CN103457616B - 一种直接变频发射机的正交失配校准方法和装置 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种直接变频发射机的正交失配校准方法和装置。该正交失配校准装置包括第一电压比较器、第二电压比较器、第一开关电路、第二开关电路、数字状态机、低通滤波器、增益微调电路和相位微调电路；无源混频器的输出端和低通滤波器的输入端连接，低通滤波器的输出端与第二电压比较器的第一输入端连接。本发明分别对直接变频发射机的同相/正交通道之间的增益误差和相位误差进行测量，通过逐次逼近，得到最优校准值，可提高直接变频发射机的正交失配的自我校准能力，降低校准系统的依赖性、复杂度和功耗。

Description

一种直接变频发射机的正交失配校准方法和装置

技术领域

本发明涉及直接变频发射机的正交失配校准方法和装置。

背景技术

在无线通信发射机中，直接变频发射机因其电路结构简单，便于集成等优点，在射频集成电路领域得到广泛的应用。使用了占空比为25％本振的无源混频器的直接变频发射机凭借其高线性，低噪声，低功耗等特点逐渐成为主流技术。但是，直接变频发射架构存在的正交失配问题一直是其主要缺陷之一。由于失配引起的发射信号的镜像干扰使得发射信号质量变差。直接变频发射机必须进行正交失配校准。

在图1和图2所示的典型的直接变频发射机中，包含两个数模转换器101I、101Q，两个重构低通滤波器102I、102Q，占空比为25％本振的无源混频器107，一个频率综合器104，一个除二分频器105，一个25％占空比本振发生器106，一个可变增益功率放大器109与天线119。无源混频器107具有受控于25％占空比本振发生器106输出的正交本振信号的支路开关114、115、116和117。同相(In-Phase,简称I)/正交(Quadrate-Phase，简称Q)两路信号经由发射机的无源混频器107仅需进行一次上变频就变换到所需的射频频率。输入到无源混频器107中的信号包括低频的正交信号BBI、BBQ和高频的正交本振信号LO0110、LO90111、LO180112和LO270113。因为器件工艺失配的存在引起以下正交失配误差：第一，基带同相/正交信号之间微小的增益失配误差和相位失配误差；第二，本振信号之间微小的相位失配误差。这些失配误差经由无源混频器107变换到发射机载波频率，使得发射机的输出频谱出现镜像分量(方程式1)，该镜像分量直接影响到发射机的最重要参数之一的误差向量幅度(ErrorVector Magni tude,EVM),正交失配所贡献的EVM大小可见方程式2。

$\mathrm{SSB}\left(\mathrm{dBc}\right)=10\log \left(\frac{G^2-2G\cos \mathrm{\φ}+1}{G^2+2G\cos \mathrm{\φ}+1}\right)$   (方程式1)

方程式1中，SSB(Single Sideband)为镜像信号与发射信号的能量比,单位dBc；G为正交增益误差，G等于I路增益和Q路增益之差除以I路增益，无单位；φ为正交相位误差，单位是度。

${\mathrm{EVM}}_{\mathrm{SSB}}={10}^{\frac{\mathrm{SSB}}{20}}$   (方程式2)

方程式2中，EVM_SSB为正交失配贡献的EVM分量。典型的G和Φ值是0.03和0.5’,对应的SSB和EVM_SSB值分别是-36.2dBc和1.5％。

传统的发射机正交失配校准方法是射频信号采集/分析与数字预失真处理相结合的方法。即采集发射机射频部分信号，经过下变频，低通滤波，模数转换，把发射出来的有用信号和镜像信号一同转换到数字域，利用数字信号处理模块(DSP)，通过广域线性-最小平方(Widely-l inear Least-squares,WL-LS)或类似算法，估算出带宽频率范围内正交失配参数，再将计算结果以预失真(Pre-distortion,PD)形式补偿到基带输入信号BBI,BBQ中。这种方法计算量大，参与校准的元件多，功耗大。另外，校准所需模数转换器的精度随着补偿所需的精度增加而增加，转换器的带宽需与基带信号带宽相同，随着基带信号带宽的增大，传统校准方法对该模数转换器提出很高的要求。举例来说，当发射机和接收机集成到同一芯片中，为完成发射机的正交失配校准，需借用整个接收机用于射频信号的采集工作；但接收通道的正交特性又会影响到发射机正交失配的校准精度。

发明内容

本发明的目的在于提出一种直接变频发射机的正交失配校准方法和装置，其能解决计算量大、参与校准的元件多、功耗大等问题。

为了达到上述目的，本发明所采用的技术方案如下：

一种直接变频发射机的正交失配校准装置，所述直接变频发射机包括基带信号同相通道、基带信号正交通道、占空比为25％本振的无源混频器、频率综合器、除二分频器、25％占空比本振发生器、可变增益功率放大器和天线，所述基带信号同相通道包括第一数模转换器和第一重构低通滤波器，所述基带信号正交通道包括第二数模转换器和第二重构低通滤波器；所述正交失配校准装置包括第一电压比较器、第二电压比较器、第一开关电路、第二开关电路、数字状态机、低通滤波器、增益微调电路和相位微调电路；无源混频器的输出端和低通滤波器的输入端连接，低通滤波器的输出端与第二电压比较器的第一输入端连接；

所述第一开关电路，用于将第一数模转换器的输入端和第二数模转换器的输入端均接入一数字偏移信号，将第一重构低通滤波器的输出端和第二重构低通滤波器的输出端均与无源混频器断开，并将第一重构低通滤波器的输出端与第一电压比较器的第一输入端连接，将第二重构低通滤波器的输出端与第一电压比较器的第二输入端连接；

所述第二开关电路，用于将第一重构低通滤波器的输出端、第二重构低通滤波器的输出端和可变增益功率放大器的输入端均与无源混频器断开，将无源混频器的基带信号同相支路输入端接入一模拟偏移电压V₁，将无源混频器的基带信号正交支路输入端接入一模拟偏移电压V₂，将第二电压比较器的第二输入端接入一共模电压V_ref，将无源混频器中的第二支路开关和第四支路开关均与无源混频器的输入端断开，所述第二支路开关受控于25％占空比本振发生器输出的第二正交本振信号，所述第四支路开关受控于25％占空比本振发生器输出的第四正交本振信号，第二正交本振信号与第四正交本振信号的相位差为180°且占空比相同；

