CN104104333B - 一种无源混频器及其控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种无源混频器及其控制方法。该无源混频器应用于射频收发机中，其包括偶数个开关，所述开关的启闭状态分别受控于所述射频收发机的分频器输出的对应的正交本振信号，每两个开关串联形成一支路，其中一半数量的所述支路的一端均用于与所述射频收发机的基带信号同相通道的输出端连接，另一半数量的所述支路的一端均用于与所述射频收发机的基带信号正交通道的输出端连接，所有支路的另一端均短接并作为所述无源混频器的输出端，其还包括偶数个自举电压发生器，每一自举电压发生器用于控制对应的一个开关的开启阈值。本发明的电路简单，功耗要求低。

Description

一种无源混频器及其控制方法
技术领域
本发明涉及集成电路技术领域，具体涉及用于射频收发机的无源混频器及其控制方法。
背景技术
在射频收发机中，上下混频器起到重要作用。开关式混频器属于无源混频器，因其电路结构简单，功耗低，便于集成等特点，在射频集成电路领域得到大量的应用。使用占空比为25％本振的无源混频器的以其较高的增益，较低噪声，更好的线性等特点逐渐成为主流技术。
无论是多次变频系统还是直接变频系统，都存在着镜像信号抑制需求。射频收发机中，正交混频器,又称镜像抑制混频器，可用于上变频或下变频应用。数学上，正交混频器具有非常理想的镜像信号抑制能力。电路实现过程中，器件失配以及版图的非对称，令镜像信号抑制性能下降。
典型的例子是如图1所示的典型的射频收发机，其中包含两个数模转换器110、两个重构低通滤波器120、混频器130、一个频率综合器140、一个分频器150、一个可变增益功率放大器170和天线160。同相(In-Phase，简称I)/正交(Quadrate-Phase，简称Q)两路信号(其中，I路信号由基带信号同相通道提供，Q路信号由基带信号正交通道提供)经由混频器130进行上变频。输入到混频器130中的信号包括低频的正交信号BBI、BBQ和高频的正交本振信号LOI、LOQ。电路器件工艺失配的主要存在以下失配：第一，正交基带信号的增益失配和相位失配；第二，正交本振信号之间的相位失配。这些非理想因素经由混频器130变换到射频收发机载波频率，使得射频收发机的输出频谱出现镜像分量(方程式1)。
(方程式1)
方程式1中，SSB(Single Sideband)为镜像信号与发射信号的能量比，单位dB；G为正交增益误差，G等于I路增益和Q路增益之差除以I路增益，无单位；φ为正交相位误差，单位是度。
当本振频率较高，如大于1.5GHz，本振时钟周期较短，工艺失配因素引起较大比例的相位匹配度，而精准调整难度较大。如何有效地调整本振信号之间的相位失配是射频电路设计中一个重要课题。
传统的射频收发机正交失配校准方法是射频信号采集/分析与数字预失真处理相结合的方法。即采集射频收发机射频部分信号，经过下变频、滤波、模数转换，把发射出来的有用信号和镜像信号一同转换到数字域，利用数字信号处理模块，通过专门的算法，估算出带宽范围频率范围内正交失配参数，再将计算结果以预失真(Pre-distortion,PD)形式补偿到基带输入信号BBI、BBQ中。这种方法计算量大，参与校准的元件多，精度要求好，而且功耗大。这种方法可有效地补偿正交基带信号的增益失配和相位失配，但对正交本振信号之间的相位失配调整的作用有限。
射频收发机正交失配校准方法可类似的采用后失真处理的方法，如参考文献1(Yang Xu A Hybrid Approach to IQ Imbalance Self-Calibration in ReconfigurableLow-IF Receivers ISCAS2012)表述的。同样地，这种方法可有效地补偿正交基带信号的增益失配和相位失配，但对正交本振信号之间的相位失配调整作用有限。
参考文献2(Sao-Jie Chen Yong-Hsiang Hsieh IQ CALIBRATION TECHNIQUESFOR CMOS RADIO TRANSCEIVERS2006Springer)中，使用CML延时单元调整本振信号相位，这种方法所需功耗大，相位调整范围较大，但由于参与调整的器件较多，精度较差。
