CN113098291B - 一种dc/dc交错变换器 - Google Patents

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Abstract

本申请提出一种DC/DC交错变换器，交错变换器包括控制器和至少两个耦合单元，耦合单元包括第一电感、第二电感、第一开关管、第二开关管、第一二极管以及第二二极管；第一电感与第二电感互为反向耦合电感，第一电感的输入端与第一开关管的第一极连接，第二电感的输入端与第二开关管的第一极连接，第一开关管的第二极和第二开关管的第二极均与整流输入模块的正端连接；第一开关管的第三极和第二开关管的第三极分别与控制器连接；控制器用于向每一组耦合单元中的第一开关管的第三极和第二开关管的第三极分别发送驱动信号，从而工作耦合单元的工作状态，以将整流输入模块输出的电流转换目标电流，满足电器设备的用电需求。

Description

一种DC/DC交错变换器
技术领域
本申请涉及电领域，具体而言，涉及一种DC/DC交错变换器。
背景技术
随着社会的发展和科学的进步，人们的生活水平越来越高。各种类型的电子器件对于生活水平提升起重要作用。电子器件对于供电的要求各不相同。但是供电装置的工作状态存在波动，导致供电装置输出的电流不满足电子器件的要求。
如何开发一种能够将供电装置输出的电流转换为满足电子器件的要求的直流电，成为了困扰本领域技术人员的难题。
发明内容
本申请的目的在于提供一种DC/DC交错变换器，以至少部分改善上述问题。
为了实现上述目的，本申请实施例采用的技术方案如下：
第一方面，本申请实施例提供一种DC/DC交错变换器，所述交错变换器包括控制器和至少两个耦合单元，所述耦合单元包括第一电感、第二电感、第一开关管、第二开关管、第一二极管以及第二二极管；
所述第一电感与所述第二电感互为反向耦合电感，所述第一电感的输入端与所述第一开关管的第一极连接，所述第二电感的输入端与所述第二开关管的第一极连接，所述第一开关管的第二极和所述第二开关管的第二极均与整流输入模块的正端连接；所述第一开关管的第三极和所述第二开关管的第三极分别与控制器连接；
所述第一电感的输出端与所述第二电感的输出端均连接于所述交错变换器的输出正端，所述整流输入模块的负端连接于所述交错变换器的输出负端；
所述第一二极管的阴极连接于所述第一电感与所述第一开关管之间，所述第二二极管的阴极连接于所述第二电感与所述第二开关管之间，所述第一二极管的阳极和所述第二二极管的阳极均连接于所述交错变换器的输出负端；
所述控制器用于向每一组耦合单元中的所述第一开关管的第三极和所述第二开关管的第三极分别发送驱动信号，控制所述第一开关管和所述第二开关管的开断状态，从而切换工作耦合单元的工作状态，以将所述整流输入模块输出的电流转换目标电流。
可选地，所述控制器用于依据所述整流输入模块的当前输入电压和最大输入电压以及所述交错变换器的当前输出电流和额定电流，生成控制策略；
其中，所述控制策略包括向每一组耦合单元分别对应的第一时间段和第二时间段，所述第一时间段为周期内向所述第一开关管的第三极发送高电平信号的时间段，所述第二时间段为周期内向所述第二开关管的第三极发送高电平信号的时间段。
可选地，当所述当前输入电压大于所述最大输入电压的三分之二，且所述当前输出电流小于所述额定电流的二分之一，大于所述额定电流的三分之一时，所述控制策略为断续导通控制策略；
其中，所述断续导通控制策略为所述第一时间段与所述第二时间段不存在重叠的控制策略。
可选地，在所述控制策略为断续导通控制策略的情况下，所述控制器用于在待切换状态的第一开关管或第二开关管处于零电流状态下，切换向待切换状态的第一开关管或第二开关管的第三级输出的驱动信号。
可选地，当所述当前输入电压小于或等于所述最大输入电压的三分之一，且所述当前输出电流大于所述额定电流的五分之四时，所述控制策略为连续导通控制策略；
其中，所述连续导通控制策略为所述第一时间段与所述第二时间段存在重叠的控制策略。
可选地，当所述当前输入电压大于所述最大输入电压的三分之二，且所述当前输出电流小于所述额定电流的三分之一时，所述控制策略为去耦合控制策略；
其中，所述去耦合控制策略为所述第一时间段或所述第二时间段的长度为0的控制策略。
可选地，当所述当前输入电压低于第一电压阈值或高于第二电压阈值时，所述控制策略为限制输出控制策略；
