CN113016130A

CN113016130A - 具有多个输出的多电桥功率转换器

Info

Publication number: CN113016130A
Application number: CN202080004121.7A
Authority: CN
Inventors: 朱慧斌; 朱明媚
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 2019-10-16
Filing date: 2020-10-16
Publication date: 2021-06-22
Also published as: WO2021074661A1; US11817769B2; JP2022552374A; WO2021076859A1; EP4046267A1; US20210408889A1; KR20220081355A; US20230421042A1

Abstract

根据本公开的一方面，提供了一种功率转换器装置，该装置包括：至少两个开关电桥，其连接到一条直流(DC)总线，并且均产生提供至非隔离输出端的脉宽调制(PWM)电压；以及隔离变压器，其初级绕组连接到所述两个开关电桥的输出端、以及其次级绕组连接到隔离输出端。在非隔离模式下，所述两个开关电桥按照并联模式运行，在DC总线和非隔离输出端之间传输功率。在隔离模式下，所述两个开关电桥按照全桥模式运行，通过变压器在DC总线和隔离输出端之间传输功率。

Description

具有多个输出的多电桥功率转换器

技术领域

本公开总体上涉及诸如电动车辆中使用的电力转换器之类的电力电子电路领域。

背景技术

近年来，可再生能源产业经历了快速的增长，并且由于这种增长，对电力电子技术的进一步改进有很高的需求。例如，随着大量的电动车辆(EV)进入市场，电机驱动逆变器和电池充电器已成为EV的关键组件。对不断改善成本、效率、尺寸和重量的需求提出了对EV电机驱动逆变器和电池充电器设计的挑战。

部署在EV中的电池组包括各种不同的电压和容量额定值。因此，EV需要合适的充电器以在宽范围电池电压和电流电平下充电，这尤其对于电池充电器产品供应商和商业快速充电器站带来挑战。

电池充电器功率转换器由于高电压和高电流而潜在地危险。电流隔离可以减少电安全隐患，并且在功率转换器中的组件故障的情况下可以阻止故障传播。因此，某些安全标准(诸如IEC、IEEE、UL和SAE)可能要求电流隔离，并且此强制性要求对于非车载充电器和车载电池充电器(OBC)是正确的。

EV电池充电器包括用于将交流(AC)功率转换成直流(DC)功率的电路，并且通常以两段设计，即，AC-DC段和DC-DC段。AC-DC段将(通常来自AC十点电源)的AC输入电压转换为DC总线电压，并将DC总线电压调节到适合于DC-DC段负载的理想范围内。AC-DC段可以包括各种电磁干扰(EMI)滤波器、以及采用多个二极管和有源开关设备的功率因数校正(PFC)转换器电路(或即PFC整流器)。

为了满足各种EMI规则，采用EMI滤波器来减少高频噪声，该噪声可能会对EV上的其他设备造成干扰。PFC整流器电路可以实施为升压PFC转换器，其能够将输入线电流整形为正弦波并且与AC电源的正弦波输入电压同相，并且因此将电路操作保持在单位功率因数下。同时，PFC整流器电路调节其输出，以将DC总线电压维持在某个目标范围内，以实现稳定功率流和安全操作。

作为EV电池充电器中AC-DC段之后的段，DC-DC段连接在DC总线的输出与多个电池之间。DC-DC段可以包括为隔离变压器供电的高频开关DC-DC转换器，该隔离变压器通常具有一个初级绕组和次级绕组。在次级侧，提供另一个整流器电路，以用于将隔离变压器的次级绕组的输出端调节为DC电压，以对EV电池充电。DC-DC转换器还能够调节电池充电电流并维持电池的充电状态。

基于逆变器的电机控制单元(MCU)用于使用电池功率驱动EV牵引电机。逆变器用于将电池DC电压转换为在电机绕组端子上的脉宽调制(PWM)AC输出电压波形，以根据期望调节电机绕组电流。目标是按照MCU的要求在电机的低速区域处产生高扭矩，并且在电机的高速范围下输送高功率，这通常会在电机和逆变器系统设计的折衷中引起困难的问题。

通常，电机的高扭矩输出需要转子中更多的永磁材料，其减小最大电机绕组电流，并且因此缩小电机框架尺寸。然而，转子的更多的恒磁材料意味着更高的感应反电磁力(EMF)。当EMF达到DC总线电压电平时，MCU将不再能够将更多的功率推入电机，或者将电机进一步驱动到更高的速度区域。通常通过部署或不部署DC-DC升压转换器的场削弱控制来解决此设计问题。

一种被称为场削弱控制的技术用于抵消部分永磁通量，并降低反EMF，以在电机高速区域下降至电机的DC总线电压电平以下。场削弱操作的缺点是电机效率可能大大降低，尤其是在某些深度场削弱情况下，效率降低了若干百分点，由于EV燃料经济性，这显然是一个沉重的代价。此外，逆变器在场弱化操作下将不得不承受更大的无功电流，从而导致更高的设备额定值和成本以及进一步更低的逆变器效率。

可以使用DC-DC升压转换器插入电池和向逆变器供电的DC总线之间。当电机在高速下操作时，升压转换器可以增加DC总线电压。作为结果，逆变器可以在电机绕组的端子生成更高的输出电压，以克服反EMF，并且因此，在不降低磁场的情况下，可以在较高的电机速度区域下实现连续的功率输送。这种升压转换器解决方案会带来额外的成本，但是由于逆变器效率和电机效率的提高，因此成本可以在逆变器端得到一定程度的补偿。

包括电机、逆变器和车载电池充电器的动力系组件占总EV材料成本的很大一部分。由于电机驱动的峰值功率要求，典型的EV逆变器通常具有60kW至200kW的额定值。由于成本和空间限制，车载电池充电器的额定值仅为6kW至22kW。逆变器不需要隔离，但是OBC功率段确实需要变压器隔离。因此，由于隔离的必要性和额定功率的差异，逆变器和OBC通常分别由单独的硬件和不同的子系统来体现。

为了进一步节省成本和减小尺寸或重量，确实需要研究将逆变器和OBC系统集成并且在EV电机驱动操作和电池充电操作之间重复使用公共功率转换器硬件的可能性。实际上，已经有很多关于逆变器和OBC集成的出版物。然而，仍然缺少在功率转换器拓扑的关键领域中提供需要的隔离和紧凑的逆变器和OBC系统集成的合适实用的解决方案。