参考文献3(CN201110106872.2)、参考文献4(CN201310396275.7)中提到给出在正交信号发生器，即除二分频器电路对本振信号正交相位进行调整。以上方法对正交相位调整的线性度不佳，而且由于要保证除二分频器的正常功能，可调整的相位范围较小。
参考文献5(US20070072576A1)中，自举式无源混频器被首次提出，用于改善线性无源混频器的线性性能。
参考文献6(Weifeng Zhang A127mW SAW-less LTE Transmitter with LC-loadBootstrapped Quadrature Voltage Modulator in130nm RFCMOS ISCAS2012)中，提出采用自举式和逻辑与门产生的25％占空比的无源混频器，分别用于调整本振泄漏性能和调整基带信号的正交增益失配。但采用这种方法，正交增益失配调整过程中混频器的本振泄漏性能会受到影响。
参考文献7(Kurt Hausmann A SAW-less CMOS TX for EGPRS and WCDMA RadioFrequency Integrated Circuits Symposium(RFIC),2010)中，提出采用交错开关式无源混频器(Interleaved Switching Mixer)实现25％占空比的无源混频器，无需使用逻辑与门，通过受控于正交的1倍本振信号的开关对2倍本振信号进行选通操作，产生25％占空比的正交本振信号。这种方式下，混频器的功耗和噪声性能都有所提高。但未涉及本振信号的正交相位调整问题。
交错开关式无源混频器还可以使用串联开关方式实现，使用了这种混频器的射频收发机见图2。图中交错开关式无源混频器230中包括开关201-208，开关201和202，203和204，205和206，207和208串联，各开关分别受控于正交的1倍本振信号(LOIP、LOIN、LOQP、LOQN，由分频器250输出)，用以产生占空比为25％的等效开关信号。
发明内容
本发明的目的在于提出一种无源混频器，其能解决本振信号的相位调整问题。
为了达到上述目的，本发明所采用的技术方案如下：
一种无源混频器，其应用于射频收发机中，其包括偶数个开关，所述开关的启闭状态分别受控于所述射频收发机的分频器输出的对应的正交本振信号，每两个开关串联形成一支路，其中一半数量的所述支路的一端均用于与所述射频收发机的基带信号同相通道的输出端连接，另一半数量的所述支路的一端均用于与所述射频收发机的基带信号正交通道的输出端连接，所有支路的另一端均短接并作为所述无源混频器的输出端，其还包括偶数个自举电压发生器，每一自举电压发生器用于控制对应的一个开关的开启阈值。
优选的，所述支路的数量为四个，分别记为第一同相支路、第二同相支路、第一正交支路和第二正交支路；
所述正交本振信号的数量为四个，分别记为第一本振信号、第二本振信号、第三本振信号和第四本振信号，其中，第一本振信号与第二本振信号互为镜像，第三本振信号和第四本振信号互为镜像，第一本振信号与第三本振信号的相位差为90°；
所述自举电压发生器的数量为八个，分别记为第一自举电压发生器、第二自举电压发生器、第三自举电压发生器、第四自举电压发生器、第五自举电压发生器、第六自举电压发生器、第七自举电压发生器和第八自举电压发生器；
所述开关为MOS管且数量为八个，分别记为第一MOS管、第二MOS管、第三MOS管、第四MOS管、第五MOS管、第六MOS管、第七MOS管和第八MOS管；
所述第一同相支路包括第一MOS管和第二MOS管，第一MOS管的源极用于接收第一同相信号，第一MOS管的漏极与第二MOS管的源极连接，第二MOS管的漏极作为所述无源混频器的输出端，第三本振信号与所述第一MOS管的栅极交流耦合，第二本振信号与所述第二MOS管的栅极交流耦合，第一自举电压发生器的输入端与所述第一MOS管的源极连接，第一自举电压发生器的输出端与所述第一MOS管的栅极直流耦合，第二自举电压发生器的输入端与所述第一MOS管的源极连接，第二自举电压发生器的输出端与所述第二MOS管的栅极直流耦合；