所述限制输出控制策略为所述第一时间段和所述第二时间段的长度均为0的控制策略。
可选地，所述第一电感和所述第二电感由EE型磁芯绕制，所述EE型磁芯包括两根边柱和中柱，所述第一电感绕制于一根边柱，所述第二电感绕制于另一根边柱，所述中柱设有间隙，所述中柱的横截面积是所述边柱的横截面积的两倍，所述第一电感和所述第二电感的耦合系数为-1/3。
可选地，所述交错变换器还包括第一滤波电容和第二滤波电容；
所述整流输入模块的正端和负端分别与所述第一滤波电容的两极连接；
所述交错变换器的输出负端和输出正端与所述第二滤波电容的两极连接。
相对于现有技术，本申请实施例所提供的一种DC/DC交错变换器，交错变换器包括控制器和至少两个耦合单元，耦合单元包括第一电感、第二电感、第一开关管、第二开关管、第一二极管以及第二二极管；第一电感与第二电感互为反向耦合电感，第一电感的输入端与第一开关管的第一极连接，第二电感的输入端与第二开关管的第一极连接，第一开关管的第二极和第二开关管的第二极均与整流输入模块的正端连接；第一开关管的第三极和第二开关管的第三极分别与控制器连接；控制器用于向每一组耦合单元中的第一开关管的第三极和第二开关管的第三极分别发送驱动信号，控制第一开关管和第二开关管的开断状态，从而工作耦合单元的工作状态，以将整流输入模块输出的电流转换目标电流，满足电器设备的用电需求。
为使本申请的上述目的、特征和优点能更明显易懂，下文特举较佳实施例，并配合所附附图，作详细说明如下。
附图说明
为了更清楚地说明本申请实施例的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，应当理解，以下附图仅示出了本申请的某些实施例，因此不应被看作是对范围的限定，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其它相关的附图。
图1为本申请实施例提供的交错变换器的部分连接示意图；
图2为本申请实施例提供的交错变换器的部分连接示意图之一；
图3为本申请实施例提供的电感绕制示意图；
图4为本申请实施例提供的断续导通控制策略中的驱动信号示意图；
图5为本申请实施例提供的连续导通控制策略中的驱动信号示意图；
图6为本申请实施例提供的去耦合控制策略中的驱动信号示意图；
图7(a)为本申请实施例提供的电流断续模式(DCM)驱动信号和电流波形示意图；
图7(b)为本申请实施例提供的电流连续模式(CCM)驱动信号和电流波形示意图。
图中：10-交错变换器；20-整流输入模块；101-耦合单元；102-控制器。
具体实施方式
为使本申请实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本申请一部分实施例，而不是全部的实施例。通常在此处附图中描述和示出的本申请实施例的组件可以以各种不同的配置来布置和设计。
因此，以下对在附图中提供的本申请的实施例的详细描述并非旨在限制要求保护的本申请的范围，而是仅仅表示本申请的选定实施例。基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本申请保护的范围。
应注意到：相似的标号和字母在下面的附图中表示类似项，因此，一旦某一项在一个附图中被定义，则在随后的附图中不需要对其进行进一步定义和解释。同时，在本申请的描述中，术语“第一”、“第二”等仅用于区分描述，而不能理解为指示或暗示相对重要性。
需要说明的是，在本文中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。
在本申请的描述中，需要说明的是，术语“上”、“下”、“内”、“外”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，或者是该申请产品使用时惯常摆放的方位或位置关系，仅是为了便于描述本申请和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本申请的限制。
在本申请的描述中，还需要说明的是，除非另有明确的规定和限定，术语“设置”、“连接”应做广义理解，例如，可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或一体地连接；可以是机械连接，也可以是电连接；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，可以是两个元件内部的连通。对于本领域的普通技术人员而言，可以具体情况理解上述术语在本申请中的具体含义。