发明内容

通过提出了具有多个输出端的多电桥转换器(即，多电桥转换器)的新概念的本公开的优选实施例，基本上可以解决或绕过前面提到的那些和其他问题，并且总体上实现了技术优势。多电桥转换器通常包括两个连接到直流(DC)总线的开关电桥，每个电桥生成至非隔离输出端的脉宽调制(PWM)电压。隔离变压器具有连接在两个电桥输出端的两端的初级绕组、以及连接到隔离输出端的次级绕组。使用相同组转换器硬件，将不同的选通时序控制用于生成不同的PWM电压波形，并且将DC总线功率输送到非隔离输出端或隔离输出端，但不能同时提供。在非隔离模式下，两个开关电桥以并联模式运行，并且功率在DC总线和非隔离输出端之间传输。在隔离模式下，两个开关电桥均以全桥模式运行，并且通过变压器在DC总线和隔离输出端之间传输功率。

在非隔离模式下，多电桥转换器电桥以并联模式运行，其门极开关同相同步(即无相移)，以在变压器两端产生相同的PWM电压波形。因此变压器绕组不会受到任何预期的有效差分电压的激励，并且不会在变压器两端传递大量功率。因此，功率主要从DC总线传输到非隔离输出端，并具有双向功率流的能力。

在隔离模式下，控制多电桥转换器电桥以全桥模式运行，并且它们的门极开关信号发生相移和异相，因此，变压器绕组会受到预期的明显的差分电压激励，并且功率主要通过变压器从DC总线传输到非隔离输出端，并具有双向功率流的能力。在此必须注意，以最小化或停止流向非隔离负载的任何功率，这可能需要对负载段配置进行特殊布置。无论如何，使用相同的硬件，多电桥转换器可以在不同的栅极时序控制下向非隔离输出端和隔离端口输出端传输功率。

通常，当多个开关电桥并联运行时，众所周知，在同步的PWM门极开关信号中，电桥之间具有相移的交错操作。好处包括更高的有效PWM开关频率、输出电压和电流开关纹波更低以及潜在的EMI噪声频谱可能更低。为了与提出的多电桥转换器实现交错PWM操作，在变压器的初级侧或次级侧将一个附加的断路开关与变压器绕组串联连接。在非隔离运行模式下，当在DC总线和非隔离输出端之间传输功率时，变压器断路开关断开，电桥的PWM开关同步并以相移角交错。在隔离运行模式下，变压器断路开关接通，控制两个电桥以全桥模式运行，PWM开关信号发生相移并在两个电桥之间异相，并且功率通过变压器在DC总线和隔离输出端之间传输。

在本公开的相同思想下，多电桥转换器开关电桥可以使用二电平、三电平、五电平或任何多电平转换器拓扑结构，诸如二极管中性点钳位(NPC)多电平转换器、有源中性点钳位(ANPC)多电平转换器、悬浮电容器多电平转换器、或在电桥之间的任何不同多电平拓扑的组合等。

类似地，在本公开中给出的示例是，多电桥转换器可以包括三个、四个或任意数量更多的开关电桥，或者连接到多个单独的隔离变压器，或者连接到具有多个联接在一起的多个绕组的同一隔离变压器，或者混合不同变压器设计。

作为根据本公开的各种实施例的示例电路，多电桥转换器配置为三相PWM逆变器，用于集成EV电机驱动器和车载充电系统，包括：具有多个电池单元的电池，其通过DC主接触器或开关连接到DC总线；三个多电桥转换器，其形成DC-AC逆变器操作，用于驱动AC电机的非隔离输出端；隔离变压器，其具有连接到转换器电桥输出端的两端的初级绕组，和连接到任何类型的整流器以用于输出DC功率的次级绕组，从而对电池组充电。电源连接到DC总线，该电源来自直接连接到DC总线的外部DC电源或来自通过AC-DC整流器间接连接的外部AC电源。

控制器通过PWM同步和相移来操作三相多电桥转换器。在非隔离模式下的逆变器驱动操作期间，当电池接触器接通且未插入外部电源时，在每个多电桥转换器中，两个开关电桥以并行模式运行，并且电源主要在DC总线和非隔离输出端之间传输。在隔离运行模式下的电池充电操作期间，当插入外部电源时，电池接触器断开，在每个多电桥转换器中，两个开关电桥均以全桥模式运行，功率主要通过变压器在DC总线和隔离输出端之间传输。

在这里，EV电机需要是双绕组电机或双段绕组AC电机，其中两组电机绕组彼此分开。每组电机绕组通常常见的是星形连接。在隔离运行模式下的电池充电操作期间，将进一步的门极开关同步施加在连接到相同组电机相绕组上的开关电桥之间，因此，每组电机绕组都在电机端子以几乎为零的差分电压激励，以便减少任何无用的电机循环电流。

作为根据本公开的各种实施例的示例电路，多电桥转换器被配置作为集成EV驱动和车载充电系统的DC-DC升压转换器。该装置包括：形成为DC-DC升压转换器的两个开关电桥，其输出到向EV驱动逆变器和AC电机供电的DC总线；隔离变压器，具有连接到转换器电桥输出端的两端的初级绕组、以及连接到整流器以输出DC功率的次级绕组，从而对电池组充电；相同的电池组还连接到DC接触器，然后连接到升压电感器，并且然后连接到转换器电桥的中点输出端；并且还有电源直接连接到DC总线或通过功率转换器间接连接到DC总线。

控制器通过PWM同步和相移来操作多电桥转换器。在非隔离运行模式下的EV驱动升压操作期间，电池接触器接通并且未插入外部电源，在每个多电桥转换器中，两个开关电桥以并联模式运行，并且功率从电池传输到DC总线，并具有双向功能。在隔离运行模式下的电池充电操作期间，电池接触器断开并且插入外部AC电源，在每个多电桥转换器中，两个开关电桥均以全桥模式运行，并且功率通过变压器在DC总线和隔离输出端之间传输。

为了进一步节省成本，可以将升压电感器部分或全部集成到隔离变压器的磁设计中，并且通过主接触器输入的电池连接到隔离变压器初级绕组的中点，因此，变压器绕组可用作耦合的升压电感器，无论还有或没有任何其他单独的电感器。

根据本公开的各种方面，AC-DC转换器(即，PFC整流器)可能不是完全附加的另一套硬件，而是可以通过在反向功率方向上操作部分或整套逆变器桥以从AC电源汲取功率来集成和实现的整流器硬件和功率因数校正功能，无论是否使用电机绕组作为PFC整流器所需的电感器。

