CN113037073A - 一种pfc变换器、电流控制方法和设备 - Google Patents
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Abstract
公开了一种功率因数校正PFC变换器、电流控制方法和设备，其中PFC变换器包括：交流电压源、整流桥、开关器件、续流电子器件、滤波电容，另外还包括升压电感、第一电阻、电源模块和控制电路，所述升压电感的电感值可变；所述升压电感通过第一电阻与电源模块相连接；所述控制电路与所述电源模块相连接，用于控制所述电源模块输出第一辅助电流，使得第一辅助电流在所述升压电感中产生第一电感值；所述控制电路还与所述开关器件相连接，用于控制开关器件的导通或关断以便所述变换器输出稳定电压。使得升压电感的电感值可变，从而可以取到临界电感值以上的电感值，使PFC变换器的电感裕量充分利用，提高了PFC变换器的效率。
Description
技术领域
本申请涉及变换器控制领域，尤其是涉及一种PFC变换器、电流控制方法和设备。
背景技术
功率因数校正(Power Factor correction，PFC)变换器可以减小输入电流谐波，提高输入功率因数，已得到广泛应用。PFC变换器可以分为有源和无源两种方式，相对于无源方式来说，有源方式具有输入功率因数高、体积小、成本低等优点。有源PFC变换器可采用多种电路拓扑和控制方法，其中，Boost PFC变换器具有以下优点：
1、升压电感串联在输入端，输入电流高频波纹小；
2、输出电压高，输出滤波电容储能大，体积小；
3、在整个输入高压范围内可以保持较高的功率因数；
4、电路结构简单，成本低，工作可靠度高。
根据电感与电流连续与否，可将其分为三种工作模式，即电感电流连续模式(continuous current mode，CCM)、电感电流临界连续模式(critical conduction mode，CRM)、断续导通模式(Discontinuous conduction mode，DCM)。其中，与CRM相比，DCM BoostPFC变换器具有开关管零电流开通和升压二极管无反向恢复的优点，而且开关频率恒定，有利于电感和EMI滤波器的设计。
DCM Boost PFC变换器的工作原理，图1是DCM Boost PFC变换器主电路。为了分析方便，先作出如下假设：所有器件均为理想元件、输出电压波纹与其直流量相比很小、开关频率远高于输入电压频率。
图2示出了工作于DCM时一个开关周期中的电感电流波形。当开关管Qb的导通时，续流二极管Db截止；升压电感Lb两端的电压为vg，其电流iLb由零开始以vg/Lb的斜率线性上升。当Qb关断时，iLb通过Db续流，此时Lb两端的电压为vg-V0，iLb以-(V0-vg)/Lb的斜率下降。由于Boost PFC变换器工作在DCM模式，因此在开关周期结束前，iLb下降到零。
一般地，输入交流电压vin的表达式为：
vin＝Vm sinωt (1)
其中，vin为交流输入电压，Vm为交流输入电压的幅值，ω为交流输入电压的角频率。
那么输入电压整流后的电压vg为：
vg＝Vm·|sinωt| (2)
当占空比Dy固定时，一个开关周期中电感电流峰值iLb_pk可表示为：
其中，Dy为占空比，Ts为开关周期，fs为开关频率，且fs＝1/Ts。
在每个开关周期内，Lb两端的伏秒面积平衡，即
vg·Dy·Ts＝(V0-vg)·DR·Ts (4)
其中，V0为输出电压，DR为电感电流下降到零所对应的占空比。
由式(4)可得在一个开关周期电感电流上升时间占比Dy和电感电流下降时间的占比DR之间的关系：
其中，α为电压比，且α＝Vm/V0。
电感位于输入支路，根据式(3)和式(5)得到输入电流等于电感电流平均值iLb_ave：
设定变换器的效率为100％，那么输入功率Pin等于输出功率P0，进而可得到占空比Dy的表达式为：
保持变换器工作于DCM，则有在工频周期内：
Dy+DR≤1 (8)
将式(5)和式(7)带入式(8)，可得：
由上式(9)可以看出，变换器参数一定时，在半个工频周期内，各个角度处所要求的临界电感值不同，其中，π/2处对应的临界电感值最小，即定占空比控制下的临界电感值Lb1为：
其中，α＝Vm/V0，交流输入电压的幅值Vm取值范围为
输出电压V0为400V，输出功率P0为120W，开关频率fs为100kHz，上述参数为样机参数。
