CN113114140B - 具有发射信号强度指示器的无线电发射器及其方法 - Google Patents

具有发射信号强度指示器的无线电发射器及其方法 Download PDF

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Abstract

一种无线电发射器以及无线电发射方法。无线电发射器包括：功率放大器，经配置以接收输入电压信号并输出输出电压信号；变压器，经配置以接收该输出电压信号并将负载电压信号输出到负载；感测电感，经配置以根据与该变压器的磁耦合输出感测电流信号；数字控制相移器，经配置以接收该输出电压信号并根据相位控制码输出经相移电压信号；混频器，经配置以根据感测电流信号及经相移电压信号的混合来输出混合电流信号；以及具有低通响应的跨阻放大器，经配置以将混合电流信号转换为平均电压信号。

Description

具有发射信号强度指示器的无线电发射器及其方法
相关申请案
本发明是主张美国专利申请案第16/739,165号(申请日：2020年1月10日)的优先权，该申请案的完整内容纳入为本发明专利说明书的一部分以供参照。
技术领域
本发明一般涉及具有发射信号强度指示器的无线电发射器，特别是涉及在各种负载条件下精确估计发射功率的一种无线电发射器及方法。
背景技术
无线电发射器包括功率放大器，该功率放大器经配置以向本地天线输出第一射频(Radio frequency,RF)信号，该本地天线将该RF信号转换为可以在空气中传播并由远程天线接收的电磁波，该远程天线将电磁波转换为无线电接收器所接收到的第二射频信号。电磁波的功率需要够高，才足以使无线电接收器可以检测到第二RF信号，但电磁波的功率亦不需过高，以免功率放大器消耗的能量超过所需的能量，并且电磁波可能对不应接收到第一RF信号的附近的其他无线电接收器造成强烈干扰。电磁波的功率近似于第一RF信号的功率，这取决于输入信号输入至功率放大器的功率、功率放大器的电压增益以及功率放大器与本地天线之间的阻抗匹配。通常，在不使用发射信号强度指示器(Transmit signalstrength indicator,TSSI)的情况下，第一RF信号的功率是未知的。TSSI经配置以估计功率放大器的输出的功率。
Zolfaghari在美国专利申请案第7,620,371号中公开了TSSI。该文献公开的TSSI检测RF信号的包络，并假设了来自接收RF信号的天线的特定负载阻抗。该假设并非总是有效的，因此该文献公开的方法可能不适用于一般应用情境。
因此，需要一种在各种负载条件下准确估计发射功率的方法。
发明内容
在一个实施例中，公开了一种无线电发射机，其包括：功率放大器，经配置以接收输入电压信号并输出输出电压信号；变压器，经配置以接收输出电压信号并将负载电压信号输出到负载；感测电感，经配置以根据与变压器的磁耦合输出感测电流信号；数字控制相移器，经配置以接收输出电压信号并根据相位控制码输出经相移电压信号；混频器，经配置以根据感测电流信号及经相移电压信号的混合来输出混合电流信号；以及具有低通响应的跨阻放大器，经配置以将混合电流信号转换为平均电压信号。
在一个实施例中，公开一种方法，其包括：接收输入电压信号；使用功率放大器将输入电压信号转换为输出电压信号；使用变压器在负载下将输出电压信号转换成负载电压信号；使用感测电感根据与变压器的磁耦合，输出感测电流信号；使用数字控制相移器根据相位控制码将输出电压信号转换为经相移电压信号；使用混频器将感测电流信号与经相移电压信号混合成混合电流信号；使用具有低通响应的跨阻放大器将混合电流信号转换为平均电压信号；以及通过将平均电压信号的值与功率比例因子相乘来获得输送到负载的功率的估计值。
附图说明
图1示出了根据本发明实施例的发射器的功能方框图。
图2示出了根据本发明实施例的变压器及感测电感的布局的俯视图。
图3示出了多相滤波器的示意图。
图4示出了混频器的示意图。
图5示出了具有低通响应的跨阻放大器的示意图。
图6示出了根据本发明实施例的无线电发射方法的流程图。
符号说明
100：发射器
110：功率放大器
120：变压器
130：电流感测电感
140：数字控制相移器
141：多相滤波器
142：数字控制相位旋转器