所述增益微调电路，用于根据数字状态机输出的增益校准信号调整第一数模转换器、第一重构低通滤波器、第二数模转换器、第二重构低通滤波器中的一种或多种的增益；

所述相位微调电路，用于根据数字状态机输出的相位校准信号调整无源混频器、除二分频器、25％占空比本振发生器中的一种或多种的相位；

所述数字状态机，用于根据控制指令进入增益误差校准模式和/或相位误差校准模式；当进入增益误差校准模式时，控制第一开关电路工作，根据第一电压比较器输出的第一比较信号向增益微调电路输出相应的增益校准信号，以使第一电压比较器输出的第一比较信号的极性反转；当进入相位误差校准模式时，控制第二开关电路工作，根据第二电压比较器输出的第二比较信号向相位微调电路输出相应的相位校准信号，以使第二电压比较器输出的第二比较信号的极性反转。

优选的，为了使测量结果更精确，第一电压比较器与第二电压比较器的结构相同，将第一电压比较器与第二电压比较器的结构记为电压比较模块，所述电压比较模块包括双端输入单端输出的第一运算放大器、电容Cin、第一电子开关和第二电子开关，电容Cin的一端与第一运算放大器的同相输入端连接，电容Cin的一端还通过第二电子开关与第一运算放大器的输出端连接，电容Cin的另一端作为电压比较模块的第一输入端，电容Cin的另一端还通过第一电子开关与第一运算放大器的反相输入端连接，第一运算放大器的反相输入端作为电压比较模块的第二输入端，第一运算放大器的输出端作为电压比较模块的输出端；所述正交失配校准装置还包括第三电子开关，所述共模电压V_ref还通过第三电子开关与低通滤波器的输入端连接；其中，第一电子开关的使能端、第二电子开关的使能端和第三电子开关的使能端均与数字状态机的时钟信号输出端连接，第一电子开关、第二电子开关和第三电子开关均为高电平导通；

所述数字状态机，还用于当进入增益误差校准模式时，向第一电压比较器输出第一时钟信号，当进入相位误差校准模式时，向第二电压比较器和第三电子开关输出第二时钟信号。

优选的，为了使增益误差校准模式和相位误差校准模式能够同时进行，所述数字状态机包括用于在增益误差校准模式时工作的增益校准数字状态机和用于在相位误差校准模式时工作的相位校准数字状态机。

可选的，模拟偏移电压V₁与模拟偏移电压V₂之和等于2倍共模电压V_ref。

可选的，所述增益微调电路包括滤波器增益微调电路，所述滤波器增益微调电路包括一第二运算放大器以及多个由一第四电子开关与一第一分流电阻串联构成的第一串联支路，多个第一串联支路并联连接，所述第一串联支路的一端与第二运算放大器的反相端连接，第一串联支路的另一端与第二运算放大器的输出端连接，第二运算放大器的正相端接地，第二运算放大器的反相端作为信号输入端，第四电子开关的使能端用于接收数字状态机输出的增益校准信号，第四电子开关为高电平导通；所述滤波器增益微调电路的数量为一个或二个；当滤波器增益微调电路的数量为一个时，滤波器增益微调电路连接在第一数模转换器的输出端与第一重构低通滤波器的输入端之间或者连接在第二数模转换器的输出端与第二重构低通滤波器的输入端之间；当滤波器增益微调电路的数量为二个时，其中一个滤波器增益微调电路连接在第一数模转换器的输出端与第一重构低通滤波器的输入端之间，另一个滤波器增益微调电路连接在第二数模转换器的输出端与第二重构低通滤波器的输入端之间。

可选的，所述增益微调电路包括DAC增益微调电路，所述DAC增益微调电路包括多个由一第五电子开关与一第二分流电阻串联构成的第二串联支路，多个第二串联支路并联连接，第五电子开关的使能端用于接收数字状态机输出的增益校准信号，第五电子开关为高电平导通；所述DAC增益微调电路的数量为一个或二个；当DAC增益微调电路的数量为一个时，DAC增益微调电路的第二串联支路与第一数模转换器或第二数模转换器中的负载电阻并联；当DAC增益微调电路的数量为二个时，其中一个DAC增益微调电路的第二串联支路与第一数模转换器中的负载电阻并联，另一个DAC增益微调电路的第二串联支路与第二数模转换器中的负载电阻并联。

可选的，所述相位微调电路包括除二分频器相位微调电路，所述除二分频器相位微调电路包括用于控制除二分频器的I路采样放大器的电流源的第一开关单元、用于控制除二分频器的I路采样放大器的尾电流源的第一晶体管、用于控制除二分频器的I路锁存器的电流源的第二开关单元、用于控制除二分频器的I路锁存器的尾电流源的第二晶体管、用于控制除二分频器的Q路采样放大器的电流源的第三开关单元、用于控制除二分频器的Q路采样放大器的尾电流源的第三晶体管、用于控制除二分频器的Q路锁存器的电流源的第四开关单元以及用于控制除二分频器的Q路锁存器的尾电流源的第四晶体管；第一开关单元、第二开关单元、第三开关单元和第四开关单元分别由多个第五晶体管连接构成，第一开关单元的所有第五晶体管的源极连接在一起并作为输出端，第一开关单元的所有第五晶体管的漏极连接在一起并作为输入端，第二开关单元的所有第五晶体管的源极连接在一起并作为输出端，第二开关单元的所有第五晶体管的漏极连接在一起并作为输入端，第三开关单元的所有第五晶体管的源极连接在一起并作为输出端，第三开关单元的所有第五晶体管的漏极连接在一起并作为输入端，第四开关单元的所有第五晶体管的源极连接在一起并作为输出端，第四开关单元的所有第五晶体管的漏极连接在一起并作为输入端；所述相位校准信号包括I路相位校准信号和Q路相位校准信号；第一开关单元的所有第五晶体管的栅极和第二开关单元的所有第五晶体管的栅极均与I路相位校准信号连接；第三开关单元的所有第五晶体管的栅极和第四开关单元的所有第五晶体管的栅极均与Q路相位校准信号连接；第一开关单元的输出端与I路采样放大器的输入端连接，第一晶体管的漏极与第一开关单元的输入端连接，第二开关单元的输出端与I路锁存器的输入端连接，第二晶体管的漏极与第二开关单元的输入端连接，第三开关单元的输出端与Q路采样放大器的输入端连接，第三晶体管的漏极与第三开关单元的输入端连接，第四开关单元的输出端与Q路锁存器的输入端连接，第四晶体管的漏极与第四开关单元的输入端连接；第一晶体管的源极、第二晶体管的源极、第三晶体管的源极和第四晶体管的源极均接地，第一晶体管的栅极、第二晶体管的栅极、第三晶体管的栅极和第四晶体管的栅极均与频率综合器的输出端连接。