可选地，在任一前述方面中，在多电桥转换器的两端的多个隔离变压器可以是单独的变压器，或者可以是具有耦合在同一心结构上的多个初级绕组并且具有公共次级绕组的集成变压器。

可选地，在任一前述方面中，AC电机可以具有多组单独的电枢绕组，其中每个绕组的组由多电桥转换器的单独的逆变器相输出端供电。这种单独的绕组配置避免了由于共模电压而在电机绕组中引起任何潜在的循环电流。

可选地，在任一前述方面中，多电桥转换器可以驱动多个单独的AC电机，并且每个电机由多电桥转换器的单独的逆变器相输出端供电。

前述内容以简化的形式相当广泛地概述了本公开的特征和技术优点，以便可以更好地理解以下的本公开的详细描述。在下文中将描述形成本公开的权利要求的主题的本公开的附加特征和优点。本领域技术人员应当理解，所公开的概念和特定实施例可以容易地用作修改或设计用于实现本公开的相同目的的其他结构或过程的基础。本领域技术人员还应该认识到，这样的等效构造不脱离所附权利要求书中阐述的本公开的精神和范围。

例如，在本公开中，示出了在非隔离运行模式下将多电桥转换器配置为DC-AC逆变器和DC-DC升压电路。尽管此处未示出，但多电桥转换器配置为在非隔离运行模式下形成DC-DC降压(Buck)电路。实际上，在DC-DC降压电路中绘制多电桥转换器要容易得多，并且这在本公开中所教导的相同构思和确切思想下。

再举一个例子，断路开关与初级侧或次级侧的隔离变压器绕组串联，以实现更多功能和更好的性能。同样，断路开关可以与多电桥转换器的非隔离输出串联连接，这可以减少任何无用的功率损耗或简单地简化控制。然而，诸如在电路中的任何地方添加断路开关的这种修改不脱离如所附权利要求中阐述的本公开的精神和范围。

又例如，本公开中示出的隔离式DC-DC充电电路主要是全桥相移转换器、LLC转换器或双有源桥(DAB)转换器。应当理解，其他隔离式DC-DC拓扑或不同拓扑的组合也是适用的，并且非常适合于多电桥转换器电路的实现。并且，使用其他那些不同的DC-DC拓扑结构进行的这种修改不脱离如所附权利要求书中阐述的本公开的精神和范围。