160：混频器
170：跨阻放大器
180：负载
210、220、231、232、240、261、262：金属迹线
221、222、251、252：通孔
299：方块
311、312、313、314、522、524：电容
321、322、323、324、521、523：电阻
331、332、333、334：反相放大器
401、402、403、404：开关
510：运算放大器
VL：负载电压信号
V0：0度相位
V90：90度相位
V180：180度相位
V270：270度相位
CP：相位控制码
VI+、VI-、VO+、VO-、VS+、VS-、VM+、VM-：电压
IS+、IS-、IM+、IM-、IO+、IO-：电流
600：无线电发射方法
具体实施方式
本发明涉及一种无线电发射器及发射信号强度指示器。尽管说明书描述了本发明的几个例示性实施例，这些实施例被认为是实现本发明的有利方式，但是应当理解，本发明可以以多种方式实现，并且不限于以下描述的特定范例或实现这些范例的任何特征的特定方式。在其他情况下，并未呈现或描述众所周知的细节，以避免模糊本发明的多个实施方式。
本领域技术人员理解与本发明中使用的微电子有关的术语及基本概念，例如“电压”、“电流”、“功率”、“互补金属氧化物半导体(CMOS)”、“阻抗”、“电感”、“磁耦合”、“电阻”、“电容”、“电阻值”、“电容值”、“电阻性阻抗”、“运算放大器”、“功率放大器”、“跨阻放大器”、“混频器(或频率混合器)”、“变压器”、“负载”、“频率”、“相位”、“相移”、“差分信号”及“负反馈”。诸如此类的术语在微电子学的文献中使用，并且相关的概念对于本领域技术人员而言是显而易见的，因此在此将不进行详细说明。
本领域技术人员理解基本三角函数，并且不需要解释，例如，
以及周期正弦信号的时间平均值为零。
在本发明的通篇说明书中，“信号”是承载特定信息的电压或电流。
在本发明的通篇说明书中，广泛使用了差分信号模式。差分电压信号包括两个分别用后缀“+”和“-”表示的单端电压信号，以下标标注，并且差分电压信号的值由这两个单端电压之间的差值表示。例如，差分电压信号VI(Vo,VS,VM)包括电压VI+(Vo+,VS+,VM+)及电压VI-(Vo-,VS-,VM-)，且差分电压信号VI(Vo,VS,VM)的值由电压VI+(Vo+,VS+,VM+)及电压VI-(Vo-,VS-,VM-)之间的差值表示。同样地，差分电流信号包括两个电流，分别用后缀“+”及“-”表示，并以下标标注。例如，差分电流信号IS(IM)包括电流IS+(IM+)和电流IS-(IM-)，并且差分电流信号IS(IM)的值由电流IS+(IM+)及电流IS-(IM-)之间的差值表示。
本发明是以从工程意义上来描述。例如，“X等于Y”表示“X与Y之间的差小于特定工程公差”；“X远小于Y”表示“X除以Y小于工程公差”；而“X为零”表示“X小于特定工程公差”。
在图1中示出了根据本发明的实施例的发射器100的功能方框图。发射器100包括：功率放大器110，其经配置以接收输入电压信号VI(包括VI+及VI-)并输出输出电压信号VO(包括VO+及VO-)；变压器120，其经配置以接收输出电压信号VO并向负载180输出负载电压信号VL；数字控制相移器140，其经配置以接收输出电压信号VO，并根据相位控制码输出相移电压信号VS(包括VS+及VS-)；电流感测电感130，经配置以根据与变压器120的磁耦合输出感测电流信号IS(包括IS+及IS-)；混频器160，经配置以接收经相移电压信号VS及感测电流信号IS，并输出混合电流信号IM(包括IM+及IM-)；以及低通响应的跨阻放大器(Transimpedanceamplifier,TIA)170，经配置以接收混合电流信号IM并输出平均电压信号VM(包括VM+及VM-)。
输出电压信号VO可用以下等式进行模型化：
VO＝AO cos(ωt) (1)
其中，AO表示输出电压信号VO的振幅，ω表示角频率，t表示时间变量。
连同输出电压信号VO一起，变压器120也接收输出电流信号IO(包括电流IO+及IO-)。输出电流信号IO可用以下等式模型化：
IO＝BO cos(ωt-θ1) (2)