本发明还提出了一种上述直接变频发射机的正交失配校准装置的方法，其包括以下步骤：

数字状态机根据控制指令进入增益误差校准模式和/或相位误差校准模式，当进入增益误差校准模式时，执行步骤A1至步骤A3，当进入相位误差校准模式时，执行步骤B1至步骤B3；

步骤A1、数字状态机控制第一开关电路工作，将第一数模转换器的输入端和第二数模转换器的输入端均接入一数字偏移信号，将第一重构低通滤波器的输出端和第二重构低通滤波器的输出端均与无源混频器断开，并将第一重构低通滤波器的输出端与第一电压比较器的第一输入端连接，将第二重构低通滤波器的输出端与第一电压比较器的第二输入端连接；

步骤A2、数字状态机根据第一电压比较器输出的第一比较信号向增益微调电路输出相应的增益校准信号；

步骤A3、增益微调电路根据数字状态机输出的增益校准信号调整第一数模转换器、第一重构低通滤波器、第二数模转换器、第二重构低通滤波器中的一种或多种的增益，直到第一电压比较器输出的第一比较信号的极性反转，增益误差校准模式结束；

步骤B1、数字状态机控制第二开关电路工作，将第一重构低通滤波器的输出端、第二重构低通滤波器的输出端和可变增益功率放大器的输入端均与无源混频器断开，将无源混频器的基带信号同相支路输入端接入一模拟偏移电压V₁，将无源混频器的基带信号正交支路输入端接入一模拟偏移电压V₂，将第二电压比较器的第二输入端接入一共模电压V_ref，将无源混频器中的第二支路开关和第四支路开关均与无源混频器的输入端断开，所述第二支路开关受控于25％占空比本振发生器输出的第二正交本振信号，所述第四支路开关受控于25％占空比本振发生器输出的第四正交本振信号，第二正交本振信号与第四正交本振信号的相位差为180°且占空比相同；

步骤B2、数字状态机根据第二电压比较器输出的第二比较信号向相位微调电路输出相应的相位校准信号；

步骤B3、相位微调电路根据数字状态机输出的相位校准信号调整无源混频器、除二分频器、25％占空比本振发生器中的一种或多种的相位，直到第二电压比较器输出的第二比较信号的极性反转，相位误差校准模式结束。

优选的，为了使测量结果更精确，在步骤A1与步骤A2之间还有以下步骤：数字状态机向第一电压比较器输出第一时钟信号；在步骤B1与步骤B2之间还有以下步骤：数字状态机向第二电压比较器和第三电子开关输出第二时钟信号；

其中，第一电压比较器与第二电压比较器的结构相同，将第一电压比较器与第二电压比较器的结构记为电压比较模块，所述电压比较模块包括双端输入单端输出的第一运算放大器、电容Cin、第一电子开关和第二电子开关，电容Cin的一端与第一运算放大器的同相输入端连接，电容Cin的一端还通过第二电子开关与第一运算放大器的输出端连接，电容Cin的另一端作为电压比较模块的第一输入端，电容Cin的另一端还通过第一电子开关与第一运算放大器的反相输入端连接，第一运算放大器的反相输入端作为电压比较模块的第二输入端，第一运算放大器的输出端作为电压比较模块的输出端；

第三电子开关，连接在共模电压V_ref与低通滤波器的输入端之间；

第一电子开关的使能端、第二电子开关的使能端和第三电子开关的使能端均与数字状态机的时钟信号输出端连接，第一电子开关、第二电子开关和第三电子开关均为高电平导通。

本发明具有如下有益效果：

分别对直接变频发射机的同相/正交通道之间的增益误差和相位误差进行测量，通过逐次逼近，得到最优校准值，可提高直接变频发射机的正交失配的自我校准能力，降低校准系统的依赖性、复杂度和功耗。

也就是说，第一，无需复杂的射频信号采样、模数转换、DSP计算分析，就可以实现发射机正交失配的自我校准功能；第二，成本低，功耗低、系统简单可控；第三，可在较高的复位时钟频率下工作，增益失配校准和相位失配校准可同时进行，互不干扰，数字计算量小，校准所需时间短。

附图说明

图1为现有技术的直接变频发射机的电路原理方框图；

图2为图1中的25％占空比本振发生器输出的本振信号的时序图；

图3为本发明较佳实施例的直接变频发射机的正交失配校准装置的电路原理方框图；

图4为本发明较佳实施例的直接变频发射机的正交失配校准装置进行增益校准模式的电路原理方框图；

图5为本发明较佳实施例的直接变频发射机的正交失配校准装置的第一重构低通滤波器的滤波器增益微调电路的结构示意图；

图6为本发明较佳实施例的直接变频发射机的正交失配校准装置的第一数模转换器的DAC增益微调电路的结构示意图；

图7为本发明较佳实施例的直接变频发射机的正交失配校准装置进行相位校准模式的电路原理方框图；

图8为图7中的低通滤波器的结构示意图；

图9为本发明较佳实施例的直接变频发射机的正交失配校准装置的除二分频器的除二分频器相位微调电路的结构示意图；

图10为图9的除二分频器的输入信号及输出信号的时序图；

图11为本发明较佳实施例的直接变频发射机的正交失配校准装置的第一电压比较器及第二电压比较器的结构示意图。

具体实施方式

下面，结合附图以及具体实施方式，对本发明做进一步描述。

如图3至图11所示，一种直接变频发射机的正交失配校准装置，其应用于如图1所示的直接变频发射机中，所述直接变频发射机包括基带信号同相通道、基带信号正交通道、占空比为25％本振的无源混频器107、频率综合器104、除二分频器105、25％占空比本振发生器106、可变增益功率放大器109和天线118，所述基带信号同相通道包括第一数模转换器101I和第一重构低通滤波器102I，所述基带信号正交通道包括第二数模转换器101Q和第二重构低通滤波器102Q。