附图说明

本公开的各方面通过示例的方式示出，并且不受附图的限制。

图1A至图1D示出根据本公开的各种实施例的多电桥转换器的电路示例及其操作波形；

图2A至图2D示出了根据本公开的各种实施方式的具有附加的变压器断路开关的多电桥转换器的两个电路示例及其操作波形；

图3A至图3C示出根据本公开的各种实施例的使用三电平电桥拓扑的多电桥转换器及其操作波形的电路示例；

图4A至图4D示出使用三个开关电桥的多电桥转换器的两个电路示例及其操作波形；

图5A示出了根据本公开的各种实施例的基于多电桥转换器的集成有电池充电系统的单相逆变器的电路示例；

图5B示出了具有示例性开关波形的处于非隔离运行模式的图5A中所示的电路示例的等效电路。

图5C示出了具有示例性开关波形的处于隔离运行模式的图5A中所示的电路的等效电路。

图6A示出了根据本公开的各种实施例的基于多电桥转换器的集成有电池充电系统的三相逆变器的电路示例；

图6B示出了图6A中示出的电路的非隔离运行模式下开关波形的示例；

图6C示出了图6A中示出的电路的隔离运行模式下开关波形的示例；

图6D示出了根据本公开的各种实施例的基于多电桥转换器的集成有电池充电系统的三相逆变器的另一电路示例；

图6E示出了根据本公开的各种实施例的基于多电桥转换器的集成有电池充电系统的三相逆变器的另一电路示例；

图7A示出了根据本公开的各种实施例的基于多电桥转换器的集成有电池充电系统的三相逆变器的另一电路示例；

图7B示出了根据本公开的各种实施例的基于多电桥转换器的集成有电池充电系统的三相逆变器的另一电路示例；

图8A示出了根据本公开的各种实施例的基于多电桥转换器的集成有电池充电系统的三相逆变器的另一电路示例；

图8B示出了根据本公开的各种实施例的基于多电桥转换器的集成有电池充电系统的三相逆变器的另一电路示例；

图8C示出了根据本公开的各种实施例的基于多电桥转换器的集成有电池充电系统的三相逆变器的另一电路示例；

图8D示出了根据本公开的各种实施例的基于多电桥转换器的集成有电池充电系统的三相逆变器的另一电路示例；

图9A示出了根据本公开的各个实施例的基于多电桥转换器的集成有电池充电系统的三相逆变器的另一电路示例，该逆变器驱动两个电机；

图9B示出了根据本公开的各种实施例的基于多电桥转换器的集成有电池充电系统的三相逆变器的另一电路示例，该逆变器驱动两个电机；

图10A示出根据本公开的各种实施例的基于多电桥转换器的集成有电池充电系统的DC-DC升压转换器的电路示例；

图10B示出在具有示例开关波形的非隔离运行模式下的图10A的电路的等效电路；

图10C示出在具有示例开关波形的隔离运行模式下的图10A的电路的等效电路；

图10D示出了图10A所示的电路示例，其具有在非隔离模式下具有示例性开关波形的附加的变压器断路开关；

图11A示出根据本公开的各种实施例的基于多电桥转换器的集成有电池充电系统的DC-DC升压转换器的另一电路示例；

图11B示出了在具有示例性开关波形的非隔离运行模式下的图11A所示的电路的等效电路；

图11C示出了在具有示例性开关波形的隔离运行模式下的图11A中所示的电路的等效电路；

图11D示出了图11A中所示的电路示例，其具有在非隔离模式下具有示例性开关波形的附加的变压器断路开关。

图12示出根据本公开的各种实施例的集成有电池充电系统的基于多电桥转换器的集成DC-DC升压转换器的另一电路示例；

图13示出根据本公开的各种实施例的基于多电桥转换器的集成有电池充电系统的DC-DC升压转换器的另一电路示例；

图14示出根据本公开的各种实施例的基于多电桥转换器的集成有电池充电系统的DC-DC升压转换器的另一电路示例；

图15A示出根据本公开的各种实施例的基于多电桥转换器的集成有电池充电系统的DC-DC升压转换器的另一电路示例；

图15B示出根据本公开的各种实施例的基于多电桥转换器的集成有电池充电系统的DC-DC升压转换器的另一电路示例；

图15C示出根据本公开的各种实施例的基于多电桥转换器的集成有电池充电系统的DC-DC升压转换器的另一电路示例。

具体实施方式

现在将参考附图描述本公开，这些附图通常涉及例如可以在电动车辆中使用的电力电路。例如，本文描述的电路可以用于从外部源对电池充电并且用于控制功率以使用电池驱动电机。

EV功率系统对组件尺寸、重量和转换器效率敏感。使用传统的金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)和绝缘栅双极型晶体管(IGBT)的主流功率转换器设计已达到其性能极限，可以针对效率、尺寸和重量益处而采用诸如氮化镓(GaN)和碳化硅(SiC)MOSFET晶体管的新一代功率器件。另外，使用共享的硬件电路来执行诸如驱动电机和对电池充电之类的不同功能是有效的，并且可以节省成本；并且集成电机驱动和电池充电系统可以进一步提供成本和尺寸收益。

通常，EV应该能够从至少两个不同的电源(例如，来自充电站的DC功率和来自公用AC电网的AC功率)对EV的电池充电。因此，除了在驱动模式或牵引模式期间操作EV电机的逆变器电路外，EV车载功率系统还可以包括DC和AC充电电路。

EV电池的充电可以包括使用车载充电电路。来自电池的功率可以用于通过逆变器为一个或多个电机供电，以推动电动车辆。在某些情况下，某些组件可以被这些电路共享，这可以降低成本并提高效率。使用高级高频电路拓扑并且在车载充电和逆变器之间使用公共功率转换器级(例如功率电桥)来集成车载充电电路和逆变器电路可以降低EV功率系统的整个成本、尺寸和重量。然而，任何集成解决方案还需要解决不同的额定功率、隔离要求和宽电压范围带来的这些技术挑战。

应当理解，本公开的当前实施例可以以许多不同的形式来实施，并且权利要求的范围不应被解释为限于本文阐述的实施例。而是，提供这些实施例以使得本公开将是彻底和完整的，并且将本发明的实施例构思充分传达给本领域技术人员。实际上，本公开旨在覆盖这些实施例的替代、修改和等同物，这些替代、修改和等同物被包括在如所附权利要求所限定的本公开的范围和精神内。此外，在本公开的实施例的以下详细描述中，阐述了许多具体细节以提供透彻的理解。然而，对于本领域普通技术人员将清楚的是，可以在没有这种具体细节的情况下实践本公开的实施例。

图1A示出多电桥转换器100的概念图，该多电桥转换器100包括连接到DC总线130并与隔离变压器120耦合的多电桥110(其由两个开关电桥组成，即A相桥111和B桥112，但也可以由两个以上的开关电桥组成，如各个实施例所期望的那样)，该隔离变压器120具有连接在A相电桥111的输出端(即端口A)和B相输出端112(即端口B)之间的初级绕组。在控制器140生成并向多电桥转换器100提供不同的PWM选通控制信号的情况下，多电桥转换器100可以在至少两种不同的模式下操作，包括：(i)非隔离运行模式，其中两个开关电桥以并联模式运行，并且功率从DC总线130传递到非隔离端口A和B，以及(ii)隔离运行模式，其中两个开关电桥以全桥模式运行，并且功率通过隔离变压器120从DC总线130传递到隔离端口E和F。通常，多电桥转换器100可以用于DC-DC转换器或DC-AC逆变器系统。

图1B示出用于多电桥转换器100的非隔离运行模式的开关波形的示例。为简单起见，每个电桥的PWM信号中的所有死区时间均被忽略，在整个本公开中，所有其他示例波形都是如此。两个开关电桥111和112在栅极接通或断开信号中同步，以在变压器120的初级绕组的两端产生无相移的相同的PWM电压波形，因此，变压器120的初级绕组不会被任何明显的差分电压(即，电压V_AB，代表端口A和端口B之间的电压)激励，并且功率主要从DC总线传递至非隔离端口A和B，并具有双向功率流能力。非隔离运行模式下的开关规则是，A相电桥111和B相电桥112完全同相同步，并且A相电桥111中的开关设备S1和S2(诸如IGBT、硅MOSFET和碳化硅MOSFET)通过与B相电桥112中的开关设备S3和S4(诸如IGBT、硅MOSFET和碳化硅MOSFET)相同的选通信号而接通和断开。换句话说，A相电桥和B相电桥111和112通常由于它们被相同的选通PWM信号控制而完美同步运行。并且这些共同PWM选通信号通常根据转换器100的占空比控制或空间矢量调制由多变量的输入-输出闭环调节生成。结果是，变压器120的初级绕组被来自A相电桥111的电压V_A和来自B相电桥112的电压V_B的相同的电压波形激励，并且因此在变压器120两端的次级绕组电压V_EF将平坦，理想情况下为“0”电压。因此，功率从DC总线130输送到非隔离端口A和端口B，而不输送到隔离端口E和端口F。注意，在该非隔离运行模式下，在非完美选通信号同步的情况下，A相电桥111和B相电桥112的开关设备可能无法以相同时序接通和断开，并且在变压器120的次级端口E和端口F处可能会看到短电压脉冲或毛刺，但是由于这些不会输送总功率流的任何明显部分，因此可以容忍这些短脉冲。

图1C示出用于多电桥转换器100的隔离运行模式的开关波形的示例。在该模式下，两个开关电桥111和112以全桥模式运行，PWM开关信号相移180°，并且两个电桥之间的相位恰好相反，因此，变压器120的绕组被预期的明显的差分电压激励，并且功率主要通过变压器120从DC总线130传递到隔离输出端(即隔离的端口E和F)，并具有双向功率流能力。A相电桥111和B相电桥112异相(out of phase)，并且不通过相同的选通时序信号而接通和断开。实际上，这两个电桥111和112可以以相反的相位运行，其中在没有任何预期相移的情况下，A相电桥111的开关设备S1和B相电桥112的开关设备S4通常同时接通，同时，A相电桥111的开关设备S2和B相电桥112的开关设备S3通常同时接通。结果是，变压器120的隔离端口E-F生成方形波形或类似波形，并且因此功率主要从DC总线130输送到隔离端口E-F。值得注意的是，在该隔离运行模式下，目的是使流向非隔离端口A和B的功率最小化，并且为达到该目标，需要对连接到非隔离端口A和端口B的负载布线或负载配置进行一些谨慎或特殊的布置。