其中，BO表示输出电流信号IO的振幅，θ1表示VO及IO之间的相位延迟。假设变压器120引入损耗因子G0。接着，输送到负载180的功率PL等于输出电压信号VO及输出电流信号IO的乘积的平均值乘以损耗因子G0，即
PL＝G0<VOIO> (3)
在此，<·>表示时间平均函数。将等式(1)及(2)代入等式(3)，可以得到
应注意，VOIO包括一个与cos(2ωt-θ1)有关的时变项，该项在时间平均后消失。
电流感测电感130执行感测功能，使得感测电流信号IS与输出电流信号IO以一相位延迟成比例。从数学上讲，可以用以下等式进行模型化：
IS＝BOG1cos(ωt-θ1-θ2) (5)
其中，G1及θ2分别表示与电流感测电感130及变压器120之间的磁耦合有关的比例常数及相位延迟。
数字控制相移器140执行相移功能，以使经相移电压信号VS与输出电压信号VO成比例，并且具有由相位控制码CP控制的相移。从数学上讲，可以用以下等式进行模型化：
VS＝AOG2cos(ωt-θ3) (6)
其中，G2及θ3分别表示与数字控制移相器140有关的比例常数及相移。
混频器160执行可以通过以下等式模型化的乘法功能：
IM＝G3VSIS (7)
其中，G3表示混频器160的增益因子。
TIA 170执行时间平均功能，可以通过以下等式模型化：
VM＝G4<IM> (8)
其中，G4表示TIA 170的增益因子。
从等式(5)、(6)、(7)及(8)，可以获得：
VM＝G3G4<BOG1cos(ωt-θ1-θ2)AOG2cos(ωt-θ3)> (9)
其可以简化为
从等式(4)及(10)，得到：
PL＝GVM (11)
其中，是功率比例因子，假设θ2＝θ3，即数字控制移相器140的相移量等于电流感测电感130的相位延迟。换句话说，假设θ2＝θ3，则VM乘以功率比例因子G等于PL。
相位控制码CP经设定，以满足条件θ2＝θ3。在初始校准期间，找到实现条件θ2＝θ3的数字控制码CP的适当设定，而对于比例因子G同样也是如此。接着，G·VM是传输至负载180的功率的准确估计。
功率放大器在现有技术中是众所周知的。电路设计者可酌情决定使用任何电路来实现图1的功率放大器110。
在一个实施例中，发射器100由利用互补式金属氧化物半导体(Complementarymetal oxide semiconductor,CMOS)工艺在硅基板上制造的集成集成电路来实现，该CMOS工艺具有包括第一金属层、第二金属层及通孔层的多层结构，该通孔层被配置以允许第一金属层中的第一金属与第二金属层中的第二金属进行电性连接。根据本发明实施例的变压器120及电流感测电感130的布局的俯视图示出于图2。图例显示在方块299中。变压器120包括布置在第一金属层中的金属迹线210及220，布置在第二金属层中的金属迹线231及232，以及布置在通孔层中的通孔221及222。金属迹线210形成第一回路并且实现了变压器120的初级线圈，用于接收输出电压信号VO及输出电流信号IO。金属迹线231、通孔221、金属迹线220、通孔222及金属迹线232按序连接，并共同形成第二回路，并实现用于输出负载电压信号VL的变压器120的次级线圈。电流感测电感130包括布置在第一金属层中的金属迹线240，布置在第二金属层中的金属迹线261及262以及布置在通孔层中的通孔251及252。金属迹线261、通孔251、金属迹线240、通孔252及金属迹线262按序连接并共同形成第三回路，该第三回路具有与第一回路的明显的磁耦合。
数字控制相移器140包括多相滤波器141及数字控制相位旋转器142，该多相滤波器141经配置以接收输出电压信号VO并输出包括0度相位V0、90度相位V90、180度相位V180及270度相位V270的四相电压信号，而数字控制相位旋转器142经配置以根据相位控制码CP接收四相电压信号，并输出经相移电压信号VS。
