偿延时；

所述高频振荡抑制方法包括如下步骤：

S11、采样得到换流器dq旋转坐标系下的交流侧电流信号，由外环功率控制器输出有功和无功电流参考指令值至换流器在dq旋转坐标系下的内环基频电流控制器中；

S12、分别将步骤S11得到的有功电流参考指令值i_dref减去采样得到的换流器dq旋转坐标系下的交流侧电流信号i_d、将步骤S11得到的无功电流参考指令值i_qref减去采样得到的换流器dq旋转坐标系下的交流侧电流信号i_q后，得到电流调制信号，然后经PI控制器得到本周期的电压调制信号u_c(s)；

S13、采样得到换流器dq旋转坐标系下的交流侧电压信号u_s，将交流侧电压信号u_s与控制系统的延时的传递函数e^-sT1的乘积，减去步骤S12得到的本周期的电压调制信号u_c(s)与控制系统的延时的传递函数e^-sT1的乘积，再减去dq坐标系下的交流电流与交流线路的电抗的乘积，得到本周期的综合内电势调制信号 E(s)；

S14、所述Smith预估器取步骤S12得到的本周期的电压调制信号u_c(s)和补偿后的综合内电势调制信号E(s) ′经加法运算得到预估的电压调制信号u_s′，预估的电压调制信号u_s′经过Smith预估器处理后得到电压增量信号Δu(s)；

S15、将步骤S13得到的本周期的综合内电势调制信号E(s)减去步骤S14得到的电压增量信号Δu(s)后得到补偿后的综合内电势调制信号E(s) ′输入至脉冲调制器。

进一步地，步骤S11和S13中，换流器交流侧电流信号的采样点和换流器交流侧电压信号的采样点均为三相交流变压器的电网侧或换流器侧。

进一步地，所述Smith预估器至少包括电压调制信号u_c(s)、补偿后的综合内电势调制信号E(s) ′、补偿模块G_b(s)、加法器和减法器。

进一步地，所述补偿模块G_b(s)包括但不限于以下四种：

G_b(s)＝K-G_d

上式中，K为正整数，G_d取

T₁为控制系统的延时；

上式中，f为补偿模块G_b(s)的截止频率；

上式中，f₀为补偿模块G_b(s)的中心频率，ξ为补偿模块G_b(s)的阻尼系数；

上式中，f₁为补偿模块G_b(s)的其中一个截止频率，f₂为补偿模块G_b(s)的另一个截止频率，k为补偿模块G_b(s)的阻尼系数；

上述，s代表复频率。

本发明还公开了另外一种柔性直流输电系统的高频振荡抑制方法，所述柔性直流输电系统至少包括换流器和换流器控制器，所述换流器控制器至少包括外环功率控制器、内环电流控制器和脉冲调制器，所述内环电流控制器至少包括内环基频电流控制器和环流抑制控制器，所述内环基频电流控制器中增设 Smith预估器用于补偿延时；

所述高频振荡抑制方法包括如下步骤：

S21、采样得到换流器dq旋转坐标系下的交流侧电流信号，由外环功率控制器输出有功和无功电流参考指令值至换流器在dq旋转坐标系下的内环基频电流控制器中；

S22、分别将步骤S21得到的有功电流参考指令值i_dref减去采样得到的换流器dq旋转坐标系下的交流侧电流信号i_d、将步骤S21得到的无功电流参考指令值i_qref减去采样得到的换流器dq旋转坐标系下的交流侧电流信号i_q后，得到电流调制信号，然后经PI控制器得到本周期的电压调制信号u_c(s)；

S23、采样得到换流器dq旋转坐标系下的交流侧电压信号u_s，将交流侧电压信号u_s与控制系统的延时的传递函数e^-sT1的乘积，减去步骤S22得到的本周期的电压调制信号u_c(s)与控制系统的延时的传递函数e^-sT1的乘积，再减去dq坐标系下的交流电流与交流线路的电抗的乘积，经加法减法运算后得到本周期的综合内电势调制信号E(s)；

S24、所述Smith预估器取步骤22得到的本周期的电压调制信号u_c(s)和步骤S23得到的本周期的综合内电势调制信号E(s)经加法运算后得到预估的电压调制信号u_s′；