所述第二同相支路包括第三MOS管和第四MOS管，第三MOS管的源极用于接收第二同相信号，第三MOS管的漏极与第四MOS管的源极连接，第四MOS管的漏极作为所述无源混频器的输出端，第四本振信号与所述第三MOS管的栅极交流耦合，第一本振信号与所述第四MOS管的栅极交流耦合，第三自举电压发生器的输入端与所述第三MOS管的源极连接，第三自举电压发生器的输出端与所述第三MOS管的栅极直流耦合，第四自举电压发生器的输入端与所述第三MOS管的源极连接，第四自举电压发生器的输出端与所述第四MOS管的栅极直流耦合；
所述第一正交支路包括第五MOS管和第六MOS管，第五MOS管的源极用于接收第一正交信号，第五MOS管的漏极与第六MOS管的源极连接，第六MOS管的漏极作为所述无源混频器的输出端，第二本振信号与所述第五MOS管的栅极交流耦合，第四本振信号与所述第六MOS管的栅极交流耦合，第五自举电压发生器的输入端与所述第五MOS管的源极连接，第五自举电压发生器的输出端与所述第五MOS管的栅极直流耦合，第六自举电压发生器的输入端与所述第五MOS管的源极连接，第六自举电压发生器的输出端与所述第六MOS管的栅极直流耦合；
所述第二正交支路包括第七MOS管和第八MOS管，第七MOS管的源极用于接收第二正交信号，第七MOS管的漏极与第八MOS管的源极连接，第八MOS管的漏极作为所述无源混频器的输出端，第一本振信号与所述第七MOS管的栅极交流耦合，第三本振信号与所述第八MOS管的栅极交流耦合，第七自举电压发生器的输入端与所述第七MOS管的源极连接，第七自举电压发生器的输出端与所述第七MOS管的栅极直流耦合，第八自举电压发生器的输入端与所述第七MOS管的源极连接，第八自举电压发生器的输出端与所述第八MOS管的栅极直流耦合；
其中，第一同相信号和第二同相信号均来自于所述基带信号同相通道的输出端，且第一同相信号和第二同相信号互为镜像；
第一正交信号和第二正交信号均来自于所述基带信号正交通道的输出端，且第一正交信号和第二正交信号互为镜像。
进一步优选的，第一自举电压发生器与第三自举电压发生器输出的电压值相等；第二自举电压发生器与第四自举电压发生器输出的电压值相等；第五自举电压发生器与第七自举电压发生器输出的电压值相等；第六自举电压发生器与第八自举电压发生器输出的电压值相等。
进一步优选的，第一至第八MOS管均为NMOS管。
优选的，所述自举电压发生器包括一电压比较器、一第九MOS管、一第十MOS管和一可对电流值进行编程的尾电流源，电压比较器的反相输入端用于与对应的支路的一端连接，电压比较器的正相输入端通过尾电流源与一负直流电压连接，电压比较器的输出端与第九MOS管的栅极连接，第九MOS管的源极接入一正直流电压，第十MOS管的栅极和漏极均与第九MOS管的漏极连接，第十MOS管的源极与电压比较器的正相输入端连接，第九MOS管的漏极与对应的开关直流耦合。
进一步优选的，第九MOS管为PMOS管，第十MOS管为NMOS管。
优选的，所述无源混频器还包括一时钟上下沿摆率控制电路，所述时钟上下沿摆率控制电路用于控制正交本振信号的上升时间和下降时间。
本发明还提出一种如上所述的无源混频器的控制方法，其包括以下步骤：设置每一自举电压发生器输出的电压值，以使相应支路的相位或占空比产生相应变化。
本发明具有如下有益效果：
同相支路和正交支路的相位可分别调整；同相支路和正交支路的占空比可分别调整；相位调整范围较大，精度较高；降低了功耗和复杂度；调整过程不影响无源混频器的本振泄露漏或直流失调性能。本发明的电路简单，功耗要求低，仅增加了八个自举电压发生器。
本发明可以应用于第二、三、四代移动通讯(GSM，GPRS，EDGE，TDS-CDMA,W-CDMA,CDMA-2000,LTE,WiMAX,WIFI)以及数字集群通信，卫星通信等的采用无源混频器的射频收发机的正交相位调整。
附图说明
图1为现有技术的一种射频收发机的结构示意图；