下面结合附图，对本申请的一些实施方式作详细说明。在不冲突的情况下，下述的实施例及实施例中的特征可以相互组合。
直流28V电源是军用装置中常用的一种电源，传统可控整流技术需要快速跟踪电压的相位，在输入电压频率变化速度快，范围宽时，难以实现跟踪，致使单级AC/DC在此情况下无法适用。目前常用的方式是AC/DC+DC/DC级联模式，其中，DC/DC变换器输入电压变化宽，输出电流大，一般采取单级BUCK斩波方式或者多路交错模式。由于输入/输出电压低，其功率开关器件首选功率MOSFET(简称MOS管)，但大电流的MOS管国内目前无商用化产品，需要多只并联使用，因此单路斩波影响可靠性。目前常用的交错并联技术采取分离式电感存在电感元件太多，结构复杂，功率密度不高，系统动态响应慢等问题。
进一步地，采取耦合电感方式的交错并联变换器其优点在于减少了电感元件数量，系统的动态特性好。
本申请实施例提供了一种DC/DC交错变换器10。如图1和图2所示，交错变换器10包括控制器102和至少两个耦合单元101。
需要说明的是，图1中示出了交错变换器10包括三个耦合单元101，图2中示出了交错变换器10包括两个耦合单元101，仅是用于参考，并未限定耦合单元101的数量。
耦合单元101包括第一电感L1、第二电感L2、第一开关管T1、第二开关管T2、第一二极管D1以及第二二极管D2；
第一电感L1与第二电感L2互为反向耦合电感，第一电感L1的输入端与第一开关管T1的第一极连接，第二电感L2的输入端与第二开关管T2的第一极连接，第一开关管T1的第二极和第二开关管T2的第二极均与整流输入模块20的正端连接；第一开关管T1的第三极和第二开关管T2的第三极分别与控制器102连接。
本申请实施例中，采取两两耦合电感方式利于去耦控制，避免耦合等效电感出现负电感或者无穷大状态，引起电路工作不稳定。
在一种可能的实现方式中，第一电感的输入端为同名端，第二电感的输入端为非同名端，从而构建为反向耦合电感。
在一种可能的实现方式中，第一开关管T1的第三极和第二开关管T2的第三极分别与控制器102的不同引脚连接。
第一电感L1的输出端与第二电感L2的输出端均连接于交错变换器10的输出正端，整流输入模块20的负端连接于交错变换器10的输出负端。
第一二极管D1的阴极连接于第一电感L1与第一开关管T1之间，第二二极管D2的阴极连接于第二电感L2与第二开关管T2之间，第一二极管D1的阳极和第二二极管D2的阳极均连接于交错变换器10的输出负端。
在一种可能的实现方式中，第一二极管D1和第二二极管D2均采用续流二极管。续流二极管用于释放电感线圈的反电势，避免出现过压情况。
控制器102用于向每一组耦合单元101中的第一开关管T1的第三极和第二开关管T2的第三极分别发送驱动信号，控制第一开关管T1和第二开关管T2的开断状态，从而切换工作耦合单元101的工作状态，以将整流输入模块20输出的电流转换目标电流。
可选地，通过控制第一开关管T1和第二开关管T2的开断状态，从而切换工作耦合单元101的工作状态，从而改变输出电流的电流值和电压值，即将整流输入模块20输出的电流转换目标电流。
综上所述，本申请实施例提供了一种DC/DC交错变换器，交错变换器包括控制器和至少两个耦合单元，耦合单元包括第一电感、第二电感、第一开关管、第二开关管、第一二极管以及第二二极管；第一电感与第二电感互为反向耦合电感，第一电感的输入端与第一开关管的第一极连接，第二电感的输入端与第二开关管的第一极连接，第一开关管的第二极和第二开关管的第二极均与整流输入模块的正端连接；第一开关管的第三极和第二开关管的第三极分别与控制器连接；控制器用于向每一组耦合单元中的第一开关管的第三极和第二开关管的第三极分别发送驱动信号，控制第一开关管和第二开关管的开断状态，从而工作耦合单元的工作状态，以将整流输入模块输出的电流转换目标电流，满足电器设备的用电需求。
需要说明的是，本申请实施例中的整流输入模块20如图1所示为三相整流模块。