S25、将步骤S23得到的本周期的综合内电势调制信号E(s)减去步骤S24得到的预估的电压调制信号u_s′后得到补偿后的综合内电势调制信号E(s) ′输入至脉冲调制器。

进一步地，步骤S21和S23中，换流器交流侧电流信号的采样点和换流器交流侧电压信号的采样点均为三相交流变压器的电网侧或换流器侧。

进一步地，所述Smith预估器至少包括电压调制信号u_c(s)、综合内电势调制信号E(s)、加法器和减法器。

本发明的有益效果是：

1、相比现有技术的无源滤波器装置，本发明的方法无需增加电网的建设投资，也不会增加电网正常运行时的功率损耗。

2、相比现有技术在内环附加阻尼控制策略的方案，本发明能够对控制链路的延时进行补偿，能够很大程度上降低系统发生高频振荡的风险，解决现有技术方案在某些工况下无法完成高频振荡抑制的问题，并且不影响稳态运行时的控制系统性能。

附图说明

图1为本发明所述的柔性直流输电系统的架构示意图。

图2为本发明所述的Smith预估器的原理框图。

图3为本发明实施例1和2附加Smith预估器后内环基频电流控制器的输出电流跟踪控制原理框图。

图4为本发明实施例1所述Smith预估器补偿环节G_b(s)的原理框图。

图5为本发明实施例2所述Smith预估器补偿环节G_b(s)的原理框图。

图6为本发明实施例3附加Smith预估器后内环基频电流控制器的输出电流跟踪控制原理框图。

图7为本发明实施例3所述Smith预估器补偿环节G_b(s)的原理框图。

图8为所述柔性直流输电系统发生高频振荡时的A相交流电压和交流电流仿真波形。

图9为图8工况下附加Smith预估器控制后的柔性直流输电系统发生高频振荡时的A相交流电压和交流电流仿真波形。

具体实施方式

为了便于本领域人员更好的理解本发明，下面结合附图和具体实施例对本发明做进一步详细说明，下述仅是示例性的不限定本发明的保护范围。

图1所示为柔性直流输电系统的架构示意图，本实施例将柔性直流输电系统的控制分成系统级控制、换流器级控制和换流器阀组级控制三个层次，系统级控制、换流器级控制和换流器阀组级控制分别对应图中的外环功率控制器、内环电流控制器和脉冲调制器。其中，所述外环功率控制器用于根据上级调度中心或换流站控制目标确定有功功率和无功功率的参考值；所述内环电流控制器至少包括内环基频电流控制器和环流抑制控制器，所述内环电流控制器用于根据外环功率控制器输出的有功功率和无功功率的参考值以及换流器dq坐标系下的交流电压、交流电流和环流，从而产生换流器的调制信号；所述脉冲调制器用于对内环电流控制器产生的调制信号进行调制，从而产生换流器各个子模块的触发脉冲。

图2为Smith预估器原理的基本框图，图2中，G(s)是换流器的传递函数， e^-sT表示系统中存在的延时环节，G_c(s)是PI控制器传递函数，虚线框内部分即为史密斯预估环节，G_s(s)表示换流器的理论模型，

表示Smith预估器延时环节的传递函数。未加入Smith预估器时，控制系统的闭环传递函数为：

理想情况下，史密斯预估环节的模型和延时与实际系统完全一致，可得加入Smith预估器后，系统的闭环传递函数变为：

即系统的极点与延时环节无关，内环基频电流控制回路的延时将不再对反馈控制系统的稳定性造成影响。

实施例1、

本实施例以所述柔性直流输电系统为MMC-HVDC输电系统为例进行说明，本实施例中所述的换流器是指模块化多电平换流器，即MMC。

图1中，u_s、i和i_cir分别为经过一个电压传感器、两个电流传感器采样得到的abc坐标系下的交流母线电压、交流电流和MMC的环流，u_dq、i_dq、i_cirdq分别为经过Park变换得到的dq坐标系下的交流电压、交流电流以及MMC的环流，i_dqref为有功和无功电流参考指令值，u_cdq和i_cirdq分别为内环基频电流控制器和环流抑制控制器输出得到MMC的桥臂参考电压，u_dc为直流电压。本实施例是通过在内环基频电流控制器中附加Smith预估器补偿采样、计算环节引起的延时，抑制高频振荡的发生。