在Vm所对应的交流电压90～264V AC输入电压范围内，输出电压为400V时，α的范围从0.32～0.94，根据式(10)可以作出临界电感的曲线，如图3所示。从图3中可以看出，对于固定电感在宽范围输入电压下，保持PFC变换器工作在DCM下，要求输出的电感值只能取到92μH，该92μH为电感在264V AC处的取值，而中低压区的电感裕量较高，未被充分利用，由此带来电感电流峰值较大，功率器件的电流应力很大，且电感电流有效值较大，进而带来功率器件包括电感的铜损和磁芯损耗，MOS管的开关损耗以及导通损耗，二极管和整流桥的导通损耗增大，变换器的效率较低。
发明内容
本申请利用可变电感技术，根据电网电压来调整电感的感值，从而提高变换器的效率。为了解决上述技术问题，本申请提供的技术方案如下：
第一方面，本申请提供了一种功率因数校正PFC变换器，该PFC变换器包括：交流电压源、整流桥、开关器件、续流电子器件、滤波电容，进一步地，该变换器还包括：升压电感、第一电阻、电源模块和控制电路，其中，所述升压电感的电感值可变。
进一步地，所述升压电感通过所述第一电阻与所述电源模块相连接；所述控制电路与所述电源模块相连接，用于控制所述电源模块输出第一辅助电流，使得所述第一辅助电流在所述升压电感中产生第一电感值；所述控制电路还与所述开关器件相连接，用于控制所述开关器件的导通或关断以便所述变换器输出稳定电压。
本申请提供的PFC变换器，通过新增的电源模块和控制电路来产生辅助电流，并利用该辅助电流来控制升压电感的感值，使得升压电感的电感值可变，从而可以取到临界电感值以上的电感值，使PFC变换器的电感裕量充分利用，降低电感电流的峰值和有效值，提高了PFC变换器的效率。
可选的，所述变换器还包括LC滤波器和负载等器件。
结合第一方面，在第一方面的一种可能的实施方式中，所述升压电感包括主绕组线圈和辅助绕组线圈，且所述主绕组线圈和辅助绕组线圈缠绕在同一磁芯上。所述辅助绕组线圈在所述第一辅助电流的作用下使得所述主绕组线圈产生所述第一电感值。
其中，所述主绕组线圈的一端与所述整流桥相连接，另一端与所述开关器件和所述续流电子器件相连接。具体地，主绕组线圈的一端与整流桥RB的输出端相连接，主绕组线圈的另一端与开关管Qb的源级和续流二极管Db的阴极相连接。
所述辅助绕组线圈的一端通过所述第一电阻与所述电源模块相连接，另一端接地。
结合第一方面，在第一方面的另一种可能的实施方式中，所述控制电路，还用于在所述交流电压源提供的交流输入电压的幅值发生变化时，控制所述电源模块输出第二辅助电流，所述第二辅助电流在所述升压电感中产生第二电感值。本实施方式中，当交流输入电压的幅值发生变化时，通过第二辅助电流来使升压电感的电感值从第一电感值变化到第二电感值，从而实现对期望电感值的灵活改变。
结合第一方面，在第一方面的又一种可能的实施方式中，所述辅助绕组线圈在所述第二辅助电流的作用下使得所述主绕组线圈产生所述第二电感值。本实施方式中，通过新增的辅助绕组线圈来实现主绕组线圈的电感值可变，其中，辅助绕组线圈的一端接电源模块，另一端接地，从而可以通过电源模块提供辅助电流或辅助电压来变更主绕组线圈的电感值。
可选的，所述电源模块为低压差线性稳压器LDO。由于LDO功率范围大，所以能够为升压电感提供较大范围的电流和电压，使得升压电感的电感值可变范围扩大。
结合第一方面，在第一方面的又一种可能的实施方式中，所述控制电路集成于控制器中，所述控制器还包括第一模数转换模块、第二模数转换模块和处理模块；所述第一模数转换模块与所述整流桥相连接，用于对经过所述整流桥的输入电压信号进行模数转换，并发送给所述处理模块；所述第二模数转换模块与所述续流电子器件相连接，用于对经过所述续流电子器件的输出电压信号进行模数转换，并发送给所述处理模块；所述处理模块，用于根据经过所述第一模数转换模块处理的输入电压信号，和，经过所述第二模数转换模块处理的输出电压信号确定第一占空比，并根据所述第一占空比控制所述电源模块输出所述第一辅助电流。
可选的，所述控制器为数字信号处理器DSP。所述第一模数转换模块为ADC1，所述第二模数转换模块为ADC2。
本实施方式利用控制器，比如DSP输出PWM驱动经过LC低通滤波器实现辅助供电，使得该PFC控制器所需的器件数量相比于采用LDO方式实现减少，从而节约了成本。
结合第一方面，在第一方面的又一种可能的实施方式中，所述控制器还包括信号输出模块，所述信号输出模块的一端与所述处理模块相连接，另一端与所述开关器件相连接；所述信号输出模块，用于在所述处理模块的控制下向所述开关器件发送控制信号，使得所述开关器件导通或者关断。本实施方式通过信号输出模块来输出控制信号，从而为电源模块输出辅助电流提供稳定环境，保证变换器输出稳定电压。