图2为现有技术的另一种射频收发机的结构示意图；
图3为本发明较佳实施例的无源混频器的结构示意图；
图4为本发明较佳实施例的分频器输入的本振信号与输出的本振信号关系图；
图5为本发明较佳实施例的交错式开关电路与其等效电路的关系示意图；
图6为本发明较佳实施例的交错式开关电路与其等效电路的工作原理示意图；
图7a为本发明较佳实施例的无源混频器下沿前移调整的工作原理示意图；
图7b为本发明较佳实施例的无源混频器下沿后移调整的工作原理示意图；
图7c为本发明较佳实施例的无源混频器上沿后移调整的工作原理示意图；
图7d为本发明较佳实施例的无源混频器上沿前移调整的工作原理示意图；
图7e为本发明较佳实施例的无源混频器相位前移调整的工作原理示意图；
图7f为本发明较佳实施例的无源混频器相位后移调整的工作原理示意图；
图7g为本发明较佳实施例的无源混频器占空比减小调整的工作原理示意图；
图7h为本发明较佳实施例的无源混频器占空比增大调整的工作原理示意图；
图8为本发明较佳实施例的自举电压发生器的电路图；
图9为现有技术的分频器的电路图。
具体实施方式
下面，结合附图以及具体实施方式，对本发明做进一步描述。
结合图3和图4所示，一种无源混频器，其应用于射频收发机中，其包括八个开关，所述开关的启闭状态分别受控于所述射频收发机的分频器350输出的对应的正交本振信号，每两个开关串联形成一支路，其中一半数量的所述支路的一端均用于与所述射频收发机的基带信号同相通道的输出端连接，另一半数量的所述支路的一端均用于与所述射频收发机的基带信号正交通道的输出端连接，所有支路的另一端均短接并作为所述无源混频器的输出端RFout，其还包括八个自举电压发生器，每一自举电压发生器用于控制对应的一个开关的开启阈值。自举电压发生器作用是：输出端电压变化跟随输入端电压变化，输出端直流电压比输入端电压高，其电压差为自举电压，本实施例中，自举电压可一定范围内线性调整。
具体的，所述支路的数量为四个，分别记为第一同相支路、第二同相支路、第一正交支路和第二正交支路。
所述正交本振信号的数量为四个，分别记为第一本振信号LOIP、第二本振信号LOIN、第三本振信号LOQP和第四本振信号LOQN，其中，第一本振信号LOIP与第二本振信号LOIN互为镜像，第三本振信号LOQP和第四本振信号LOQN互为镜像，第一本振信号LOIP与第三本振信号LOQP的相位差为90°。正交本振信号的产生原理请结合图4和图9所示，分频器的输入信号为2倍的本振时钟信号2XLOP、2XLON，尾电流源902、905和903、904分别受控于2XLOP和2XLON，令两组CML采样单元和锁存单元依次工作，产生四路正交本振信号LOIP、LOIN、LOQP和LOQN。
所述自举电压发生器的数量为八个，分别记为第一自举电压发生器V1、第二自举电压发生器V2、第三自举电压发生器V3、第四自举电压发生器V4、第五自举电压发生器V5、第六自举电压发生器V6、第七自举电压发生器V7和第八自举电压发生器V8。自举电压发生器的具体电路如图8所示，其包括一电压比较器801、一第九MOS管804、一第十MOS管802和一可对电流值进行编程的尾电流源803，电压比较器801的反相输入端用于与对应的支路的一端连接，电压比较器801的正相输入端通过尾电流源803与一负直流电压vss连接，电压比较器801的输出端与第九MOS管804的栅极连接，第九MOS管804的源极接入一正直流电压vdd，第十MOS管802的栅极和漏极均与第九MOS管804的漏极连接，第十MOS管802的源极与电压比较器801的正相输入端连接，第九MOS管804的漏极与对应的开关直流耦合。第九MOS管804为PMOS管，第十MOS管802为NMOS管。标准自举电压值为一个第十MOS管802的VDS电压值，尾电流源803提供偏置电流，对尾电流源803的电流值进行编程，可使第十MOS管802的VDS值线性变化，如此，可得到线性变化的自举电压。