在一种可能的实现方式，在需要满足输入/输出电压低的情况下，第一开关管D1和第二开关管D2选用功率MOSFET(简称MOS管)。多个耦合单元101并联，即可以满足大电流的工况，有能满足单个MOS管内的电流值不超出MOS管的限定电流大小。第一开关管D1的第一极为源极，第一开关管D1的第二极为漏极，第一开关管D1的第三极为栅极，第二开关管D2的第一极为源极，第二开关管D2的第二极为漏极，第二开关管D2的第三极为栅极。
本申请实施例提供的交错变换器10采用反向耦合电压方式，相对于，现有技术中常用的采取分离式电感的错并联技术，减少了电感元件，结构简单，动态响应快，系统的动态特性好。
在一种可能的实现方式中，第一电感L1和第二电感L2由EE型磁芯绕制。请参考图3，EE型磁芯包括两根边柱(分别为S1和S2)和中柱S0，第一电感L1绕制于一根边柱S1，第二电感L2绕制于另一根边柱S2，中柱S0设有间隙δ，中柱S0的横截面积是边柱(S1和S2)的横截面积的两倍，第一电感L1和第二电感L2的耦合系数为-1/3。
需要说明的是，不同的耦合单元101之间的电感不存在耦合关系。
在存在3组耦合单元101的情况下，关于控制器102如何向每一组耦合单元101中的第一开关管T1的第三极和第二开关管T2的第三极分别发送驱动信号，本申请实施例还提供了一种可能的实现方式，请继续参考图1。
控制器102用于依据整流输入模块20的当前输入电压(Vin)和最大输入电压(Vinmax)以及交错变换器10的当前输出电流(Io)和额定电流(Ion)，生成控制策略。
其中，控制策略包括向每一组耦合单元101分别对应的第一时间段和第二时间段，第一时间段为周期内向第一开关管T1的第三极发送高电平信号的时间段，第二时间段为周期内向第二开关管T2的第三极发送高电平信号的时间段。
在一种可能的实现方式中，在当前输入电压大于最大输入电压的三分之二，且当前输出电流小于额定电流的二分之一，大于额定电流的三分之一的情况下，控制策略为断续导通控制策略(简称，DCM)。
其中，断续导通控制策略为第一时间段与第二时间段不存在重叠的控制策略。
具体地，请参考图4，V1g表示第一组耦合单元101中的第一个开关管T1的栅极接收到的驱动信号的电平；V2g表示第一组耦合单元101中的第一开关管T1的栅极接收到的驱动信号的电平；V3g表示第二组耦合单元101中的第一开关管T1的栅极接收到的驱动信号的电平；V4g表示第二组耦合单元101中的第二开关管T2的栅极接收到的驱动信号的电平；V5g表示第三组耦合单元101中的第一开关管T1的栅极接收到的驱动信号的电平；V6g表示第三组耦合单元101中的第二开关管T2的栅极接收到的驱动信号的电平。T表示控制策略的执行周期。
明显地，同一组耦合单元101中的第一时间段与第二时间段不存在重叠的。
可选地，在控制策略为断续导通控制策略的情况下，控制器102用于在待切换状态的第一开关管T1或第二开关管T2处于零电流状态(即采取ZCS模式)下，切换向待切换状态的第一开关管T1或第二开关管T2的第三级输出的驱动信号。
输入低电压时，开通损耗小，DCM模式下开关器件峰值电流大，电感及MOS管的导通损耗大，通过采取ZCS模式将开通损耗降为零，即Pon＝0，Pon为开通损耗。
可选地，在当前输入电压小于或等于最大输入电压的三分之一，且当前输出电流大于额定电流的五分之四时，控制策略为连续导通控制策略(简称，CCM)。
其中，连续导通控制策略为第一时间段与第二时间段存在重叠的控制策略。
采取CCM模式，可以降低导通损耗和电感元件的Ap值，降低MOS管的电流应力。
具体地，请参考图5，V1g～V6g的含义与图4相同。明显地，同一组耦合单元101中的第一时间段与第二时间段存在重叠。
可选地，在当前输入电压大于最大输入电压的三分之二，且当前输出电流小于额定电流的三分之一的情况下，控制策略为去耦合控制策略。
其中，去耦合控制策略为第一时间段或第二时间段的长度为0的控制策略。
具体地，请参考图6，图6示出了将V2g、V4g以及V6g对应的高电平关闭，即每一个耦合单元101对应的第二时间段的长度均为0。
在一种可能的实现方式中，也可以将每一个耦合单元101对应的第一时间段的长度设为0，为了简洁，在此不进行赘述。
在当前输入电压低于第一电压阈值或高于第二电压阈值的情况下，控制策略为限制输出控制策略。
限制输出控制策略为第一时间段和第二时间段的长度均为0的控制策略。