多相滤波器接收一两相信号并输出一四相信号。在差分实施例中包括VO+和VO-的输出电压信号VO是两相信号，其中VO+为第一相，VO-为第二相，并且VO+与VO-为180度反相。多相滤波器141的实施例的示意图示出于图3。多相滤波器141包括：电容311、312、313及314，电阻321、322、323及324，以及反相放大器331、332、333及334。多相滤波器141在现有技术中是众所周知的，因此这里不再详细说明。本领域技术人员还可以选择级联多个多相滤波器以实现更高的相位精度。在实施例中，反相放大器331、332、333及334的增益是可调的。在另一个实施例中，将反相放大器331及333组合成第一差分放大器(未示出)，而将反相放大器332及334组合成第二差分放大器(未示出)；这对于本领域普通技术人员是显而易见的，因此未示出于图中。
数字控制相位旋转器接收四相电压信号，并根据控制码通过相位插值输出两相电压信号。对于数字控制相位旋转器142而言，V0、V90、V180及V270实现了四相电压信号，VS+及VS-实现了两相电压信号，而CP体现了控制码。在一个实施例中，CP是N位元二进位码，其中N是大于2的整数，并且VS+的相位等于在0度和360度之间均匀间隔的2N个相位的其中之一。在一个实施例中，N为6。由Wang及Hajimiri撰写并于2007年加州，圣何塞(San Jose)举行的IEEE定制集成电路会议(Custom Integrated Circuit Conference)上发表的“宽带CMOS线性数字相位转子(A Wideband CMOS Linear Digital Phase Rotor)”一文中可以找到一种可用于实现数字控制相位旋转器142的数字控制相位转子。
通过使用多相滤波器141，然后使用数字控制相位旋转器，VS与VO以一相位延迟成比例，且该相位延迟可由相位控制码CP所控制。
混频器160的实施例的示意图在图4中示出。混频器160包括四个分别由VS+、VS+、VS-及VS-控制的开关401、402、403及404，并经配置以接收感测电流信号IS(包括IS+及IS-)并输出混合电流信号IM(包含IM+及IM-)。混频器160是现有技术中已知的双平衡被动式混频器，其可以在第一信号(在这种情况下为IS)及第二信号(在这种情况下为VS)之间进行频率混合，并生成第三信号(在这种情况下为IM)，其为第一信号及第二信号的乘积。
跨阻放大器(Transimpedance amplifier,TIA)将电流信号转换为电压信号。TIA170的实施例的示意图在图5中示出。TIA 170包括以负反馈拓扑结构配置的运算放大器510、两个反馈电阻521及523以及两个反馈电容522及524。电阻521及523是相同的，而电容522及524是相同的。TIA 170是现有技术中众所周知的电路，因此在此不再详细描述。TIA170具有低通响应，其截止频率(corner frequency)由电阻521的电阻值及电容522的电容值的乘积来决定。低通响应有效地实现了所需的时间平均功能，且已经在上文中作了解释。
在一个实施例中，模拟数字转换器(图中未示出)用于数字化平均电压信号VM。以此方式，等式(11)可以得到数值评估。
在实施例中，执行校准流程以确保满足条件θ2＝θ3。根据本公开的实施例的校准流程描述如下。将输入电压信号VI的振幅及频率设置为目标值(例如，振幅为100mV，频率为5GHz)。使用纯电阻性阻抗(例如50欧姆)的功率测量仪器(例如功率计)作为负载(即用功率测量仪器替换负载180)。读取功率测量仪器显示的功率。扫描相位控制码CP的所有设定，并找出导致VM最大值的设定。通过计算从功率测量仪器获得的功率读数与VM最大值之间的比例，找到功率比例因子G。记录导致VM的最大值的相位控制码CP的设定及功率比例因子G。这结束了对于输入电压信号VI在该目标值处的校准。应注意，在纯电阻性阻抗的负载(例如功率测量仪器)下，输出电压信号VO及输出电流信号IO同相(即θ1＝0)，当θ3等于θ2时出现VM的最大值，根据等式(10)。因此，导致VM的最大值的相位控制码CP的设定导致θ2＝θ3的条件，这是使用等式(11)所需的适当设定。接着，可以将任何电路当做负载180，并根据等式(11)使用VM的值乘以功率比例因子G来找到传输至该电路的功率。