图3为本实施例附加Smith预估器后内环基频电流控制器的输出电流跟踪控制原理框图，采用电流解耦控制策略，PI控制器实现输出电流对指令值的跟踪。图中，e^-sT表示控制系统的延时的传递函数，Smith预估器取本周期的电压调制信号u_c(s)(包括u_cd(s)和u_cq(s))与综合内电势调制信号E(s) ′(包括E_d(s) ′和E_q(s) ′)进行加法运算得到预估的电压调制信号u_s′(包括u_sd′和u_sq′)，预估的电压调制信号u_s′经过预估补偿环节G_b(s)处理后得到电压增量信号Δu(s) (包括Δu_d(s)和Δu_q(s))，然后将本周期输出的综合内电势调制信号E(s)(包括 E_d(s)和E_q(s))减去电压增量信号Δu(s)进行加减运算后得到补偿后的综合内电势调制信号E(s) ′输入MMC的脉冲调制器使换流器控制器的延时得到补偿。其中，本周期的综合内电势调制信号E(s)的计算具体如下：

采样得到换流器dq旋转坐标系下的交流侧电压信号u_s(包括u_sd和u_sq)，先计算d轴的本周期的综合内电势调制信号，即，E_d(s)＝u_sd×e^-sT1-u_cd(s)× e^-sT1-i_d×ωL；再计算q轴的本周期的综合内电势调制信号，即，E_q(s)＝u_sq× e^-sT1-u_cq(s)×e^-sT1-i_q×ωL，其中，ωL为交流线路的电抗，从而得到本周期的综合内电势调制信号E(s)。

图4所示为本实施例所述Smith预估器补偿环节G_b(s)的框图，本实施例所述补偿模块G_b(s)的具体表达式为：

G_b(s)＝K-G_d

其中，K为增益，可根据系统实际情况进行设计，K为正整数，即取值为1、 2、3……，T为控制系统的延时。

实施例2、

本实施例以所述柔性直流输电系统为VSC-HVDC输电系统为例进行说明，本实施例中所述的换流器是指电压源换流器，即VSC。

图1中，u_s、i和i_cir分别为经过一个电压传感器、两个电流传感器采样得到的abc坐标系下的交流母线电压、交流电流和VSC的环流，u_dq、i_dq、i_cirdq分别为经过Park变换得到的dq坐标系下的交流电压、交流电流以及VSC的环流，i_dqref为有功和无功电流参考指令值，u_cdq和i_cirdq分别为内环基频电流控制器和环流抑制控制器输出得到VSC的桥臂参考电压，u_dc为直流电压。本实施例是通过在内环基频电流控制器中附加Smith预估器补偿采样、计算环节引起的延时，抑制高频振荡的发生。

图3为本实施例附加Smith预估器后内环基频电流控制器的输出电流跟踪控制原理框图，采用电流解耦控制策略，PI控制器实现输出电流对指令值的跟踪。图中，e^-sT表示控制系统的延时，Smith预估器取本周期的电压调制信号u_c(s) (包括u_cd(s)和u_cq(s))与补偿后的综合内电势调制信号E(s) ′(包括E_d(s) ′和E_q(s) ′)进行加法运算得到预估的电压调制信号u_s′(包括u_sd′和u_sq′)，预估的电压调制信号u_s′经过预估补偿环节G_b(s)处理后得到电压增量信号Δu(s) (包括Δu_d(s)和Δu_q(s))，然后将本周期输出的综合内电势调制信号E(s)(包括 E_d(s)和E_q(s))减去电压增量信号Δu(s)进行加减运算后得到补偿后的综合内电势调制信号E(s) ′输入VSC的脉冲调制器使换流器控制器的延时得到补偿。其中，本周期的综合内电势调制信号E(s)的计算与实施例1相同，此处不再赘述。