所述正交失配校准装置包括第一电压比较器350、第二电压比较器409、第一开关电路、第二开关电路、数字状态机、第三电子开关415、低通滤波器414、增益微调电路和相位微调电路。所述数字状态机包括增益校准数字状态机380和相位校准数字状态机417。第一开关电路和第二开关电路均由多个电子开关管构成，而且，第一开关电路的部分电子开关管可与第二开关电路的部分电子开关管共用，即为同一个(图中“X”的地方即为安装电子开关管的位置)。

无源混频器107的输出端和低通滤波器414的输入端连接，低通滤波器414的输出端与第二电压比较器409的第一输入端连接。如图8所示，低通滤波器414的单端形式的实施示意图，电阻R1、电容C1和电容C2组成一个具有两极点的低通滤波器414，低通滤波器414的输入端为Vdet in，输出端为Vdetout。低通滤波器414用于滤除无源混频器107输出端的高频成分，得到其中的低频成分。

结合图4所示，所述第一开关电路，用于将第一数模转换器101I的输入端和第二数模转换器101Q的输入端均接入一数字偏移信号Doffset 360，将第一重构低通滤波器102I的输出端和第二重构低通滤波器102Q的输出端均与无源混频器107断开，并将第一重构低通滤波器102I的输出端与第一电压比较器350的第一输入端连接，将第二重构低通滤波器102Q的输出端与第一电压比较器350的第二输入端连接。数字偏移信号Doffset 360的大小可取为可输入信号最大值，如：第一数模转换器101I输入M位补码，M为10，最高位是符号位，满量程信号幅度为二进制的0111111111，数字偏移信号Doffset 360的值取为二进制的0111111111。

结合图7所示，所述第二开关电路，用于将第一重构低通滤波器102I的输出端、第二重构低通滤波器102Q的输出端和可变增益功率放大器109的输入端均与无源混频器107断开，将无源混频器107的基带信号同相支路输入端接入一模拟偏移电压V₁410，将无源混频器107的基带信号正交支路输入端接入一模拟偏移电压V₂411，将第二电压比较器409的第二输入端接入一共模电压V_ref412，将无源混频器107中的第二支路开关115和第四支路开关117均与无源混频器107的输入端断开，所述第二支路开关115受控于25％占空比本振发生器106输出的第二正交本振信号LO180，所述第四支路开关117受控于25％占空比本振发生器106输出的第四正交本振信号LO270，第二正交本振信号LO180与第四正交本振信号LO270的相位差为180°且占空比相同。需要说明的是，第一支路开关114仍然受控于25％占空比本振发生器106输出的第一正交本振信号LO0，第三支路开关116仍然受控于25％占空比本振发生器106输出的第三正交本振信号LO90。其中，所述共模电压V_ref412还通过第三电子开关415与低通滤波器414的输入端连接。模拟偏移电压V₁410与模拟偏移电压V₂411之和等于2倍共模电压V_ref412，例如，模拟供电电压Vdd是1.2V，V₁、V₂、V_ref则分别取1.0V、0.2V、0.6V。

所述增益微调电路，用于根据数字状态机输出的增益校准信号调整第一数模转换器101I、第一重构低通滤波器102I、第二数模转换器101Q、第二重构低通滤波器102Q中的一种或多种的增益。本实施例的增益微调电路包括滤波器增益微调电路和DAC增益微调电路，滤波器增益微调电路和DAC增益微调电路的数量均为二个。其中一个滤波器增益微调电路连接在第一数模转换器101I的输出端与第一重构低通滤波器102I的输入端之间，另一个滤波器增益微调电路连接在第二数模转换器101I的输出端与第二重构低通滤波器102Q的输入端之间。其中一个DAC增益微调电路集成在第一数模转换器101I中，另一个DAC增益微调电路集成在第二数模转换器101Q中。

结合图5所示，以连接在第一数模转换器101I的输出端与第一重构低通滤波器102I的输入端之间的滤波器增益微调电路的结构为例进行说明。所述滤波器增益微调电路包括一第二运算放大器603以及多个由一第四电子开关604与一第一分流电阻601串联构成的第一串联支路，多个第一串联支路并联连接，所述第一串联支路的一端与第二运算放大器603的反相端连接，第一串联支路的另一端与第二运算放大器603的输出端连接，第二运算放大器603的正相端接地，第二运算放大器603的反相端作为信号输入端，第四电子开关604的使能端用于接收增益校准数字状态机380输出的增益校准信号Dg<n:0>602，第四电子开关604为高电平导通。

结合图6所示，以集成在第一数模转换器101I中的DAC增益微调电路的结构为例进行说明。所述增益微调电路包括DAC增益微调电路，所述DAC增益微调电路包括多个由一第五电子开关703与一第二分流电阻702串联构成的第二串联支路，多个第二串联支路并联连接，第五电子开关703的使能端用于接收增益校准数字状态机380输出的增益校准信号Dg<n:0>602，第五电子开关703为高电平导通。也就是说，其中一个DAC增益微调电路的第二串联支路与第一数模转换器101I中的负载电阻704并联，另一个DAC增益微调电路的第二串联支路与第二数模转换器101Q中的负载电阻并联。

所述相位微调电路，用于根据数字状态机输出的相位校准信号调整无源混频器107、除二分频器105、25％占空比本振发生器106中的一种或多种的相位。本实施例的相位微调电路包括集成在除二分频器除105中的二分频器相位微调电路。此外，相位微调电路还可以集成在无源混频器107和25％占空比本振发生器106中，在此不再赘述。