图1D示出了用于多电桥转换器100的隔离运行模式的开关波形的另一示例。在此，两个开关电桥以全桥模式运行，并且在两个相电桥之间的PWM开关信号上有预期的相移(即，S1/S2与S3/S4)。为简单起见，忽略了每个电桥的PWM信号中的死区时间。结果，在变压器初级绕组V_AB两端输出的PWM电压具有双极性波形，即，具有正和负DC总线电压或者中间具有零电压跃迁。相同的双极性波形将出现在变压器次级绕组电压V_EF中，而忽略了所有寄生效应。实际上，正负电压波形的有效占空比或脉冲宽度取决于相移角；因此，调节两个电桥的PWM选通信号之间的相移角将调节通过变压器流向隔离负载的功率。详细的栅极时序通常取决于转换器100的闭环调节方法，诸如PWM、频率调制、相移控制等。实际上，它的操作方式与传统的全桥相移或LLC转换器相同。

图2A至图2B示出了根据本公开的各种实施例的多电桥转换器及其操作波形的示例。图2A和图2B中的电路与图1几乎相同，但仅与图1中的电路不同之处在于，在多电桥输出端210的输出端口A或B以及在变压器220两端的隔离端口E或F之间连接了一个额外的断路开关250，即Kc，并且该断路开关Kc可以在如图2A所示的初级绕组侧或在图2B的次级绕组侧与变压器串联。借助此断路开关Kc，目的是在同步PWM信号中引入相移角，并在非隔离运行模式期间实现多电桥转换器200的两个电桥211和212之间的PWM交错操作。此断路开关Kc可以是接触器、继电器或半导体设备开关之类的任何东西。众所周知，并联电桥PWM交错的好处是增加了输出端子上的有效PWM频率，因此减少了输出电压和电流纹波，并有可能减轻电磁辐射(EMI)和可听噪声。

图2C示出了多电桥转换器200的非隔离运行模式下PWM交错开关波形的示例。在此模式下，断路开关Kc保持断开状态，因此隔离变压器在电路功能中未激活。在两个开关电桥211和212的两端，在它们的同步PWM选通信号之间存在180°的相移角。因此，负载输出电压V_AB的有效PWM开关频率将增加一倍，从而导致负载两端的较小的PWM开关纹波和更低的EMI噪声等。

图2D示出了，在断路开关Kc保持接通的情况下在多电桥转换器200的隔离模式下，多电桥转换器200的电路操作与全桥模式下的相同，并且输出波形与图1A至图1C中没有断路开关Kc的情况相同。本质上，图2A至图2D在与图1A至图1C完全相同的电路原理下，具有PWM相移交错的附加功能和改进的性能。

图3A示出作为示例的三电平多电桥转换器300的概念电路图。连接到DC总线330的多电桥310由使用二极管NPC三电平拓扑的两个开关电桥(即，A相电桥311和B相电桥312)组成。类似地，相同的概念可以应用于其他多电平拓扑，诸如ANPC、悬浮电容器、或混合多电平转换器。隔离变压器320的初级绕组在A相电桥311的输出端和B相电桥312的输出端(即端口A和端口B)两端。变压器320的次级绕组在端口E-端口F处提供隔离输出端。通过控制器340生成不同的PWM选通信号，三电平多电桥转换器300可以在至少两种不同的模式下操作，包括：(i)非隔离运行模式，其中如果两个开关电桥以并联模式运行，则PWM开关信号在两个电桥之间同相同步，并且功率从DC总线330传输到非隔离端口A和B；以及(ii)隔离运行模式，其中如果两个开关桥以全桥模式运行，则PWM开关信号发生相移并在两个电桥之间异相，并且因此功率通过隔离变压器320从DC总线330传递到隔离端口E和F。三电平多电桥转换器330可以用于DC-DC或DC-AC逆变器系统。

图3B示出在多电桥转换器300的非隔离运行模式中的开关波形的示例。非隔离运行模式下的开关规则是，A相电桥311和B相电桥312完全同相同步，并且可以利用相同的PWM选通信号完美并行运行。结果是，变压器320的初级绕组被来自端口A和端口B的相同的电压波形激励，并且因此变压器320的次级绕组将保持在“0”电压。因此，功率主要从DC总线330输送到非隔离端口A-B，而不输送到隔离端口E-F。注意，在该非隔离运行模式下，在非完美选通信号同步的情况下，A相电桥311的开关设备S1至S4和B相电桥312的开关设备S5至S8可能无法以完全相同时序接通和断开，并且在变压器320的次级端口E和端口F处可能会看到短电压脉冲或毛刺。但是由于它们不会输送总功率流的任何明显部分，因此可以容忍这些短电压脉冲。

图3C示出多电桥转换器300的隔离运行模式中的开关波形的示例。在该模式下，A相电桥311和B相电桥312发生相移并异相，并且不通过相同的选通时序信号接通和断开。结果是，变压器320的隔离端口E-F生成多步方形波形或类似波形，并且因此功率主要从DC总线330输送到隔离端口E-F。实际上，这两个电桥311和312的操作非常类似于常规的三电平全桥相移或LLC转换器。详细的选通时序通常取决于转换器300的闭环调节方法，诸如PWM、频率调制、相移控制等。值得注意的是，在该隔离运行模式下，目的是使流向非隔离端口A和B的功率最小化，并且为达到该目标，需要对连接到非隔离端口A和端口B的负载配置进行一些特殊的布置。

图4A示出连接到两个单独的隔离变压器420和421的三电桥多电桥转换器410的概念电路图。存在连接到DC总线的三个开关电桥，即具有输出端口A的A相电桥411、具有输出端口B的B相电桥412和具有输出端口C的C相电桥413。隔离变压器420的初级绕组连接到端口A和端口B。另一个隔离变压器421的初级绕组连接到端口C和端口B。两个变压器420和421的次级绕组分别在端口E和F处以及端口G和H处提供隔离输出端。注意，多个变压器绕组的极性需要按照与所示相同的方式进行布置，以匹配以下所示的开关波形。