所述开关为MOS管且数量为八个，分别记为第一MOS管301、第二MOS管302、第三MOS管303、第四MOS管304、第五MOS管305、第六MOS管306、第七MOS管307和第八MOS管308。且第一至第八MOS管均为NMOS管。
为使无源混频器获得高边带输出，信号连接关系如下：
所述第一同相支路包括第一MOS管301和第二MOS管302，第一MOS管301的源极用于接收第一同相信号BBIP，第一MOS管301的漏极与第二MOS管302的源极连接，第二MOS管302的漏极作为所述无源混频器的输出端RFout，第三本振信号LOQP与所述第一MOS管301的栅极交流耦合，第二本振信号LOIN与所述第二MOS管302的栅极交流耦合，第一自举电压发生器V1的输入端与所述第一MOS管301的源极连接，第一自举电压发生器V1的输出端与所述第一MOS管301的栅极直流耦合，第二自举电压发生器V2的输入端与所述第一MOS管301的源极连接，第二自举电压发生器V2的输出端与所述第二MOS管302的栅极直流耦合；
所述第二同相支路包括第三MOS管303和第四MOS管304，第三MOS管303的源极用于接收第二同相信号BBIN，第三MOS管303的漏极与第四MOS管304的源极连接，第四MOS管304的漏极作为所述无源混频器的输出端RFout，第四本振信号LOQN与所述第三MOS管303的栅极交流耦合，第一本振信号LOIP与所述第四MOS管304的栅极交流耦合，第三自举电压发生器V3的输入端与所述第三MOS管303的源极连接，第三自举电压发生器V3的输出端与所述第三MOS管303的栅极直流耦合，第四自举电压发生器V4的输入端与所述第三MOS管303的源极连接，第四自举电压发生器V4的输出端与所述第四MOS管304的栅极直流耦合；
所述第一正交支路包括第五MOS管305和第六MOS管306，第五MOS管305的源极用于接收第一正交信号BBQP，第五MOS管305的漏极与第六MOS管306的源极连接，第六MOS管306的漏极作为所述无源混频器的输出端RFout，第二本振信号LOIN与所述第五MOS管305的栅极交流耦合，第四本振信号LOQN与所述第六MOS管306的栅极交流耦合，第五自举电压发生器V5的输入端与所述第五MOS管305的源极连接，第五自举电压发生器V5的输出端与所述第五MOS管305的栅极直流耦合，第六自举电压发生器V6的输入端与所述第五MOS管305的源极连接，第六自举电压发生器V6的输出端与所述第六MOS管306的栅极直流耦合；
所述第二正交支路包括第七MOS管307和第八MOS管308，第七MOS管307的源极用于接收第二正交信号BBQN，第七MOS管307的漏极与第八MOS管308的源极连接，第八MOS管308的漏极作为所述无源混频器的输出端RFout，第一本振信号LOIP与所述第七MOS管307的栅极交流耦合，第三本振信号LOQP与所述第八MOS管308的栅极交流耦合，第七自举电压发生器V7的输入端与所述第七MOS管307的源极连接，第七自举电压发生器V7的输出端与所述第七MOS管307的栅极直流耦合，第八自举电压发生器V8的输入端与所述第七MOS管307的源极连接，第八自举电压发生器V8的输出端与所述第八MOS管308的栅极直流耦合；
其中，第一同相信号BBIP和第二同相信号BBIN均来自于所述基带信号同相通道的输出端，且第一同相信号BBIP和第二同相信号BBIN互为镜像；
第一正交信号BBQP和第二正交信号BBQN均来自于所述基带信号正交通道的输出端，且第一正交信号BBQP和第二正交信号BBQN互为镜像。
实际上，本实施例各信号中的“P”表示对应的输出端的正通道输出的信号，“N”表示对应的输出端的负通道输出的信号。