执行限制输出控制策略，即关断了交错变换器10，可以起到保护作用，避免电路损坏。
请继续参考图1，在一种可能的实现方式中交错变换器10还包括第一滤波电容C1和第二滤波电容C2。
整流输入模块20的正端和负端分别与第一滤波电容C1的两极连接。
交错变换器10的输出负端和输出正端与第二滤波电容C2的两极连接。
第一滤波电容C1和第二滤波电容C2可以起到整流滤波的作用。
请参考图7(a)和图7(b)，第一组耦合单元101中的两路耦合电感(L1和L2)的工作波形如图7(a)和图7(b)所示，图7(a)是电流断续(DCM)电流波形示意图，图7(b)电流连续模式(CCM)电流波形示意图。
如图7(a)和图7(b)所示，(t0～t1)时段，T1管导通，T1管截止，T2管对应的放电回路中的二极管导通D2，此时，在t＝t1时刻，T1回路中L1的等效电感Leq1为：
Figure GDA0003465083130000131
其中，D为占空比，M为互感系数，k为耦合系数，Li为自感量；
因为电感L1和电感L2反向耦合，
Figure GDA0003465083130000141
此阶段，
Figure GDA0003465083130000142
的电流上升值为：
Figure GDA0003465083130000143
其中，Vin为输入电压，Vo为输出电压(交错变换器的输出电压)，T为开关周期。
(t1～t2)时段，T1和T2均关断，D1，D2导通续流，此时L1的等效电感Leq2为：
Leq2＝Li-M (1.3)
此阶段，
Figure GDA0003465083130000144
的电流下降值为：
Figure GDA0003465083130000145
(t2～t3)时段，T1关断，D1导通续流；T2导通，此时，L1的等效电感Leq3为：
Figure GDA0003465083130000146
此阶段，
Figure GDA0003465083130000147
的电流下降值为：
Figure GDA0003465083130000151
(t3～t4)时段，T1和T2均关断，D1，D2导通续流，此时L1的等效电感Leq3为：
Leq4＝Leq2＝Li-M (1.7)
此阶段，
Figure GDA0003465083130000152
的电流下降值为：
Figure GDA0003465083130000153
根据纹波电流伏秒(V·S)平衡原理：
Figure GDA0003465083130000154
当：
Figure GDA0003465083130000155
时，电流断续(DCM)。
根据式(1.8)和式(1.9)设计的Li值可使电路工作在DCM模式。
采取反向耦合的电感，其电路工作的静态电感Lss由式(1.1)得到：
Figure GDA0003465083130000161
即，降低电流上升值：
Figure GDA0003465083130000162
根据稳态电感元件的伏秒(或安秒)平衡原理可得：
|ΔI+|＝|ΔI1-|+|ΔI2-|+|ΔI3-|＝|ΔI-|＝|ΔI| (1.13)
当△I+降低，△I也就降低，电感元件的Ap值一般用式(1.14)表达：
Figure GDA0003465083130000163
由式(1.13)和式(1.14)可知耦合后电感元件的体积和重量也就降低了。
通过下面举例说明：
对于两两耦合电感系统，当0.25<lkl<0.4范围，系统动态特性最为适合，进一步，选用EE型铁氧体磁芯，其边柱面积为中柱面积的1/2，在两个边柱上绕耦合电感k＝1/3，因此本申请实施例中，其lkl＝1/3。
在设计上，当输入电压Vin＝VinN，Po＝PoN(VinN表示额定输入电压，PoN表示额定输出功率)时，当D＝0.41，在此条件下：
Figure GDA0003465083130000171
得到耦合电感的电流纹波△I耦合与非耦合电感的电流纹波△I非耦合之比：
Figure GDA0003465083130000172
即电流纹波降低14％左右，其电感的Ap值减少25％以上。
以上所述仅为本申请的优选实施例而已，并不用于限制本申请，对于本领域的技术人员来说，本申请可以有各种更改和变化。凡在本申请的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本申请的保护范围之内。