可选的，信号输出模块为一个脉冲宽度调制器PWM。
第二方面，本申请还提供了一种电流控制方法，所述方法应用于PFC变换器，所述变换器包括交流电压源、整流桥、开关器件、续流电子器件、滤波电容，此外，所述PFC变换器还包括升压电感、第一电阻、电源模块和控制电路，其中，所述升压电感的电感值可变。
所述方法包括：控制电路获取所述升压电感的第一参考感值；所述控制电路根据所述第一参考感值确定第一电感值；所述控制电路确定与所述第一电感值相对应的第一电压比，并根据所述第一电压比确定第一占空比，所述第一电压比为所述交流电压源提供的交流输入电压的第一幅值与所述PFC变换器的输出电压之间的比值；所述控制电路根据所述第一占空比确定第一辅助电流，并控制所述电源模块输出所述第一辅助电流，使得所述升压电感产生所述第一电感值。
本方法通过改变升压电感辅助绕组的直流偏置，改变电感磁芯的饱和度由此改变电感的感值，控制升压电感输出期望电感值，由于该期望电感值是参考感值的预设比例，所以充分地利用了宽范围输入电压下PFC变换器的临界电感裕量，降低电感电流的峰值和有效值，提高了PFC变换器的效率。
结合第二方面，在第二方面的一种可能的实施方式中，所述方法还包括：所述控制电路在控制所述电源模块输出所述第一辅助电流的同时，根据所述第一占空比生成控制信号；所述控制电路将所述控制信号发送给所述开关器件，以便控制所述开关器件导通和关断的占空比为所述第一占空比，使得所述PFC变换器输出所述输出电压。
其中，所述输出电压为直流电压。
结合第二方面，在第二方面的另一种可能的实施方式中，所述变换器中存储有电感对应关系，所述电感对应关系中包括所述第一电感值与所述第一电压比之间的对应关系；所述控制电路确定与所述第一电感值相对应的第一电压比，包括：所述控制电路根据所述电感对应关系和所述第一电感值确定所述第一电压比。
结合第二方面，在第二方面的又一种可能的实施方式中，所述方法还包括：当所述交流电压源提供的交流输入电压变化为第二幅值时，所述控制电路确定第二电压比，所述第二电压比为所述第二幅值与所述输出电压之间的比值；所述控制电路根据所述第二电压比确定第二占空比；所述控制电路根据所述第二占空比确定第二辅助电流，并控制所述电源模块输出所述第二辅助电流，使得所述升压电感产生第二电感值。
结合第二方面，在第二方面的又一种可能的实施方式中，所述变换器中存储有所述第一电感值与所述第一电压比之间的对应关系，所述控制电路根据所述第一参考感值和预设比例得到所述第一电感值；所述控制电路建立所述第一电感值与所述第一电压比的对应关系，并存储所述对应关系。
第三方面，本申请还提供了一种设备，所述设备包括前述第一方面以及第一方面各种实现方式所述的PFC变换器。该PFC变换器可实现前述第二方面以及第二方面各种实现方式所述的电流控制方法。
第四方面，本申请还提供了一种计算机可读存储介质，所述存储介质中存储有指令，当所述指令在计算机或处理器上运行时，用于执行前述第二方面以及第二方面各种实现方式中的方法。
第五方面，本申请实施例还提供了一种计算机程序产品，所述计算机程序产品包括计算机指令，当所述指令被计算机或处理器执行时，可实现前述第二方面或第二方面各种实现方式中的方法。
附图说明
图1为本申请提供的一种DCM Boost PFC变换器主电路的电路图；
图2为本申请提供的一种工作于DCM时一个开关周期中的电感电流的波形图；
图3为本申请提供的一种参考电感值曲线的示意图；
图4为本申请实施例提供的一种PFC变换器主电路的电路图；
图5为本申请实施例提供的一种升压电感的结构示意图；
图6为本申请实施例提供的另一种PFC变换器主电路的电路图；
图7a为本申请实施例提供的又一种PFC变换器主电路的电路图；
图7b为本申请实施例提供的又一种PFC变换器主电路的电路图；
图7c为本申请实施例提供的又一种PFC变换器主电路的电路图；
图7d为本申请实施例提供的又一种PFC变换器主电路的电路图；
图8为本申请实施例提供的一种电流控制方法的流程图；
图9为本申请实施例提供的一种期望电感曲线的示意图。
具体实施方式
为了使本技术领域的人员更好地理解本申请实施例中的技术方案，并使本申请实施例的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图对本申请实施例中的技术方案作进一步详细的说明。
首先，对本申请实施例中应用的技术场景和相关概念进行介绍。