对于直流耦合和交流耦合具体而言，自举电压发生器、正交本振信号和NMOS管之间的连接关系为：第三本振信号LOQP通过一电容C1与所述第一MOS管301的栅极连接，第二本振信号LOIN通过一电容C2与所述第二MOS管302的栅极连接，第一自举电压发生器V1的输出端通过一电阻R1与所述第一MOS管301的栅极连接，第二自举电压发生器V2的输出端通过一电阻R2与所述第二MOS管302的栅极连接；第四本振信号LOQN通过一电容C3与所述第三MOS管303的栅极连接，第一本振信号LOIP通过一电容C4与所述第四MOS管304的栅极连接，第三自举电压发生器V3的输出端通过一电阻R3与所述第三MOS管303的栅极连接，第四自举电压发生器V4的输出端通过一电阻R4与所述第四MOS管304的栅极连接；第二本振信号LOIN通过一电容C5与所述第五MOS管305的栅极连接，第四本振信号LOQN通过一电容C6与所述第六MOS管306的栅极连接，第五自举电压发生器V5的输出端通过一电阻R5与所述第五MOS管的栅极连接，第六自举电压发生器V6的输出端通过一电阻R6与所述第六MOS管306的栅极连接；第一本振信号LOIP通过一电容C7与所述第七MOS管307的栅极连接，第三本振信号LOQP通过一电容C8与所述第八MOS管308的栅极连接，第七自举电压发生器V7的输出端通过一电阻R7与所述第七MOS管307的栅极连接，第八自举电压发生器V8的输出端通过一电阻R8与所述第八MOS管308的栅极连接。
为了调整过程不会影响无源混频器的本振泄露漏或直流失调性能，通过设置各自举电压发生器的尾电流源803，使第一自举电压发生器V1与第三自举电压发生器V3输出的电压值相等；第二自举电压发生器V2与第四自举电压发生器V4输出的电压值相等；第五自举电压发生器V5与第七自举电压发生器V7输出的电压值相等；第六自举电压发生器V6与第八自举电压发生器V8输出的电压值相等。
在本实施例中，由于自举电压的加入，各MOS管被偏置在亚阈值状态；时钟上摆，MOS管即导通进入线性区，时钟下摆，MOS管即进入截止区。自举电压增大，MOS管的直流偏置电压提高，等效于开启阈值下移，反之，自举电压减小，MOS管的直流偏置电压下降，等效于开启阈值上移。
本实施例的控制原理请见图5和图6，以第一同相支路为例进行说明(其他支路同理)，第一MOS管301为前段开关，第二MOS管302为后段开关，第一自举电压发生器V1与第三本振信号LOQP配合形成前段开关信号LOpre，第二自举电压发生器V2与第二本振信号LOIN配合形成后段开关信号LOpost，前段开关信号LOpre和后段开关信号LOpost分别控制前段开关、后段开关的启闭以形成交错式开关电路。前段开关信号LOpre和后段开关信号LOpost的复合信号即为等效开关信号LOpre X LOpost，其对应控制的开关为等效开关。前段开关信号LOpre比后段开关信号LOpost的相位超前90°，前段开关接前段开关信号LOpre，后段开关接后段开关信号LOpost，前、后段开启阈值变化对应了等效开关的上、下沿前移和后移(图7a、图7b、图7c、图7d)。
本实施例的相位调整范围与正交本振信号上升时间和下降时间有关。Tr表示正交本振信号的上升时间，Tf表示正交本振信号的下降时间，T表示正交本振信号的周期，Vhigh表示正交本振信号高电平电压，Vlow表示正交本振信号低电平电压，SRr和SRf分别表示正交本振信号的上沿和下沿的压摆率，单位V/s(方程式2)。
(方程式2)
当开启阈值变化，无源混频器的等效开关信号LOpre X LOpost的上沿和下沿相应的前移或后移。移动量可用Δφr、Δφf表示，单位度，(方程式3)。
(方程式3)
相位调整精度可由方程式3得到，其正比于最小自举电压变化量，反比与正交本振信号的上沿和下沿的压摆率，反比于正交本振信号的周期。
本实施例的电路中，当第一、第二同相支路的第一至第四自举电压发生器的自举电压的情况为：V1、V3增大，V2、V4减小，同相支路的相位前移(图7e)；当第一、第二同相支路的第一至第四自举电压发生器的自举电压的情况为：V1、V3减小，V2、V4增大，同相支路的相位后移(图7f)。同理，第一、第二正交支路的相位的调整也如此操作。
本实施例的电路中，当第一、第二同相支路的第一至第四自举电压发生器的自举电压的情况为：V1、V2、V3、V4同时增大，第一、第二同相支路的占空比增大(图7h)；当第一、第二同相支路的第一至第四自举电压发生器的自举电压的情况为：V1、V2、V3、V4同时减小，第一、第二同相支路的占空比减小(图7g)。同理，第一、第二正交支路的占空比的调整也如此操作。