结合图9和图10所示，以集成在除二分频器除105中的二分频器相位微调电路的结构为例进行说明。所述除二分频器相位微调电路包括用于控制除二分频器105的I路采样放大器的电流源的第一开关单元907、用于控制除二分频器105的I路采样放大器的尾电流源的第一晶体管905、用于控制除二分频器105的I路锁存器的电流源的第二开关单元908、用于控制除二分频器105的I路锁存器的尾电流源的第二晶体管904、用于控制除二分频器105的Q路采样放大器的电流源的第三开关单元909、用于控制除二分频器105的Q路采样放大器的尾电流源的第三晶体管903、用于控制除二分频器105的Q路锁存器的电流源的第四开关单元902以及用于控制除二分频器105的Q路锁存器的尾电流源的第四晶体管910；第一开关单元907、第二开关单元908、第三开关单元909和第四开关单元910分别由多个第五晶体管连接构成，第一开关单元907的所有第五晶体管的源极连接在一起并作为输出端，第一开关单元907的所有第五晶体管的漏极连接在一起并作为输入端，第二开关单元908的所有第五晶体管的源极连接在一起并作为输出端，第二开关单元908的所有第五晶体管的漏极连接在一起并作为输入端，第三开关单元909的所有第五晶体管的源极连接在一起并作为输出端，第三开关单元909的所有第五晶体管的漏极连接在一起并作为输入端，第四开关单元910的所有第五晶体管的源极连接在一起并作为输出端，第四开关单元910的所有第五晶体管的漏极连接在一起并作为输入端；相位校准数字状态机417输出的相位校准信号包括I路相位校准信号DI<p:0>和Q路相位校准信号DQ<p:0>；第一开关单元907的所有第五晶体管的栅极和第二开关单元908的所有第五晶体管的栅极均与I路相位校准信号DI<p:0>连接；第三开关单元909的所有第五晶体管的栅极和第四开关单元910的所有第五晶体管的栅极均与Q路相位校准信号DQ<p:0>连接；第一开关单元907的输出端与I路采样放大器的输入端连接，第一晶体管905的漏极与第一开关单元907的输入端连接，第二开关单元908的输出端与I路锁存器的输入端连接，第二晶体管904的漏极与第二开关单元908的输入端连接，第三开关单元909的输出端与Q路采样放大器的输入端连接，第三晶体管903的漏极与第三开关单元909的输入端连接，第四开关单元910的输出端与Q路锁存器的输入端连接，第四晶体管902的漏极与第四开关单元910的输入端连接；第一晶体管905的源极、第二晶体管904的源极、第三晶体管903的源极和第四晶体管902的源极均接地，第一晶体管905的栅极、第二晶体管904的栅极、第三晶体管903的栅极和第四晶体管902的栅极均与频率综合器104的输出端连接。通过I路相位校准信号DI<p:0>和Q路相位校准信号DQ<p:0>改变第四晶体管902、第三晶体管903、第二晶体管904、第一晶体管905的漏端的第一开关单元907、第二开关单元908、第三开关单元909、第四开关单元910导通的第五晶体管的个数，可分别微调除二分频器的I路和Q路的工作电流，当输出本振的I路相位需提前时，可增加第一开关单元907、第二开关单元908导通的第五晶体管的个数，当输出本振的I路相位需落后时，可减小第一开关单元907、第二开关单元908导通的第五晶体管的个数；同理，当输出本振的Q路相位需提前时，可增加第三开关单元909、第四开关单元910导通晶体管的个数，当输出本振的Q路相位需落后时，可减小第三开关单元909、第四开关单元908导通晶体管的个数，从而分别微调I路和Q路的延时时间TdI 911、TdQ 912，达到微调正交相位的目的。与已公开的申请号为201110106872.2的发明专利申请采用的尾电流调整的方法相比，采用图9结构的除二分频器输出本振信号的相位噪声更佳。

所述数字状态机，用于根据控制指令进入增益误差校准模式和/或相位误差校准模式；当进入增益误差校准模式时，增益校准数字状态机380控制第一开关电路工作，根据第一电压比较器350输出的第一比较信号向增益微调电路输出相应的增益校准信号Dg<n:0>602，以使第一电压比较器350输出的第一比较信号的极性反转；当进入相位误差校准模式时，相位校准数字状态机417控制第二开关电路工作，根据第二电压比较器409输出的第二比较信号向相位微调电路输出相应的相位校准信号，以使第二电压比较器409输出的第二比较信号的极性反转。

结合图11所示，第一电压比较器350与第二电压比较器409的结构相同，为了方便描述，将第一电压比较器350与第二电压比较器409的结构记为电压比较模块，所述电压比较模块包括双端输入单端输出的第一运算放大器510、电容Cin、第一电子开关540和第二电子开关550，电容Cin的一端与第一运算放大器510的同相输入端连接，电容Cin的一端还通过第二电子开关550与第一运算放大器的输出端连接，电容Cin的另一端作为电压比较模块的第一输入端Vcpip，电容Cin的另一端还通过第一电子开关540与第一运算放大器510的反相输入端连接，第一运算放大器510的反相输入端作为电压比较模块的第二输入端Vcpin，第一运算放大器510的输出端作为电压比较模块的输出端Vcout。

第一电子开关540的使能端、第二电子开关550的使能端和第三电子开关415的使能端均与数字状态机的时钟信号输出端连接，第一电子开关540、第二电子开关550和第三电子开关415均为高电平导通。也就是说，第一电压比较器350通过其第一电子开关540和第二电子开关550接收增益校准数字状态机380输出的第一时钟信号GCLK。第二电压比较器409通过其第一电子开关540和第二电子开关550接收相位校准数字状态机417输出的第二时钟信号PCLK。第三电子开关415也接收位校准数字状态机417输出的第二时钟信号PCLK。

电压比较模块的原理为：当时钟信号为高时，时钟信号所控制的第一电子开关540和第二电子开关550短路，第一运算放大器510的等效输入失调电压记录在电容Cin的正负端。当时钟信号为低时，时钟信号所控制的第一电子开关540和第二电子开关550截止，输入信号被第一运算放大器510放大。通过这种复位/测量过程，才能使第一运算放大器510的等效输入失调电压不影响比较结果。