图4B示出连接到一个集成变压器422的三电桥多电桥转换器410的概念图。图4A和图4B之间的差异仅在于隔离变压器，但是图4A和4B的两个隔离变压器都以相同的方式运行。值得注意的是，多个变压器绕组的极性需要按照与所示相同的方式进行布置，以匹配以下所示的开关波形。

图4C示出图4A的电路的非隔离运行模式中的开关波形的示例。非隔离运行模式下的开关规则是，A相电桥411、B相电桥412和C相电桥413完全同步，并且利用相同的PWM选通信号完美并行运行。结果是，连接到端口A和B的电压V_A和V_B以及端口C和B的电压V_C和V_B的两个变压器420和421初级绕组被相同的电压波形激励，并且因此变压器420的次级绕组的隔离端口E和F处的输出电压V_EF以及变压器421的次级绕组的隔离端口G和H处的输出电压V_GH将保持在“0”电压。因此，功率主要从DC总线输送到非隔离端口A和B和非隔离端口C和B，而不输送到隔离端口E和F或端口G和H。注意，在该非隔离运行模式下，在非完美选通信号同步的情况下，A相和B相和C相可能无法精确地以相同时序接通或断开，并且在变压器420和421的端口E和F和端口G和H处可能会看到短电压脉冲或毛刺。但是由于它们不会输送总功率流的任何明显部分，因此可以容忍这些短电压脉冲。

图4D示出图4A的电路的隔离运行模式中的开关波形的示例。在该模式下，A相电桥411和B相电桥412异相，并且不通过相同的选通时序信号而接通和断开。同时，C相电桥413和B相电桥412也异相。结果是，在变压器420和421的隔离端口E和F以及隔离端口G和H处产生方形波形或类似波形，并且因此功率主要从DC总线输送到隔离端口E和F和隔离端口G和H。实际上，这三个电桥411、412和413的操作非常类似于常规的全桥相移或LLC转换器。详细的选通时序通常取决于转换器的闭环调节方法，诸如PWM、频率调制、相移控制等。值得注意的是，在该隔离运行模式下，目的是使流向非隔离端口A、B和C的功率最小化，并且为达到该目标，需要对连接到非隔离端口A、B和C的负载布线或负载配置进行一些特殊的布置。

图5A示出与集成有电池充电系统的基于多电桥转换器的单相逆变器的实施例。存在连接到DC总线的两个多电桥510和520，每个多电桥510和520具有两个开关电桥。多电桥510包括1A相电桥和1B相电桥，而多电桥520包括2A相电桥和2B相电桥。两个多电桥510和520与1A相电桥的端口1A和2A相电桥的端口2A形成一个非隔离单相输出端，并且与1B相电桥的端口1B和2B相电桥的端口2B形成一个并联的单相非隔离输出端。多电桥510和520分别连接到隔离变压器530和531。功率转换器550和551连接到变压器530和531的次级绕组，并且用作整流器以生成DC电压，以通过可选的接触器K2对电池570充电。相同的电池570还通过主接触器K1连接到DC总线。通常，电池570装有多个具有电池管理系统(BMS)570的电池的多个模块，用于电安全和热保护。另外，在DC总线和外部AC电源之间还连接有PFC整流器580。控制器590根据两种不同的运行模式控制多电桥510和520的相电桥选通时序。注意，逆变器驱动操作和电池充电操作两者都具有双向功率流能力。

图5B示出在非隔离运行模式下的图5A中示出的电路的等效有源电路部分与示例开关波形。在该非隔离运行模式下，电池570向接通有K1的DC总线供应功率，并且多电桥510和520在作为单相逆变器输出端并联的端口1A和2A以及端口1B和2B处提供一对单相输出端。如示例开关波形所示，多电桥510的1A相电桥和1B相电桥利用完全相同的选通时序信号而完全同步；并且，多电桥520的2A相电桥和2B相电桥也利用相同的选通时序信号而完全同步。因此，1A相电桥和1B相电桥在变压器530的初级绕组两端生成相同的PWM电压波形，因此在理想条件下没有功率流的情况下，变压器530的次级绕组将在端口E和F处具有“0”电压V_EF。变压器531也是如此，其次级绕组将在端口G和H处产生保持在“0”的平坦电压V_GH。注意，在该非隔离运行模式下，在非完美选通信号同步的情况下，1A相电桥和1B相电桥以及2A相电桥和2B相电桥可能无法精确地以相同时序接通或断开，并且在变压器530的次级端口E-F和变压器531的次级端口G和H处可能会看到短电压脉冲或毛刺。但是由于它们不会输送总功率流的任何明显部分，因此可以容忍这些短电压脉冲。

图5C示出在隔离运行模式下的图5A中所示的电路的等效有源电路部分与示例开关波形。在该模式下，PFC整流器580处于积极运行状态，以通过从外部AC电源汲取功率来支持DC总线。多电桥510和520异相操作，并且因此利用方形电压波形来激励隔离变压器530和531，并且将功率输送到隔离变压器的两端以对电池570充电。然而，如示例开关波形所示，单相多电桥510或520的非隔离输出端口1A和2A或端口1B和2B将没有任何明显的功率流。多电桥510的1A多电桥相和多电桥520的2A多电桥相利用相同的选通时序信号而完全同步；并且多电桥510的1B相电桥和多电桥520的2B相电桥也完全同步。因此，1A相电桥和2A相电桥生成相同的PWM电压波形，并且因此导致在非隔离端口1A和2A两端的“0”差分电压。1B相电桥和2B相电桥也是如此，其在非隔离端口1B和2B两端生成“0”差分电压。值得注意的是，在该隔离模式下，目的是使流向非隔离端口1A和2A以及端口1B和2B的功率最小化，并且为达到该目标，需要对连接到非隔离端口1A和2A以及端口1B和2B的负载配置进行一些特殊的布置。

图6A示出根据本公开的各种实施例的基于多电桥转换器的三相逆变器系统的示例电路图。存在被配置用来驱动双绕组AC电机660的三个多电桥转换器610、611和612，三个多电桥转换器610、611和612与三个隔离变压器620、621和622及其整流器630、631、632联接以对电池670充电。PFC整流器640和EMI滤波器650连接在DC总线和外部AC电源之间。还存在用于外部DC电源以进行充电的插头端口。利用控制器680，图6A示出EV车载集成电路的示例，其可以以高效方式执行电池充电和逆变器电机驱动的功能。通过在电池充电模式和驱动模式之间共享主要功率组件(即，相同的多桥610、611、612硬件)，降低了组件成本、电路的尺寸和重量。逆变器驱动操作和电池充电操作都具有双向功率流能力。并且，断路开关Kc1、Kc2、Kc3分别与变压器T1、T2、T3的初级绕组串联。并且在并联模式下的非隔离操作期间，这些断路开关将使多电桥转换器以PWM相位交错方式运行，以提高电机端子上PWM电压的有效开关频率。好处包括减少了电机转矩波动和可听见的噪音等。