本实施例的电路中，由于同相支路的正负通道所附加的自举电压相同，不会引入正负通道之间的差别，因此不会引入直流误差；同样地，正交支路的正负通道所附加的自举电压也相同，也不会引入直流误差。也就是说，无论如何设定这四个自举电压值，调整过程都不会影响无源混频器的本振泄露漏或直流失调性能。
现举具体数值说明相位调整结果，设定本振正交信号的时钟频率是2.0GHz，时钟周期是500ps，时钟的上升时间Tr和下降时间Tf都是100ps，时钟信号高电压Vhigh为1.2V，低电压Vlow为0V。由方程式2，时钟压摆率计算如下：
设定自举电压可调范围是+/-40mV，精度:5mV；四个自举电压可分别通过4位DAC编程设定。各自举电压缺省设定为8，最大值为15对应最大的自举电压输出(+40mV)，最小值为0对应最小的自举电压输出(-40mV)。由方程式3，相位调制精度和极值计算如下：
计算可得：每个正交支路等效相位调整范围是+/-2.4’，正交支路相互相位调整范围是+/-4.8’；每个正交支路等效占空比调整范围是25％+/-1.3％(90’+/-4.8’)。
下表列出了各自举电压的设置对应的I/Q路相位变化和I/Q路占空比变化。
此外，为了进一步增大相位可调整范围，本实施例的无源混频器还可以增加一时钟上下沿摆率控制电路，所述时钟上下沿摆率控制电路用于控制正交本振信号的上升时间Tr和下降时间Tf。
本实施例还提出一种如本实施例所述的无源混频器的控制方法，其包括以下步骤：设置每一自举电压发生器输出的电压值(即自举电压值)，以使相应支路的相位或占空比产生相应变化(结合图7a至图7h及上表)。
总体而言，本发明的基本思路是：对正交本振信号之间的相位失配的关注，源于无源混频器对镜像抑制性能的要求。因此，正交相位关系调整，可结合无源混频器的电路设计一同考虑。基于交错开关式无源混频器，针对正交本振信号频率较高，有着相对其信号周期较长的上升时间和下降时间的事实，通过分别改变前、后段开关的开启阈值，使等效开关信号的上升沿和下降沿前移或后移。自举电压的变化对应着开关开启阈值的变化。加入了自举电压发生器，使两正交支路的等效开关信号的相位和占空比可分别进行调整，从而实现正交本振信号的正交相位调整。
对于本领域的技术人员来说，可根据以上描述的技术方案以及构思，做出其它各种相应的改变以及变形，而所有的这些改变以及变形都应该属于本发明权利要求的保护范围之内。

Claims (7)

1.一种无源混频器，其应用于射频收发机中，其包括偶数个开关，所述开关的启闭状态分别受控于所述射频收发机的分频器输出的对应的正交本振信号，每两个开关串联形成一支路，其中一半数量的所述支路的一端均用于与所述射频收发机的基带信号同相通道的输出端连接，另一半数量的所述支路的一端均用于与所述射频收发机的基带信号正交通道的输出端连接，所有支路的另一端均短接并作为所述无源混频器的输出端，其特征在于，其还包括偶数个自举电压发生器，每一自举电压发生器用于控制对应的一个开关的开启阈值，所述自举电压发生器控制所述支路的开关启闭形成交错式开关电路，所述自举电压发生器包括一电压比较器、一第九MOS管、一第十MOS管和一可对电流值进行编程的尾电流源，电压比较器的反相输入端用于与对应的支路的一端连接，电压比较器的正相输入端通过尾电流源与一负直流电压连接，电压比较器的输出端与第九MOS管的栅极连接，第九MOS管的源极接入一正直流电压，第十MOS管的栅极和漏极均与第九MOS管的漏极连接，第十MOS管的源极与电压比较器的正相输入端连接，第九MOS管的漏极与对应的开关直流耦合。
2.如权利要求1所述的无源混频器，其特征在于，所述支路的数量为四个，分别记为第一同相支路、第二同相支路、第一正交支路和第二正交支路；
所述正交本振信号的数量为四个，分别记为第一本振信号、第二本振信号、第三本振信号和第四本振信号，其中，第一本振信号与第二本振信号互为镜像，第三本振信号和第四本振信号互为镜像，第一本振信号与第三本振信号的相位差为90°；