本实施例还提出了一种上述直接变频发射机的正交失配校准装置的方法，其包括以下步骤：

数字状态机根据控制指令进入增益误差校准模式和/或相位误差校准模式，当进入增益误差校准模式时，执行步骤A1至步骤A3，当进入相位误差校准模式时，执行步骤B1至步骤B3；

步骤A1、增益校准数字状态机380控制第一开关电路工作；

步骤A2、增益校准数字状态机380向第一电压比较器350输出第一时钟信号GCLK，第一电压比较器350根据第一时钟信号GCLK依次进行复位(即第一电子开关540、第二电子开关550导通)、测量(即第一电子开关540、第二电子开关550截止)，增益校准数字状态机380根据第一电压比较器350输出的第一比较信号进行逻辑判断，从而判知两支路的增益大小关系，随后增益校准数字状态机380向增益微调电路输出相应的增益校准信号Dg<n:0>；

步骤A3、增益微调电路根据增益校准数字状态机380输出的增益校准信号Dg<n:0>逐次调整第一数模转换器101I、第一重构低通滤波器102I、第二数模转换器101Q、第二重构低通滤波器102Q中的一种或多种的增益，直到第一电压比较器350输出的第一比较信号的极性反转，增益误差校准模式结束；

步骤B1、相位校准数字状态机417控制第二开关电路工作；

步骤B2、相位校准数字状态机417向第二电压比较器409和第三电子开关415输出第二时钟信号PCLK，在第二时钟信号PCLK有效时，无源混频器107与共模电压V_ref412短路，在第二时钟信号PCLK无效期间，低通滤波器414输出电压信号Vdcdet到第二电压比较器409，第二电压比较器409根据第二时钟信号PCLK依次进行复位、测量，相位校准数字状态机417根据第二电压比较器409输出的第二比较信号进行逻辑判断，从而判知第一本振信号LO0和第三本振信号LO90两者占空比的大小关系，随后，相位校准数字状态机417向除二分频器相位微调电路输出相应的I路相位校准信号DI<p:0>和Q路相位校准信号DQ<p:0>；

步骤B3、除二分频器相位微调电路根据I路相位校准信号DI<p:0>和Q路相位校准信号DQ<p:0>调整除二分频器105的相位，逐次改变导通的第五晶体管的个数，直到第二电压比较器409输出的第二比较信号的极性反转，相位误差校准模式结束。

V_dcdet的电压大小由以下因素决定：

$V_{\mathrm{dc}\det }=\frac{I_{\mathrm{ref}}*\mathrm{\&Delta;\&phi;}}{360*f_c*C_1}*T*\mathrm{fc}=\frac{I_{\mathrm{ref}}*\mathrm{\&Delta;\&phi;}*T}{360*C_1}$   (公式3)

其中I_ref是输入模拟偏移电压410、模拟偏移电压411在本振开关短路期间的向无源混频器107输入端流出的平均电流，Δφ为LO0和LO90两者占空比之差，单位为度，f_c为本振的频率,C₁为低通滤波器414中的电容C₁的电容值。由公式3可见V_dcdet的电压大小与本振频率无关，与电压参考输出电流，测量时长成正比，与低通滤波器414电容成反比。如I_ref为1mA，Δφ为0.2度，C₁为5pF，T为测量时长为250ns。公式3计算出V_dcdet是27.8mV。由于该电压值小，与典型的运算放大器的等效输入失调电压值可比拟，因此必须采用有效手段，排除此失调电压对比较结果的影响。故本实施例采用的是先复位后测量的方法。

假设数字状态机输出到电压比较器的控制时钟频率为2MHz，增益微调电路位数n为5位，相位微调电路位数p为4位，增益校准过程最长用时2⁵/2＝16微秒，相位校准过程最长用时2⁴/2＝8微秒。如果两个过程同时进行，整个正交失配校准最长用时16微秒。

此外，本实施例的无源混频器107是单端结构的，因此测量用的低通滤波器414相应地也采用单端结构。同理，当无源混频器107采用的是差分结构时，测量用的低通滤波器414相应地改成差分结构。

综合上述，本实施例的基本假设是：第一，在增益误差校准时，假设直流变频发射机中增益误差源于同相/正交支路的数模转换器，重构低通滤波器的之间的失配；假设直流变频发射机中同相/正交支路的增益误差在信号带宽内保持一致，并与直流点的增益误差相等。同相/正交支路的直流点频率处的增益之差即等同于同相/正交支路的增益误差值；第二，在相位误差校准时，假设直流变频发射机中正交相位误差源于除二分频器、25％占空比本振发生器和无源混频器的失配。在25％占空比本振发生器产生的四个25％占空比本振序列(LO0,LO90,LO180,LO270)中，假设LO0和LO180相位差为180度,占空比相同。假设LO90和LO270相位差为180度,占空比相同。LO0和LO90的占空比之差即等同于同相/正交支路的相位误差。

本实施例的基本思路是：第一，基于同相/正交支路在直流点的增益之差等同于信号带宽内增益失配的假设，测量直流点处的同相/正交支路增益的差别，并予以校准；第二，基于正交相位失配主要源于本振的正交相位失配，以及LO0，LO90占空比之差即等同于同相/正交支路的相位误差假设，测量LO0和LO90本振信号的占空比之差，并予以校准。

本实施例可以应用于第二、三、四代移动通讯(GSM，GPRS，EDGE,TD－SCDMA，W-CDMA，CDMA2000,LTE，WiMAX)以及数字集群通信，卫星通信等基于直接变频架构的，使用的占空比为25％本振的无源混频器的发射机系统。

对于本领域的技术人员来说，可根据以上描述的技术方案以及构思，做出其它各种相应的改变以及变形，而所有的这些改变以及变形都应该属于本发明权利要求的保护范围之内。

Claims (9)