图6B示出基于图6A中所示的多电桥转换器的三相逆变器系统的非隔离运行模式的开关波形的示例。在该非隔离运行模式下，即电机驱动模式下，电池的主接触器开关K1接通，并且三个多电桥转换器610、611、612一起运行，并且用作三相逆变器，其通过根据电机速度的PWM或空间矢量调制(SVM)和扭矩闭环调节实时控制。在每个多电桥转换器内，成对的两个相电桥(例如1A和1B、2A和2B或3A和3B)同相同步，并且始终以相同的时序导通和截止，使得PWM输出电压(即V_1A＝V_1B，V_2A＝V_2B，V_3A＝V_3B)以相同的波形而完全相同。即使没有断路开关(例如，Kc1，Kc2，Kc3)，三个变压器初级绕组之间实际上也会施加“0”差分电压。因此，作为结果，在隔离变压器的次级绕组两端的差分电压(即电压V_EF、V_GH和V_JK)也将保持在“0”。因此，电池功率主要通过其双绕组输送以驱动电机；并且不会在三个隔离变压器端子输送明显的功率流。

图6C示出基于图6A中所示的多电桥转换器的三相逆变器系统的隔离运行模式的开关波形的示例。在该非隔离运行模式下，即电池充电模式下，电池的主接触器开关K1保持断开，并且每个多电桥610、611或612的相电桥不以相同时序开启或关闭。实际上，每个多电桥都像标准LLC或相移全桥转换器那样操作，并且通常使用PWM调节或频率调制来调节电池充电DC电压和充电电流。电池充电功率可以由PFC整流器从AC电源供应，或由外部DC电源供应。

此外，这里要注意图6C中关于电池充电模式的另外一件重要的事。所有三个多电桥转换器610、611和612(即1A相电桥，2A相电桥和3A相电桥)的A相电桥均在相位上同步，并且这些A相电桥的输出电压(即V_1A＝V_2A＝V_3A)在PWM波形上相同。三个多电桥转换器610、611和612的B相的输出端电压(即V_1B＝V_2B＝V_3B)也具有相同的波形。结果是，电机绕组不会被可能引起循环电流的任何明显差分电压激励，尤其是在两组电机双绕组彼此分开的情况下。

图6D示出用于电池充电系统的具有两个隔离变压器的三相多电桥逆变器的另一实施例。在三相多电桥逆变器的电路中明确示出了具有谐振电容器Cr1和Cr2的LLC转换器。该电路以与图6A中的三变压器版本相同的方式运行，它们的区别仅在于电池充电功率容量的额定值降低。逆变器驱动操作和电池充电操作两者都具有双向功率流能力。

图6E示出用于电池充电系统的具有一个隔离变压器的三相多电桥逆变器的另一实施例。在三相多电桥逆变器的电路中明确示出了具有谐振电容器Cr1的LLC转换器。该电路以与图6A中的三变压器版本或图6D中的两变压器版本相同的方式运行，它们的区别仅在于电池充电功率容量的额定值进一步降低。逆变器驱动操作和电池充电操作两者都具有双向功率流能力。

如前所述，尽管未在所有电路图中明确示出谐振电容器，但本公开中示出的所有示例电路可被配置为LLC谐振转换器。事实上，在本公开的整个示例中，隔离的DC-DC充电电路被示出为全电桥相移转换器、LLC转换器或双有源电桥(DAB)转换器。应当理解，其他隔离的DC-DC拓扑或不同拓扑的组合也是适用的，并且可能非常适合于多电桥转换器电路的实现。并且使用其他不同拓扑的这种修改不脱离如所附权利要求书中阐述的本公开的精神和范围。

图7A示出用于电池充电系统的使用具有三个耦合的初级绕组的一个隔离变压器720的三相多电桥逆变器的另一实施例。三相多电桥逆变器的电路以与图6A中示出的三个变压器版本相同的方式运行，它们的区别仅在于磁性变压器设计。可替代地，在隔离变压器720的次级绕组上，示出无源整流器730可以用于电池充电，并且与有源开关整流器630相比，主要优点将是成本更低。注意，逆变器驱动操作和电池充电操作两者都具有双向功率流能力。

图7B示出用于电池充电系统的使用具有两个耦合的初级绕组的一个隔离变压器721的三相多电桥逆变器的另一实施例。三相多电桥逆变器的电路以与图6D中的两个变压器版本相同的方式运行，它们的区别仅在于磁性变压器设计。可替代地，示出维也纳(Vienna)整流器741用于升压PFC转换器以从外部AC电源汲取功率，获取由于降低了有源开关设备上的电压应力和电流而降低成本的优势。

图8A示出没有附加PFC整流器硬件的三相多电桥逆变器的实施例。作为替代，相电桥812用作以反向功率流操作的升压PFC整流器，并且电机860的绕组电感用作升压电感器。这将进一步降低充电硬件成本。图8A示出两个隔离变压器820和821和两个整流器830和831，以用于电池充电。单相AC电源通过EMI滤波器850连接到EV电机860的双绕组的中性点。在EV驱动模式下，图8A所示的电路以与前面描述的相同的方式运行，并且在每个多电桥中，两个相桥以并联模式运行。由于没有附加的PFC整流器，因此电池充电模式有所不同。在隔离运行模式下的电池充电期间，在每个多电桥内，两相电桥以全桥模式运行。此外，每个多电桥在全桥模式下的PWM占空比仍然需要通过AC电压参考波形进行调制，以实现功率因数校正功能。这基本上与先天性单级PFC启用隔离DC-DC转换器的运行原理相同。缺点是在PWM开关纹波之上的AC电流包络会使隔离变压器磁芯尺寸变大。当相电桥810、811、812作为PFC整流器运行以通过电机绕组汲取电流时，它们需要在PWM选通时序同步方面协调一致，以使电机绕组循环电流最小化。在控制设计上也需要谨慎，以减小电机脉动扭矩，并且在充电期间不允许转子移动。注意，逆变器驱动操作和电池充电操作两者都具有双向功率流能力。