在一个实施例中，在多个频率(例如5GHz、5.4GHz及5.8GHz)下执行校准。在每个频率处，以多个振幅(例如10mV及100mV)执行校准。对于频率及振幅的每种组合，找到并记录导致VM最大值的数字控制码CP的设定及功率比例因子G。以此方式，可建立查找表。使用查找表时，将使用最接近输入电压信号VI的振幅及频率的条目。例如，如果振幅为80mV，频率为5.13GHz，则将使用查找表中与100mV振幅及5GHz频率有关的条目(因为80mV比10mV更接近100mV，而5.13GHz比5.4GHz及5.8GHz更接近5GHz)。在一个实施例中，根据要校准的输入电压信号VI的振幅来调整反相放大器331、332、333及334的增益：对于较低的输入电压信号VI的振幅，该增益被调整为更高。以此方式，可以减轻由于混频器160及TIA 170中的噪声引起的损害。
如图6所示的流程图所示，根据本发明的实施例的无线电发射方法600包括：(步骤610)接收输入电压信号；(步骤620)使用功率放大器将输入电压信号转换为输出电压信号；(步骤630)使用变压器在负载下将输出电压信号转换为负载电压信号；(步骤640)使用感测电感根据与变压器的磁耦合输出感测电流信号；(步骤650)使用数字控制相移器根据相位控制码将输出电压信号转换为经相移电压信号；(步骤660)使用混频器将感测电流信号与经相移电压信号混合成混合电流信号；以及(步骤670)使用具有低通响应的跨阻放大器将混合电流信号转换为平均电压信号。
本领域技术人员将容易地观察到，在依循本发明的启示的同时，可以对所述的装置及方法进行多种修改和变更。因此，以上公开内容不应被解释为仅由所附权利要求的界限来限定。

Claims (10)

1.一种无线电发射器，包括：
一功率放大器，经配置以接收一输入电压信号并输出一输出电压信号；
一变压器，经配置以接收该输出电压信号并将一负载电压信号输出到一负载；
一感测电感，经配置以根据与该变压器的一磁耦合输出一感测电流信号；
一数字控制相移器，经配置以接收该输出电压信号并根据一相位控制码输出一经相移电压信号；
一混频器，经配置以根据该感测电流信号及该经相移电压信号的混合来输出一混合电流信号；以及
具有低通响应的一跨阻放大器，经配置以将该混合电流信号转换为一平均电压信号。
2.如权利要求1所述的无线电发射器，其中该数字控制相移器包括：
一多相滤波器，经配置以接收该输出电压信号并输出一四相电压信号；以及
一数字控制相位旋转器，经配置以接收该四相电压信号，并根据该相位控制码输出该经相移电压信号。
3.如权利要求1所述的无线电发射器，其中，该混频器为一双平衡被动式混频器。
4.如权利要求1所述的无线电发射器，其中该跨阻放大器包括一运算放大器，且该运算放大器以一负反馈拓扑配置，该负反馈拓扑配置使用包括一电阻及一电容的一并联组合的一反馈网络。
5.如权利要求1所述的无线电发射器，其中该相位控制码经设定，使得从该功率放大器输出到该变压器的一输出电流信号与该感测电流信号之间的相位延迟近似等于该输出电压信号与该经相移电压信号之间的相位延迟。
6.如权利要求5所述的无线电发射器，其中该平均电压信号乘以一功率比例因子近似等于传送到该负载的一功率。
7.如权利要求6所述的无线电发射器，其中造成该输出电流信号与该感测电流信号之间的该相位延迟近似等于该输出电压信号与该经相移电压信号之间的该相位延迟的该相位控制码是通过一校准得到的。
8.如权利要求7所述的无线电发射器，其中该校准是通过使用一功率测量仪器作为该负载来完成的。
9.如权利要求8所述的无线电发射器，其中造成该输出电流信号与该感测电流信号之间的该相位延迟近似等于该输出电压信号与该经相移电压信号之间的该相位延迟的该相位控制码是通过找出造成一最大平均电压信号的一设定而得到的。
10.一种无线电发射方法，包括：
接收一输入电压信号；
使用一功率放大器将该输入电压信号转换为一输出电压信号；
使用一变压器在一负载下将该输出电压信号转换成一负载电压信号；
使用一感测电感根据与该变压器的磁耦合，输出一感测电流信号；
使用一数字控制相移器根据一相位控制码将该输出电压信号转换为一经相移电压信号；
使用一混频器将该感测电流信号与该经相移电压信号混合成一混合电流信号；以及
使用具有低通响应的一跨阻放大器将该混合电流信号转换为一平均电压信号。
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