1.一种直接变频发射机的正交失配校准装置，所述直接变频发射机包括基带信号同相通道、基带信号正交通道、占空比为25％本振的无源混频器、频率综合器、除二分频器、25％占空比本振发生器、可变增益功率放大器和天线，所述基带信号同相通道包括第一数模转换器和第一重构低通滤波器，所述基带信号正交通道包括第二数模转换器和第二重构低通滤波器；其特征在于，所述正交失配校准装置包括第一电压比较器、第二电压比较器、第一开关电路、第二开关电路、数字状态机、低通滤波器、增益微调电路和相位微调电路；无源混频器的输出端和低通滤波器的输入端连接，低通滤波器的输出端与第二电压比较器的第一输入端连接；

所述第一开关电路，用于将第一数模转换器的输入端和第二数模转换器的输入端均接入一数字偏移信号，将第一重构低通滤波器的输出端和第二重构低通滤波器的输出端均与无源混频器断开，并将第一重构低通滤波器的输出端与第一电压比较器的第一输入端连接，将第二重构低通滤波器的输出端与第一电压比较器的第二输入端连接；

所述第二开关电路，用于将第一重构低通滤波器的输出端、第二重构低通滤波器的输出端和可变增益功率放大器的输入端均与无源混频器断开，将无源混频器的基带信号同相支路输入端接入一模拟偏移电压V₁，将无源混频器的基带信号正交支路输入端接入一模拟偏移电压V₂，将第二电压比较器的第二输入端接入一共模电压V_ref，将无源混频器中的第二支路开关和第四支路开关均与无源混频器的输入端断开，所述第二支路开关受控于25％占空比本振发生器输出的第二正交本振信号，所述第四支路开关受控于25％占空比本振发生器输出的第四正交本振信号，第二正交本振信号与第四正交本振信号的相位差为180°且占空比相同；

所述增益微调电路，用于根据数字状态机输出的增益校准信号调整第一数模转换器、第一重构低通滤波器、第二数模转换器、第二重构低通滤波器中的一种或多种的增益；

所述相位微调电路，用于根据数字状态机输出的相位校准信号调整无源混频器、除二分频器、25％占空比本振发生器中的一种或多种的相位；

所述数字状态机，用于根据控制指令进入增益误差校准模式和/或相位误差校准模式；当进入增益误差校准模式时，控制第一开关电路工作，根据第一电压比较器输出的第一比较信号向增益微调电路输出相应的增益校准信号，以使第一电压比较器输出的第一比较信号的极性反转；当进入相位误差校准模式时，控制第二开关电路工作，根据第二电压比较器输出的第二比较信号向相位微调电路输出相应的相位校准信号，以使第二电压比较器输出的第二比较信号的极性反转。

2.如权利要求1所述的直接变频发射机的正交失配校准装置，其特征在于，第一电压比较器与第二电压比较器的结构相同，将第一电压比较器与第二电压比较器的结构记为电压比较模块，所述电压比较模块包括双端输入单端输出的第一运算放大器、电容Cin、第一电子开关和第二电子开关，电容Cin的一端与第一运算放大器的同相输入端连接，电容Cin的一端还通过第二电子开关与第一运算放大器的输出端连接，电容Cin的另一端作为电压比较模块的第一输入端，电容Cin的另一端还通过第一电子开关与第一运算放大器的反相输入端连接，第一运算放大器的反相输入端作为电压比较模块的第二输入端，第一运算放大器的输出端作为电压比较模块的输出端；所述正交失配校准装置还包括第三电子开关，所述共模电压V_ref还通过第三电子开关与低通滤波器的输入端连接；其中，第一电子开关的使能端、第二电子开关的使能端和第三电子开关的使能端均与数字状态机的时钟信号输出端连接，第一电子开关、第二电子开关和第三电子开关均为高电平导通；

所述数字状态机，还用于当进入增益误差校准模式时，向第一电压比较器输出第一时钟信号，当进入相位误差校准模式时，向第二电压比较器和第三电子开关输出第二时钟信号。

3.如权利要求1所述的直接变频发射机的正交失配校准装置，其特征在于，所述数字状态机包括用于在增益误差校准模式时工作的增益校准数字状态机和用于在相位误差校准模式时工作的相位校准数字状态机。

4.如权利要求1所述的直接变频发射机的正交失配校准装置，其特征在于，模拟偏移电压V₁与模拟偏移电压V₂之和等于2倍共模电压V_ref。

5.如权利要求1所述的直接变频发射机的正交失配校准装置，其特征在于，所述增益微调电路包括滤波器增益微调电路，所述滤波器增益微调电路包括一第二运算放大器以及多个由一第四电子开关与一第一分流电阻串联构成的第一串联支路，多个第一串联支路并联连接，所述第一串联支路的一端与第二运算放大器的反相端连接，第一串联支路的另一端与第二运算放大器的输出端连接，第二运算放大器的正相端接地，第二运算放大器的反相端作为信号输入端，第四电子开关的使能端用于接收数字状态机输出的增益校准信号，第四电子开关为高电平导通；所述滤波器增益微调电路的数量为一个或二个；当滤波器增益微调电路的数量为一个时，滤波器增益微调电路连接在第一数模转换器的输出端与第一重构低通滤波器的输入端之间或者连接在第二数模转换器的输出端与第二重构低通滤波器的输入端之间；当滤波器增益微调电路的数量为二个时，其中一个滤波器增益微调电路连接在第一数模转换器的输出端与第一重构低通滤波器的输入端之间，另一个滤波器增益微调电路连接在第二数模转换器的输出端与第二重构低通滤波器的输入端之间。

6.如权利要求1所述的直接变频发射机的正交失配校准装置，其特征在于，所述增益微调电路包括DAC增益微调电路，所述DAC增益微调电路包括多个由一第五电子开关与一第二分流电阻串联构成的第二串联支路，多个第二串联支路并联连接，第五电子开关的使能端用于接收数字状态机输出的增益校准信号，第五电子开关为高电平导通；所述DAC增益微调电路的数量为一个或二个；当DAC增益微调电路的数量为一个时，DAC增益微调电路的第二串联支路与第一数模转换器或第二数模转换器中的负载电阻并联；当DAC增益微调电路的数量为二个时，其中一个DAC增益微调电路的第二串联支路与第一数模转换器中的负载电阻并联，另一个DAC增益微调电路的第二串联支路与第二数模转换器中的负载电阻并联。