本申请实施例的技术方案可应用于PFC变换器或者包含PFC变换器的电网结构中，其中，在一示例中，PFC变换器为断续导通模式(Discontinuous conduction mode，DCM)Boost PFC变换器，其基本结构参见图1所示，该DCM Boost PFC变换器具有开关管零电流开通、二极管无反向恢复和开关频率恒定等优点，但是对于固定电感在一定范围的输入电压下，PFC变换器中的电感值较小，中低压区的电感裕量未被充分利用，导致变换器中的部件导通损耗增大，变换器的效率较低。
为解决该技术问题，本申请的实施例提供一种新的PFC变换器，该PFC变换器通过可变电感技术，以及根据电网电流来控制可变电感的电感值，从而提高PFC变换器的效率。
下面介绍本实施中的PFC变换器的电路结构和工作原理。
如图4所示，为本实施例提供的一种PFC变换器的主电路的电路图，该PFC变换器包括：交流电压源、整流桥RB、开关器件、续流电子器件、滤波电容。其中，交流电压源AC用于提供交流电压vin。整流桥RB与交流电压源AC相连接，用于将交流电压源提供的交流电压vin进行整理处理得到电压vg，其中，由上述式(2)表示交流电压vin与vg的关系为：vg＝Vm·|sinωt|。Vm为交流输入电压的幅值，比如第一幅值。
可选的，所述续流电子器件包括但不限于MOS管、二极管、三极管，继电器等。所述滤波电容为输出滤波电容。
此外，该PFC变换器还包括：升压电感、第一电阻R1、电源模块和控制电路，其中，升压电感的电感值Lb′可变。
参见图4，升压电感的一端与整流桥RB相连接，另一端与续流电子器件和开关器件相连接。此外，所述升压电感还包括两个引脚，其中的一个引脚通过第一电阻R1与所述电源模块相连接，另一个引脚接地。具体地，如图5所示，升压电感中包括主绕组线圈和辅助绕组线圈，且所述主绕组线圈和辅助绕组线圈缠绕在同一磁芯上，主绕组线圈在上端，辅助绕组线圈在下端，且辅助绕组线圈的一端与第一电阻R1相连接，R1起分压限流作用。辅助绕组线圈的另一端接地。
在图5所示的升压电感器件中，主绕组线圈产生的电感值为Lb′，辅助绕组线圈用于改变主绕组线圈的电感值为Lb′，一种实施方式是，通过向辅助绕组线圈输入不同的电流或电压来改变主绕组线圈的电感值为Lb′。
此外，控制电路与电源模块相连接，所述控制电路用于控制所述电源模块输出第一辅助电流Im，使得第一辅助电流Im在升压电感中产生第一电感值Lb′。本实施例中，辅助绕组线圈在第一辅助电流Im的作用下使得所述主绕组线圈产生第一电感值Lb′，进而控制升压电感得到一个Lb′的第一电感值。
所述控制电路还与开关器件相连接，用于控制开关器件导通和关断的占空比(Duty Ratio)，以便所述PFC变换器产生一定输出电压。其中，所述开关器件的另一端接地。具体地，控制电路用于向开关器件发送控制信号，该控制信号使得所述开关器件中的开关导通或者关断，从而为电源模块输出辅助电流提供稳定环境。
其中，占空比为在一段连续工作时间内脉冲占用的时间与总时间的比值。且所述占空比由电压比确定，所述电压比为交流电压源提供的交流输入电压的幅值Vm与PFC变换器的输出电压V0之间的比值。
升压电感还与续流电子器件相连接，所述续流电子器件与滤波电容和负载相连接，一方面用于为滤波电容充电，并产生负载电压V0。
需要说明的是，PFC变换器的各个器件，包括交流电压源、整流桥、开关器件、续流电子器件和滤波电容的位置和连接关系可以参考DCM Boost PFC变换器的电路结构，此外，该PFC变换器中还可以包括LC滤波器和负载等，本实施例对此不予限制。
本实施例提供的变换器，通过新增的电源模块和控制电路来产生辅助电流，并利用该辅助电流来控制升压电感的感值，使得升压电感的电感值可变，从而可以取到临界电感值以上的电感值，使PFC变换器的电感裕量充分利用，降低电感电流的峰值和有效值，提高了PFC变换器的效率。
当交流电压源AC提供的交流输入电压的幅值发生变化时，例如，从第一幅值变为第二幅值时，此时控制电路会控制电源模块输出第二辅助电流，该第二辅助电流在所述升压电感中产生第二电感值Lb2′。具体地，升压电感的辅助绕组线圈在第二辅助电流的作用下，使得升压电感的主绕组线圈产生该第二电感值Lb2′。
如图6所示，所述PFC变换器中，交流电压源AC、整流桥RB、LC滤波器(LC Filter)、升压电感、开关管Qb、续流二极管Db、滤波电容Co和负载RLd依次连接。
具体地，所述开关管Qb的漏极与续流二极管Db的阳极相连，并且开关管Qb的漏极还与升压电感的一端相连，升压电感的另一端与LC滤波器相连接，所述LC滤波器用于输出滤波电流iL′b。续流二极管Db的阴极与滤波电容Co的正极相连接。