所述自举电压发生器的数量为八个，分别记为第一自举电压发生器、第二自举电压发生器、第三自举电压发生器、第四自举电压发生器、第五自举电压发生器、第六自举电压发生器、第七自举电压发生器和第八自举电压发生器；
所述开关为MOS管且数量为八个，分别记为第一MOS管、第二MOS管、第三MOS管、第四MOS管、第五MOS管、第六MOS管、第七MOS管和第八MOS管；
所述第一同相支路包括第一MOS管和第二MOS管，第一MOS管的源极用于接收第一同相信号，第一MOS管的漏极与第二MOS管的源极连接，第二MOS管的漏极作为所述无源混频器的输出端，第三本振信号与所述第一MOS管的栅极交流耦合，第二本振信号与所述第二MOS管的栅极交流耦合，第一自举电压发生器的输入端与所述第一MOS管的源极连接，第一自举电压发生器的输出端与所述第一MOS管的栅极直流耦合，第二自举电压发生器的输入端与所述第一MOS管的源极连接，第二自举电压发生器的输出端与所述第二MOS管的栅极直流耦合；
所述第二同相支路包括第三MOS管和第四MOS管，第三MOS管的源极用于接收第二同相信号，第三MOS管的漏极与第四MOS管的源极连接，第四MOS管的漏极作为所述无源混频器的输出端，第四本振信号与所述第三MOS管的栅极交流耦合，第一本振信号与所述第四MOS管的栅极交流耦合，第三自举电压发生器的输入端与所述第三MOS管的源极连接，第三自举电压发生器的输出端与所述第三MOS管的栅极直流耦合，第四自举电压发生器的输入端与所述第三MOS管的源极连接，第四自举电压发生器的输出端与所述第四MOS管的栅极直流耦合；
所述第一正交支路包括第五MOS管和第六MOS管，第五MOS管的源极用于接收第一正交信号，第五MOS管的漏极与第六MOS管的源极连接，第六MOS管的漏极作为所述无源混频器的输出端，第二本振信号与所述第五MOS管的栅极交流耦合，第四本振信号与所述第六MOS管的栅极交流耦合，第五自举电压发生器的输入端与所述第五MOS管的源极连接，第五自举电压发生器的输出端与所述第五MOS管的栅极直流耦合，第六自举电压发生器的输入端与所述第五MOS管的源极连接，第六自举电压发生器的输出端与所述第六MOS管的栅极直流耦合；
所述第二正交支路包括第七MOS管和第八MOS管，第七MOS管的源极用于接收第二正交信号，第七MOS管的漏极与第八MOS管的源极连接，第八MOS管的漏极作为所述无源混频器的输出端，第一本振信号与所述第七MOS管的栅极交流耦合，第三本振信号与所述第八MOS管的栅极交流耦合，第七自举电压发生器的输入端与所述第七MOS管的源极连接，第七自举电压发生器的输出端与所述第七MOS管的栅极直流耦合，第八自举电压发生器的输入端与所述第七MOS管的源极连接，第八自举电压发生器的输出端与所述第八MOS管的栅极直流耦合；
其中，第一同相信号和第二同相信号均来自于所述基带信号同相通道的输出端，且第一同相信号和第二同相信号互为镜像；
第一正交信号和第二正交信号均来自于所述基带信号正交通道的输出端，且第一正交信号和第二正交信号互为镜像。
3.如权利要求2所述的无源混频器，其特征在于，第一自举电压发生器与第三自举电压发生器输出的电压值相等；第二自举电压发生器与第四自举电压发生器输出的电压值相等；第五自举电压发生器与第七自举电压发生器输出的电压值相等；第六自举电压发生器与第八自举电压发生器输出的电压值相等。
4.如权利要求2所述的无源混频器，其特征在于，第一至第八MOS管均为NMOS管。
5.如权利要求1所述的无源混频器，其特征在于，第九MOS管为PMOS管，第十MOS管为NMOS管。
6.如权利要求1所述的无源混频器，其特征在于，所述无源混频器还包括一时钟上下沿摆率控制电路，所述时钟上下沿摆率控制电路用于控制正交本振信号的上升时间和下降时间。
7.一种如权利要求1所述的无源混频器的控制方法，其特征在于，包括以下步骤：
设置每一自举电压发生器输出的电压值，以使相应支路的相位或占空比产生相应变化。
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