7.如权利要求1所述的直接变频发射机的正交失配校准装置，其特征在于，所述相位微调电路包括除二分频器相位微调电路，所述除二分频器相位微调电路包括用于控制除二分频器的I路采样放大器的电流源的第一开关单元、用于控制除二分频器的I路采样放大器的尾电流源的第一晶体管、用于控制除二分频器的I路锁存器的电流源的第二开关单元、用于控制除二分频器的I路锁存器的尾电流源的第二晶体管、用于控制除二分频器的Q路采样放大器的电流源的第三开关单元、用于控制除二分频器的Q路采样放大器的尾电流源的第三晶体管、用于控制除二分频器的Q路锁存器的电流源的第四开关单元以及用于控制除二分频器的Q路锁存器的尾电流源的第四晶体管；第一开关单元、第二开关单元、第三开关单元和第四开关单元分别由多个第五晶体管连接构成，第一开关单元的所有第五晶体管的源极连接在一起并作为输出端，第一开关单元的所有第五晶体管的漏极连接在一起并作为输入端，第二开关单元的所有第五晶体管的源极连接在一起并作为输出端，第二开关单元的所有第五晶体管的漏极连接在一起并作为输入端，第三开关单元的所有第五晶体管的源极连接在一起并作为输出端，第三开关单元的所有第五晶体管的漏极连接在一起并作为输入端，第四开关单元的所有第五晶体管的源极连接在一起并作为输出端，第四开关单元的所有第五晶体管的漏极连接在一起并作为输入端；所述相位校准信号包括I路相位校准信号和Q路相位校准信号；第一开关单元的所有第五晶体管的栅极和第二开关单元的所有第五晶体管的栅极均与I路相位校准信号连接；第三开关单元的所有第五晶体管的栅极和第四开关单元的所有第五晶体管的栅极均与Q路相位校准信号连接；第一开关单元的输出端与I路采样放大器的输入端连接，第一晶体管的漏极与第一开关单元的输入端连接，第二开关单元的输出端与I路锁存器的输入端连接，第二晶体管的漏极与第二开关单元的输入端连接，第三开关单元的输出端与Q路采样放大器的输入端连接，第三晶体管的漏极与第三开关单元的输入端连接，第四开关单元的输出端与Q路锁存器的输入端连接，第四晶体管的漏极与第四开关单元的输入端连接；第一晶体管的源极、第二晶体管的源极、第三晶体管的源极和第四晶体管的源极均接地，第一晶体管的栅极、第二晶体管的栅极、第三晶体管的栅极和第四晶体管的栅极均与频率综合器的输出端连接。

8.一种直接变频发射机的正交失配校准方法，其特征在于，包括以下步骤：

数字状态机根据控制指令进入增益误差校准模式和/或相位误差校准模式，当进入增益误差校准模式时，执行步骤A1至步骤A3，当进入相位误差校准模式时，执行步骤B1至步骤B3；

步骤A1、数字状态机控制第一开关电路工作，将第一数模转换器的输入端和第二数模转换器的输入端均接入一数字偏移信号，将第一重构低通滤波器的输出端和第二重构低通滤波器的输出端均与无源混频器断开，并将第一重构低通滤波器的输出端与第一电压比较器的第一输入端连接，将第二重构低通滤波器的输出端与第一电压比较器的第二输入端连接；

步骤A2、数字状态机根据第一电压比较器输出的第一比较信号向增益微调电路输出相应的增益校准信号；

步骤A3、增益微调电路根据数字状态机输出的增益校准信号调整第一数模转换器、第一重构低通滤波器、第二数模转换器、第二重构低通滤波器中的一种或多种的增益，直到第一电压比较器输出的第一比较信号的极性反转，增益误差校准模式结束；

步骤B1、数字状态机控制第二开关电路工作，将第一重构低通滤波器的输出端、第二重构低通滤波器的输出端和可变增益功率放大器的输入端均与无源混频器断开，将无源混频器的基带信号同相支路输入端接入一模拟偏移电压V₁，将无源混频器的基带信号正交支路输入端接入一模拟偏移电压V₂，将第二电压比较器的第二输入端接入一共模电压V_ref，将无源混频器中的第二支路开关和第四支路开关均与无源混频器的输入端断开，所述第二支路开关受控于25％占空比本振发生器输出的第二正交本振信号，所述第四支路开关受控于25％占空比本振发生器输出的第四正交本振信号，第二正交本振信号与第四正交本振信号的相位差为180°且占空比相同；

步骤B2、数字状态机根据第二电压比较器输出的第二比较信号向相位微调电路输出相应的相位校准信号；

步骤B3、相位微调电路根据数字状态机输出的相位校准信号调整无源混频器、除二分频器、25％占空比本振发生器中的一种或多种的相位，直到第二电压比较器输出的第二比较信号的极性反转，相位误差校准模式结束；

其中，无源混频器的输出端和低通滤波器的输入端连接，低通滤波器的输出端与第二电压比较器的第一输入端连接。

9.如权利要求8所述的直接变频发射机的正交失配校准方法，其特征在于，在步骤A1与步骤A2之间还有以下步骤：数字状态机向第一电压比较器输出第一时钟信号；在步骤B1与步骤B2之间还有以下步骤：数字状态机向第二电压比较器和第三电子开关输出第二时钟信号；

其中，第一电压比较器与第二电压比较器的结构相同，将第一电压比较器与第二电压比较器的结构记为电压比较模块，所述电压比较模块包括双端输入单端输出的第一运算放大器、电容Cin、第一电子开关和第二电子开关，电容Cin的一端与第一运算放大器的同相输入端连接，电容Cin的一端还通过第二电子开关与第一运算放大器的输出端连接，电容Cin的另一端作为电压比较模块的第一输入端，电容Cin的另一端还通过第一电子开关与第一运算放大器的反相输入端连接，第一运算放大器的反相输入端作为电压比较模块的第二输入端，第一运算放大器的输出端作为电压比较模块的输出端；

第三电子开关，连接在共模电压V_ref与低通滤波器的输入端之间；

第一电子开关的使能端、第二电子开关的使能端和第三电子开关的使能端均与数字状态机的时钟信号输出端连接，第一电子开关、第二电子开关和第三电子开关均为高电平导通。