所述Smith预估器补偿环节G_b(s)，采用该方法的最终效果为通过在VSC基频电流控制器的电压前馈环节中附加

环节来增大并网VSC的高频段阻尼。补偿模块G_b(s)的具体表达式包括但不限于

或

f、f₀、ξ、f₁、f₂、k等系数可根据变流器控制器系统的实际延时情况进行优选设计。

例如，当

时，如图5所示，等效为在电压前馈环节中附加低通滤波器，其中，f为该所述低通滤波器的截止频率；

当

时，等效为在电压前馈环节中附加带阻滤波器，其中，f₀为该所述带阻滤波器的中心频率，ξ为带阻滤波器的阻尼系数；

当

时，等效为在电压前馈环节中附加带通滤波器，所述带通滤波器由高通滤波器和低通滤波器共同构成，其中，f₁为该所述高通滤波器的截止频率，f₂为该所述低通滤波器的截止频率，k为带通滤波器的阻尼系数。

实施例3、

本实施例以所述柔性直流输电系统为MMC-HVDC输电系统为例进行说明，本实施例中所述的换流器是指模块化多电平换流器，即MMC。

图1中，u_s、i和i_cir分别为经过一个电压传感器、两个电流传感器采样得到的abc坐标系下的交流母线电压、交流电流和MMC的环流，u_dq、i_dq、i_cirdq分别为经过Park变换得到的dq坐标系下的交流电压、交流电流以及MMC的环流，i_dqref为有功和无功电流参考指令值，u_cdq和i_cirdq分别为内环基频电流控制器和环流抑制控制器输出得到MMC的桥臂参考电压，u_dc为直流电压。本实施例是通过在内环基频电流控制器中附加Smith预估器补偿采样、计算环节引起的延时，抑制高频振荡的发生。

图6为本实施例附加Smith预估器后内环基频电流控制器的输出电流跟踪控制原理框图，采用电流解耦控制策略，PI控制器实现输出电流对指令值的跟踪。图中，e^-sT1表示控制系统的延时，Smith预估器取本周期的电压调制信号u_c(s) (包括u_cd(s)和u_cq(s))与综合内电势调制信号E(s)(包括E_d(s)和E_q(s))进行加法运算得到预估的电压调制信号u_s′(包括u_sd′和u_sq′)，然后将本周期输出的综合内电势调制信号E(s)减去预估的电压调制信号u_s′后得到补偿后的综合内电势调制信号E(s) ′输入MMC的脉冲调制器，该方法相当于在基频电流控制器中没有电压前馈环节，因此能够完全消除高频谐振发生的风险。其中，综合内电势调制信号E(s)的计算与实施例1相同，此处不再赘述。

图7所示为本实施例所述Smith预估器补偿环节G_b(s)的原理框图，图中i_cird和i_cirq分别为经过2倍负序旋转坐标变化得到的环流的dq轴分量，也采用PI控制器用于实现采样环流电流信号对参考指令值的无差跟踪，V_cir(s)为得到的其中一路电势信号，经过与其他电势信号的运算得到了环流电势调制信号u_cir(s)。

最后，通过MATLAB/Simulink仿真验证本发明实施例1-3所提出的柔性直流输电系统的高频振荡抑制方法的有效性。图8所示为所述柔性直流输电系统发生高频振荡时A相交流电网电压和电流波形图，可以看出电网电压电流波形存在明显的高频分量。图9所示为不改变图8的其他运行条件，附加本发明提出的高频振荡抑制方法下柔性直流输电系统发生高频振荡时的A相交流电网电压和电流波形图，时间轴与图8一致，从图中可以看出本发明提出的方法的高频振荡抑制作用十分明显，系统恢复到稳定运行时的状态。

以上仅描述了本发明的基本原理和优选实施方式，本领域人员可以根据上述描述做出许多变化和改进，这些变化和改进应该属于本发明的保护范围。

Claims (7)

1.一种柔性直流输电系统的高频振荡抑制方法，所述柔性直流输电系统至少包括换流器和换流器控制器，其特征在于，

所述换流器控制器至少包括外环功率控制器、内环电流控制器和脉冲调制器，所述内环电流控制器至少包括内环基频电流控制器和环流抑制控制器，所述内环基频电流控制器中增设Smith预估器用于补偿延时；

所述高频振荡抑制方法包括如下步骤：

S11、采样得到换流器dq旋转坐标系下的交流侧电流信号，由外环功率控制器输出有功和无功电流参考指令值至换流器在dq旋转坐标系下的内环基频电流控制器中；

S12、分别将步骤S11得到的有功电流参考指令值i_dref减去采样得到的换流器dq旋转坐标系下的交流侧电流信号i_d、将步骤S11得到的无功电流参考指令值i_qref减去采样得到的换流器dq旋转坐标系下的交流侧电流信号i_q后，得到电流调制信号，然后经PI控制器得到本周期的电压调制信号u_c(s)；