负载RLd并联在滤波电容Co两端，开关管Qb的源极和输出滤波电容Co的负极通过LC滤波器的另一端连接到整流桥RB，从而返回交流电压源AC构成回路。
升压电感的辅助绕组线圈与第一电阻R1相连接，第一电阻R1另一端与电源模块相连接，电源模块用于向辅助绕组线圈提供辅助电流或辅助电压，进而调节主绕组线圈的电感值。
所述电源模块和控制电路的具体电路和结构关系可以通过以下图7a～7d所示的各种可能的方式实施。
在一种可能的实现中，如图7a所示，所述电源模块为低压差线性稳压器(LowDropout Regulator，LDO)，该LDO用于输出辅助电流或辅助电源给升压电感，从而得到期望电感值。控制电路用于控制LDO输出对应的辅助电流或辅助电源。本实施方式采用LDO来提供辅助电流或辅助电源给升压电感，由于LDO功率范围大，所以能够为升压电感提供较大范围的电流和电压，使得升压电感的电感值可变范围扩大。
可选的，所述控制电路可通过一个控制器或控制芯片实现。
在另一种可能的实现中，如图7b所示，所述电源模块可通过一个滤波器和一个脉冲宽度调制器(Pulse Width Modulation，PWM)组成的电路来实现。具体地，第一电阻R1与滤波器相连接，滤波器与PWM相连接，所述PWM与控制电路相连接。所述控制电路用于控制所述PWM和滤波器共同输出一个直流的辅助电流或辅助电压，并将该辅助电流或辅助电压输出给升压电感的辅助绕组线圈。
具体实现中，所述PMW和所述控制电路可以集成在一个控制器中。
在又一种可能的实现中，如图7c所示，所述控制电路可以通过一个控制器来实现。该控制器与电源模块相连接，所述控制器用于控制电源模块输出辅助电流或辅助电压。此外，所述电源模块与滤波器相连接，所述滤波器用于过滤纹波。
进一步地，所述控制器包括第一模数转换模块、第二模数转换模块和处理模块。所述处理模块可实现所述控制电路的功能。
其中，第一模数转换模块一端与整流桥RB相连接，另一端与处理模块相连接，用于对经过整流桥RB的输入电压信号进行模数转换，并将转换后的信号发送给处理模块。第二模数转换模块一端与续流二极管Db相连接，另一端与处理模块相连接，用于对经过续流二极管Db的输出电压信号进行模数转换，并将转换后的信号发送给处理模块；所述处理模块用于根据经过第一模数转换模块处理的输入电压信号，和，经过第二模数转换模块处理的输出电压信号确定第一占空比，并根据所述第一占空比控制所述电源模块输出第一辅助电流。
进一步地，所述第一模数转换器(Analog to Digital Converter，ADC)简称为ADC1，所述第二模数转换器简称为ADC2。ADC1获取经过整流桥RB输出的电压vg后，对该电压vg从模拟信号转换为数字信号，然后传输给所述处理模块。处理模块接收后通过幅值检测得到交流输入电压的幅值Vm。
同理地，ADC2获得经过续流二极管Db的阴极输出的电压后，将该输出电压从模拟信号转换为数字信号，然后传输给所述处理模块。处理模块接收后得到输出电压V0。处理模块根据交流输入电压的幅值Vm和输出电压V0计算第一电压比，所述第一电压比表示为“α”，α＝Vm/V0。由于第一电压比α与第一占空比之间具有对应关系，且第一占空比与Dy1与第一辅助电流Im之间具有对应关系，所以通过调节第一电压比α能够控制第一辅助电流Im的大小。
可选的，所述控制器为数字信号处理器(Digital Signal Processor，DSP)。进一步地，该DSP中的处理模块为DSP芯片，所述DSP芯片为TMS320F28335。
图7c中利用控制器，比如DSP输出PWM驱动经过LC低通滤波器实现辅助供电，使得该PFC控制器所需的器件数量相比于采用LDO方式实现减少，从而节约了成本。
在图7c所示的电路结构中，处理模块的第一引脚连接电源模块，电源模块与滤波器相连接，滤波器输出辅助电流或辅助电压给升压电感；处理模块的第二引脚与开关管Qb的源极相连接。处理模块用于通过第二引脚向开关管Qb发送控制信号S0，以控制开关管Qb中开关的导通或关断。
在再一种可能的实现中，如图7d所示，所述控制器在图7c所示控制器的基础上还包括信号输出模块，该信号输出模块的一端与处理模块相连接，另一端与开关管Qb的源极相连接；该信号输出模块用于在所述处理模块的控制下，生成并向开关管Qb发送控制信号S0以控制开关管Qb的开关导通或者关断，从而为电源模块输出第一辅助电流或第一辅助电压提供稳定输出环境。例如，当通过开关器件中的开关管导通和关断产生第一占空比时，PFC变换器输出所述输出电压V0，使得升压电感产生第一电感值Lb′。