对于本领域技术人员而言，显然本申请不限于上述示范性实施例的细节，而且在不背离本申请的精神或基本特征的情况下，能够以其它的具体形式实现本申请。因此，无论从哪一点来看，均应将实施例看作是示范性的，而且是非限制性的，本申请的范围由所附权利要求而不是上述说明限定，因此旨在将落在权利要求的等同要件的含义和范围内的所有变化囊括在本申请内。不应将权利要求中的任何附图标记视为限制所涉及的权利要求。

Claims (8)

1.一种DC/DC交错变换器，其特征在于，所述交错变换器包括控制器和至少两个耦合单元，所述耦合单元包括第一电感、第二电感、第一开关管、第二开关管、第一二极管以及第二二极管；
所述第一电感与所述第二电感互为反向耦合电感，所述第一电感的输入端与所述第一开关管的第一极连接，所述第二电感的输入端与所述第二开关管的第一极连接，所述第一开关管的第二极和所述第二开关管的第二极均与整流输入模块的正端连接；所述第一开关管的第三极和所述第二开关管的第三极分别与控制器连接；
所述第一电感的输出端与所述第二电感的输出端均连接于所述交错变换器的输出正端，所述整流输入模块的负端连接于所述交错变换器的输出负端；
所述第一二极管的阴极连接于所述第一电感与所述第一开关管之间，所述第二二极管的阴极连接于所述第二电感与所述第二开关管之间，所述第一二极管的阳极和所述第二二极管的阳极均连接于所述交错变换器的输出负端；
所述控制器用于向每一组耦合单元中的所述第一开关管的第三极和所述第二开关管的第三极分别发送驱动信号，控制所述第一开关管和所述第二开关管的开断状态，从而切换工作耦合单元的工作状态，以将所述整流输入模块输出的电流转换目标电流；
所述控制器用于依据所述整流输入模块的当前输入电压和最大输入电压以及所述交错变换器的当前输出电流和额定电流，生成控制策略；
其中，所述控制策略包括向每一组耦合单元分别对应的第一时间段和第二时间段，所述第一时间段为周期内向所述第一开关管的第三极发送高电平信号的时间段，所述第二时间段为周期内向所述第二开关管的第三极发送高电平信号的时间段。
2.如权利要求1所述的DC/DC交错变换器，其特征在于，当所述当前输入电压大于所述最大输入电压的三分之二，且所述当前输出电流小于所述额定电流的二分之一，大于所述额定电流的三分之一时，所述控制策略为断续导通控制策略；
其中，所述断续导通控制策略为所述第一时间段与所述第二时间段不存在重叠的控制策略。
3.如权利要求2所述的DC/DC交错变换器，其特征在于，在所述控制策略为断续导通控制策略的情况下，所述控制器用于在待切换状态的第一开关管或第二开关管处于零电流状态下，切换向待切换状态的第一开关管或第二开关管的第三级输出的驱动信号。
4.如权利要求1所述的DC/DC交错变换器，其特征在于，当所述当前输入电压小于或等于所述最大输入电压的三分之一，且所述当前输出电流大于所述额定电流的五分之四时，所述控制策略为连续导通控制策略；
其中，所述连续导通控制策略为所述第一时间段与所述第二时间段存在重叠的控制策略。
5.如权利要求1所述的DC/DC交错变换器，其特征在于，当所述当前输入电压大于所述最大输入电压的三分之二，且所述当前输出电流小于所述额定电流的三分之一时，所述控制策略为去耦合控制策略；
其中，所述去耦合控制策略为所述第一时间段或所述第二时间段的长度为0的控制策略。
6.如权利要求1所述的DC/DC交错变换器，其特征在于，当所述当前输入电压低于第一电压阈值或高于第二电压阈值时，所述控制策略为限制输出控制策略；
所述限制输出控制策略为所述第一时间段和所述第二时间段的长度均为0的控制策略。
7.如权利要求1所述的DC/DC交错变换器，其特征在于，所述第一电感和所述第二电感由EE型磁芯绕制，所述EE型磁芯包括两根边柱和中柱，所述第一电感绕制于一根边柱，所述第二电感绕制于另一根边柱，所述中柱设有间隙，所述中柱的横截面积是所述边柱的横截面积的两倍，所述第一电感和所述第二电感的耦合系数为-1/3。
8.如权利要求1所述的DC/DC交错变换器，其特征在于，所述交错变换器还包括第一滤波电容和第二滤波电容；
所述整流输入模块的正端和负端分别与所述第一滤波电容的两极连接；
所述交错变换器的输出负端和输出正端与所述第二滤波电容的两极连接。
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