S13、采样得到换流器dq旋转坐标系下的交流侧电压信号u_s，将交流侧电压信号u_s与控制系统的延时的传递函数e^-sT1的乘积，减去步骤S12得到的本周期的电压调制信号u_c(s)与控制系统的延时的传递函数e^-sT1的乘积，再减去dq坐标系下的交流电流与交流线路的电抗的乘积，得到本周期的综合内电势调制信号E(s)；

S14、所述Smith预估器取步骤S12得到的本周期的电压调制信号u_c(s)和补偿后的综合内电势调制信号E(s)′经加法运算得到预估的电压调制信号u_s′，预估的电压调制信号u_s′经过Smith预估器处理后得到电压增量信号Δu(s)；

S15、将步骤S13得到的本周期的综合内电势调制信号E(s)减去步骤S14得到的电压增量信号Δu(s)后得到补偿后的综合内电势调制信号E(s)′输入至脉冲调制器。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，步骤S11和S13中，换流器交流侧电流信号的采样点和换流器交流侧电压信号的采样点均为三相交流变压器的电网侧或换流器侧。

3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述Smith预估器至少包括电压调制信号u_c(s)、补偿后的综合内电势调制信号E(s)′、补偿模块G_b(s)、加法器和减法器。

4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，所述补偿模块G_b(s)的具体表达式包括但不限于以下四种：

G_b(s)＝K-G_d

上式中，K为正整数，G_d取

T₁为控制系统的延时；

上式中，f为补偿模块G_b(s)的截止频率；

上式中，f₀为补偿模块G_b(s)的中心频率，ξ为补偿模块G_b(s)的阻尼系数；

上式中，f₁为补偿模块G_b(s)的其中一个截止频率，f₂为补偿模块G_b(s)的另一个截止频率，k为补偿模块G_b(s)的阻尼系数。

5.一种柔性直流输电系统的高频振荡抑制方法，所述柔性直流输电系统至少包括换流器和换流器控制器，其特征在于，

所述换流器控制器至少包括外环功率控制器、内环电流控制器和脉冲调制器，所述内环电流控制器至少包括内环基频电流控制器和环流抑制控制器，所述内环基频电流控制器中增设Smith预估器用于补偿延时；

所述高频振荡抑制方法包括如下步骤：

S21、采样得到换流器dq旋转坐标系下的交流侧电流信号，由外环功率控制器输出有功和无功电流参考指令值至换流器在dq旋转坐标系下的内环基频电流控制器中；

S22、分别将步骤S21得到的有功电流参考指令值i_dref减去采样得到的换流器dq旋转坐标系下的交流侧电流信号i_d、将步骤S21得到的无功电流参考指令值i_qref减去采样得到的换流器dq旋转坐标系下的交流侧电流信号i_q后，得到电流调制信号，然后经PI控制器得到本周期的电压调制信号u_c(s)；

S23、采样得到换流器dq旋转坐标系下的交流侧电压信号u_s，将交流侧电压信号u_s与控制系统的延时的传递函数e^-sT1的乘积，减去步骤S22得到的本周期的电压调制信号u_c(s)与控制系统的延时的传递函数e^-sT1的乘积，再减去dq坐标系下的交流电流与交流线路的电抗的乘积，得到本周期的综合内电势调制信号E(s)；

S24、所述Smith预估器取步骤22得到的本周期的电压调制信号u_c(s)和步骤S23得到的本周期的综合内电势调制信号E(s)经加法运算后得到预估的电压调制信号u_s′；

S25、将步骤S23得到的本周期的综合内电势调制信号E(s)减去步骤S24得到的预估的电压调制信号u_s′后得到补偿后的综合内电势调制信号E(s)′输入至脉冲调制器。

6.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，步骤S21和S23中，换流器交流侧电流信号的采样点和换流器交流侧电压信号的采样点均为三相交流变压器的电网侧或换流器侧。

7.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，所述Smith预估器至少包括电压调制信号u_c(s)、综合内电势调制信号E(s)、加法器和减法器。

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