其中，所述信号输出模块为一个PWM。
本申请实施例还提供了一种电流控制方法，该方法应用于前述实施例中的任一PFC变换器。所述PFC变换器除了包括交流电压源AC、整流桥RB、开关管Qb、续流二极管Db、滤波电容Co和负载RLd之外，还包括升压电感、第一电阻R1、电源模块和控制电路，具体的各个器件的连接关系可参见图4、图6所示的电路结构，此处不再赘述。
其中，升压电感的电感值Lb′随辅助绕组线圈中辅助电流的变化而变化。升压电感的电感值Lb′为主绕组线圈的电感值。
如图8所示，所述电流控制方法包括：
101：控制电路获取所述升压电感的第一参考感值。
具体地，一种实现方式是，控制电路获取参考感值曲线，所述参考感值曲线包括参考感值与电压比之间的对应关系。如图9所示，上面的参考感值曲线中每一点的横坐标为交流输入电压的幅值Vm与输出电压V0之间的电压比α，纵坐标为第一参考感值。例如当第一电压比α等于0.475时，根据参考电感曲线得到第一参考感值为375μH；当第一电压比α等于0.940时，对应的第一参考感值为92μH。
进一步地，获取所述参考感值曲线的方式可以通过上述式(10)，
采用样机参数，交流电压源输出的交流输入电压范围是90～264V，交流输入电压的幅值Vm取值范围为
输出电压V0为400V恒定，输出功率P0为120W，开关频率fs为100kHz。
并且，第一电压比α＝Vm/V0，
所以通过测量获得交流输入电压的幅值Vm和PFC变换器的输出电压V0就能确定第一电压比。具体的实现过程可通过附图7c或7d所述的电路结构。具体地，处理模块或控制电路测量获得所述幅值Vm和输出电压V0的过程参见上述对控制器实施例的描述，此处不再赘述。
所述控制电路将测量计算的每个第一电压比α代入到式(10)中得到第一参考感值，从而建立第一电压比与第一参考感值的对应关系，并通过参考感值曲线形式存储和展现。
102：控制电路根据所述第一参考感值确定第一电感值。
所述控制电路中包括存储单元，该存储单元中存储有第一电感值Lb′与第一电压比之间的对应关系，即所述参考感值曲线。
所述控制电路根据所述第一参考感值和预设比例得到所述第一电感值，建立所述第一电感值与第一电压比的对应关系，并存储所述对应关系。例如图9所示，预设比例为80％，则第一电感值为第一参考感值的80％，例如第一电感值为375μH，则对应的第一参考感值为300μH。并且第一参考感值300μH与第一电压比0.475是一组对应关系，又可称为电感对应关系，从而根据该电感对应关系得到图9所示的期望电感曲线。
其中，所述第一电感值Lb′又称为期望电感值，该第一电感值Lb′为期望升压电感输出的电感值。
此外，所述预设比例可以根据控制器的参数需求自由设置，本实施例对此不予限制。
103：控制电路确定与所述第一电感值相对应的第一电压比，并根据所述第一电压比确定第一占空比，所述第一电压比为所述交流电压源提供的交流输入电压的第一幅值与PFC变换器的输出电压之间的比值，所述输出电压为直流电压。
具体地，所述变换器的存储单元中存储有电感对应关系(图9所示的期望电感曲线)，所述电感对应关系中包括第一电感值与第一电压比之间的对应关系。确定所述第一电压比过程包括：控制电路根据所述电感对应关系和所述第一电感值确定所述第一电压比。
104：控制电路根据所述第一占空比确定第一辅助电流，并控制所述电源模块输出所述第一辅助电流，使得所述升压电感产生所述第一电感值。
具体地，第一占空比α、第一辅助电流Im和第一电感值Lb′的关系如下：
电源模块输出的第一辅助电流Im和第一电感值Lb′的关系可以表示为Im＝f1(Lb′)；
根据上述式(10)可得第一电感值Lb′与第一占空比α之间的关系为Lb′＝f2(α)；
进而得到第一辅助电流Im和第一占空比α之间的关系，表示为Im＝f1[f2(α)]。
根据所述第一辅助电流Im和第一电阻R1确定第一辅助电压，比如DSP控制器中的PWM输出的高电平电压Vpulse。
具体地，Vpwm＝Im·R；
并且，Vpwm＝Vpulse·Dy1；
所以可得，Im·R＝Vpulse·Dy1；
由此根据交流输入电压的幅值Vm可得到PWM的占空比Dy1，从而调节辅助绕组的辅助电流Im，使第一电感值Lb′根据目标函数Lb′＝f2(α)输出期望电感值。
另外，在步骤104的过程中，所述方法还包括：控制电路在控制电源模块输出所述第一辅助电流时，生成控制信号；所述控制电路将所述控制信号发送给所述开关器件，以便控制开关器件导通和关断的占空比为第一占空比，使得所述PFC变换器输出所述输出电压V0。
本实施例提供的方法，通过改变升压电感辅助绕组的直流偏置，改变电感磁芯的饱和度由此改变电感的感值，控制升压电感输出期望电感值，由于该期望电感值是参考感值的预设比例，所以充分地利用了宽范围输入电压下PFC变换器的临界电感裕量，降低电感电流的峰值和有效值，提高了PFC变换器的效率。
此外，本方法还适用于在第一电感值发送变化时，改变第一辅助电流，使得升压电感输出对应的电感值。具体地，所述方法还包括：
当交流电压源提供的交流输入电压变化为第二幅值时，所述控制电路确定第二电压比，所述第二电压比为所述第二幅值与所述输出电压之间的比值；所述控制电路根据所述第二电压比确定第二占空比，根据所述第二占空比确定第二辅助电流，并控制所述电源模块输出所述第二辅助电流，使得所述升压电感产生第二电感值。
在一示例中，改变前的第一电感值表示为Lb1′，对应的幅值为第一幅值Vm1，第一占空比为Dy1；改变后的第二电感值表示为Lb2′，对应的幅值为第二幅值Vm2，第二占空比为Dy2；根据下面关系式可得第二占空比Dy2；
其中，Im2为第二辅助电流，α2为第二电压比，Vpulse2为所述PWM在第二电压比α2时输出的高电平电压。
最后根据Im2·R＝Vpulse2·Dy2，得到第二辅助电流Im2。
升压电感在第二辅助电流Im2的作用下，主绕组线圈产生第二电感值Lb2′。
本申请实施例提供的方法，利用可变电感技术，通过新增的控制电路和电源模块对DCM Boost PFC变换器的占空比进行控制，从而实现了宽范围输入电压下感值优化，有效减低电能损耗，提高了变换器的效率。
需要说明的是，上述方法实施例中的执行主体可以是控制电路，还可以是处理模块或控制器，控制芯片等，本实施例对此不予限制。
此外，本申请实施例还提供了一种设备，该设备包括前述实施例所述的PFC变换器，该设备具有所述PFC变换器的功能，可输出辅助电流或辅助电压给升压电感，从而控制升压电感的感值，使得升压电感的电感值达到期望感值，使PFC变换器的电感裕量充分利用，提高了PFC变换器的效率。
具体地，所述设备可以是一次电源模块或一次电源设备，具体地，所述一次电源模块或者一次电源设备的型号包括AX1200i、PS48600、XVE-120100等。当该一次电源模块与负载相连接时，可为负载供电。所述负载包括各种用电设备，例如计算器、服务器、交换机、路由器等，本申请实施例对此不予限制。
此外，本申请实施例还提供一种芯片，该芯片与存储器相连，用于读取并执行所述存储器中存储的软件程序，以实现上述方法实施例中PFC变换器所执行的功能。
其中，所述存储器可以是只读存储器，或可存储静态信息和指令的其他类型的静态存储设备，随机存取存储器，或者可存储信息和指令的其他类型的动态存储设备，也可以是电可擦可编程只读存储器或者能够用于携带或存储具有指令或数据结构形式的期望的程序代码并能够由计算机存取的任何其他介质，但不限于此。
本申请的说明书和权利要求书及上述附图中的术语“第一”、“第二”等是用于区别类似的对象，而不必用于描述特定的顺序或先后次序。应该理解这样使用的数据在适当情况下可以互换，以便这里描述的实施例能够以除了在这里图示或描述的内容以外的顺序实施。
本说明书中各个实施例之间相同相似的部分互相参见即可。尤其，对于方法实施例而言，由于其应用环境与PFC变换器的电路结构相同，所以对方法实施例中PFC变换器的电路结构和组成关系描述的比较简单，相关之处参见装置实施例中的说明即可。
以上所述的本申请实施方式并不构成对本申请保护范围的限定。
Claims (13)
1.一种功率因数校正PFC变换器，包括：交流电压源、整流桥、开关器件、续流电子器件、滤波电容，其特征在于，所述变换器还包括：升压电感、第一电阻、电源模块和控制电路，其中，所述升压电感的电感值可变；
所述升压电感通过所述第一电阻与所述电源模块相连接；
所述控制电路与所述电源模块相连接，用于控制所述电源模块输出第一辅助电流，使得所述第一辅助电流在所述升压电感中产生第一电感值；
所述控制电路还与所述开关器件相连接，用于控制所述开关器件的导通或关断以便所述PFC变换器输出稳定电压。
2.根据权利要求1所述的变换器，其特征在于，所述升压电感包括主绕组线圈和辅助绕组线圈；
所述主绕组线圈的一端与所述整流桥相连接，另一端与所述开关器件和所述续流电子器件相连接；所述辅助绕组线圈的一端通过所述第一电阻与所述电源模块相连接，另一端接地；
所述辅助绕组线圈在所述第一辅助电流的作用下使得所述主绕组线圈产生所述第一电感值。
3.根据权利要求2所述的变换器，其特征在于，
所述控制电路，还用于在所述交流电压源提供的交流输入电压的幅值发生变化时，控制所述电源模块输出第二辅助电流，所述第二辅助电流在所述升压电感中产生第二电感值。
4.根据权利要求3所述的变换器，其特征在于，
所述辅助绕组线圈在所述第二辅助电流的作用下使得所述主绕组线圈产生所述第二电感值。
5.根据权利要求1-4任一项所述的变换器，其特征在于，所述电源模块为低压差线性稳压器LDO。
6.根据权利要求1-4任一项所述的变换器，其特征在于，所述控制电路集成于控制器中，所述控制器还包括第一模数转换模块、第二模数转换模块和处理模块；
所述第一模数转换模块与所述整流桥相连接，用于对经过所述整流桥的输入电压信号进行模数转换，并发送给所述处理模块；
所述第二模数转换模块与所述续流电子器件相连接，用于对经过所述续流电子器件的输出电压信号进行模数转换，并发送给所述处理模块；
所述处理模块，用于根据经过所述第一模数转换模块处理的输入电压信号，和，经过所述第二模数转换模块处理的输出电压信号确定第一占空比，并根据所述第一占空比控制所述电源模块输出所述第一辅助电流。
7.根据权利要求6所述的变换器，其特征在于，所述控制器还包括信号输出模块，所述信号输出模块的一端与所述处理模块相连接，另一端与所述开关器件相连接；
所述信号输出模块，用于在所述处理模块的控制下向所述开关器件发送控制信号，使得所述开关器件导通或者关断。
8.一种电流控制方法，所述方法应用于功率因数校正PFC变换器，所述变换器包括交流电压源、整流桥、开关器件、续流电子器件、滤波电容，其特征在于，
所述PFC变换器还包括升压电感、第一电阻、电源模块和控制电路，其中，所述升压电感的电感值可变；所述方法包括：
所述控制电路获取所述升压电感的第一参考感值；
所述控制电路根据所述第一参考感值确定第一电感值；
所述控制电路确定与所述第一电感值相对应的第一电压比，并根据所述第一电压比确定第一占空比，所述第一电压比为所述交流电压源提供的交流输入电压的第一幅值与所述PFC变换器的输出电压之间的比值；
所述控制电路根据所述第一占空比确定第一辅助电流，并控制所述电源模块输出第一辅助电流，使得所述升压电感产生所述第一电感值。
9.根据权利要求8所述的方法，其特征在于，所述方法还包括：
所述控制电路在控制所述电源模块输出所述第一辅助电流的同时，根据所述第一占空比生成控制信号；
所述控制电路将所述控制信号发送给所述开关器件，以便控制所述开关器件导通和关断的占空比为所述第一占空比，使得所述PFC变换器输出所述输出电压。
10.根据权利要求8或9所述的方法，其特征在于，所述变换器中存储有电感对应关系，所述电感对应关系中包括所述第一电感值与所述第一电压比之间的对应关系；
所述控制电路确定与所述第一电感值相对应的第一电压比，包括：
所述控制电路根据所述电感对应关系和所述第一电感值确定所述第一电压比。
11.根据权利要求8-10任一项所述的方法，其特征在于，所述方法还包括：
当所述交流电压源提供的交流输入电压变化为第二幅值时，所述控制电路确定第二电压比，所述第二电压比为所述第二幅值与所述输出电压之间的比值；
所述控制电路根据所述第二电压比确定第二占空比；
所述控制电路根据所述第二占空比确定第二辅助电流，并控制所述电源模块输出所述第二辅助电流，使得所述升压电感产生第二电感值。
12.根据权利要求8所述的方法，其特征在于，所述变换器中存储有所述第一电感值与所述第一电压比之间的对应关系，
所述控制电路根据所述第一参考感值和预设比例得到所述第一电感值；
所述控制电路建立所述第一电感值与所述第一电压比的对应关系，并存储所述对应关系。
13.一种设备，其特征在于，所述设备包括如权利要求1至7任一项所述的PFC变换器。
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| CN201911354076.3A CN113037073A (zh) | 2019-12-25 | 2019-12-25 | 一种pfc变换器、电流控制方法和设备 |
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| CN201911354076.3A CN113037073A (zh) | 2019-12-25 | 2019-12-25 | 一种pfc变换器、电流控制方法和设备 |
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2019
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