图8B示出不具有附加PFC整流器硬件的三相多电桥逆变器的另一实施例。类似地，相电桥810、811和812用作以反向功率流操作的升压PFC整流器，并且电机860的绕组电感用作升压电感器。AC电源通过EMI滤波器850连接到电机860的双绕组的两个中性点。图8B示出用于电池充电系统的一个隔离变压器820。在隔离模式下的电池充电期间，相电桥810、811和812都操作为如图8A所示的单级PFC启用DC-DC转换器。此外，需要同相同步多电桥逆变器810、811、812的选通时序控制，以最小化电机绕组循环电流。在控制设计中也需要谨慎，以减小电机的脉动转矩，并且在充电过程中不允许转子运动。除此之外，三相多电桥逆变器的电路以与图8A基本上相同的方式运行。注意，逆变器驱动操作和电池充电操作两者都具有双向功率流能力。

图8C示出了具有用于充电的两个隔离变压器820和821的三相多桥逆变器的实施例。同样，这里没有使用附加的PFC整流器硬件。取而代之的是，将相电桥812用作以反向功率流运行的升压PFC整流器，并且将两个电感器La和Lb用作升压电感器。由相电桥810、811和812形成的三个多电桥转换器被用于驱动双绕组电机860；并且两个隔离变压器820和821以及两个整流器830和831用于给电池870充电。单相AC电源通过EMI滤波器850通过电感器La、Lb连接到EV电机860的双绕组端子3A和3B。在EV驱动模式下，图8C所示的电路以与先前描述的相同的方式运行。在隔离运行模式下的电池充电过程中，相电桥812作为PFC整流器操作以从外部AC电源汲取电流，并且为了最小化电机860的绕组循环电流，其他相电桥810和811需要在PWM选通时序方面与相电桥812配合。理想情况下，在三个多电桥之间同步栅极时序时，端口1A、2A和3A处的PWM输出电压将相同，并且电机860的A相绕组将没有任何循环电流。类似地，在1B、2B和3B处的PWM输出电压将相同，因此电机860的B相绕组将没有任何循环电流。因此，电机860的转子在电池充电期间将不会移动。注意，逆变器驱动操作和电池充电操作均具有双向功率流能力。

图8D示出了具有一个用于充电的隔离变压器820的三相多电桥逆变器的另一实施例。同样，这里没有使用附加的PFC整流器硬件。取而代之的是，将相电桥812用作以反向功率流运行的升压PFC整流器，并将两个电感器La和Lb用作升压电感器。出于相同的原因，所有三个多电桥的PWM栅极时序均同步，并且在电机860的A相绕组(即端口1A、2A、3A)两端和B相绕组(即端口1B、2B、3B)两端产生相同的PWM输出电压。尽管在电机860的绕组端子3A和3B两端施加了AC电压，但是没有激励通过电机860的绕组的循环电流，因此电机860的转子在电池充电期间将不会移动。在隔离模式下的电池充电过程中，当相电桥812作为PFC整流器运行时，用于相电桥810、811和812的PWM栅极时序控制需要同相同步，以最小化电机绕组的循环电流，从而在充电期间电机将不会移动。注意，逆变器驱动操作和电池充电操作均具有双向功率流能力。

图9A示出了驱动两个AC电机960和961的三相多电桥逆变器的实施例。这里没有使用附加的PFC整流器硬件。取而代之的是，将相电桥912用作以反向功率流运行的升压PFC整流器，并且将两个电感器La和Lb用作升压电感器。有两个隔离变压器920和921以及两个整流器930和931用于为电池970充电。单相AC电源通过EMI滤波器950通过电感器La和Lb连接到电机960和961的绕组端子3A和3B。另一个电感器Lc连接到DC总线的中点，以形成AC输入端的第三条线，可以是三相AC或分离式单相AC。在EV驱动模式下，图9A所示的电路以与先前描述的相同的方式运行。在隔离运行模式下的电池充电过程中，相电桥912主要作为PFC整流器操作，以从外部AC电源汲取电流，并且为了最小化通过电机960和961的绕组的循环电流，其他相电桥910和911需要在PWM开关时序同步方面与相电桥912协调。同样，尽管在电机960和961的绕组端子3A和3B端子施加了AC电压，但是没有激励通过电机960和961的绕组的循环电流，因此电机960和961的转子在电池充电期间将不会移动。注意，逆变器驱动操作和电池充电操作两者都具有双向功率流能力。

图9B示出了驱动两个AC电机960和961的三相多电桥逆变器的另一实施例，其中一个隔离变压器920用于电池充电。同样，这里没有使用附加的PFC整流器硬件。取而代之的是，将相电桥912用作以反向功率流运行的升压PFC整流器，并且将两个电感器La和Lb用作升压电感器。另一个电感器Lc连接到DC总线的中点，以形成AC输入端的第三条线，作为三相AC或分离式单相AC。出于相同的原因，尽管在电机960和961的绕组端子3A和3B端子施加了AC电压，但是没有激励通过电机960和961的绕组的循环电流，因此在电池充电期间电机960和961将不会移动。在设计中需要谨慎以协调相电桥910、911和912的选通时序控制，以最小化通过电机960和961的绕组的循环电流的任何高频部分。注意，逆变器驱动操作和电池充电操作两者都具有双向功率流能力。

图10A示出根据本公开的各种实施例的基于多电桥的DC-DC升压转换器和电池充电系统的示例电路。具有两个相电桥1011和1012的多电桥1010被示出为升压转换器，该升压转换器将电池1070的DC电压转换成较高电压以用于DC总线以驱动逆变器1040以支持AC负载(例如，用于EV牵引的AC电机负载)。两个升压电感器1060(即L1和L2)分别连接在电池1070的主接触器K1与相电桥1011和1012的非隔离输出端口A和端口B之间。电感器1060也可以是耦合电感器。提供双向PFC整流器1030从外部AC电源汲取电流，以在充电时为DC总线供电。隔离变压器1020的初级绕组连接在多电桥1010的输出端口A和端口B两端。在变压器1020的次级绕组的端口E和F的输出端处，使用双向功率转换器1050将变压器1020的AC电压调节为DC电压并且对电池1070充电。注意，逆变器运行模式和电池充电运行模式两者都具有双向功率流能力。

图10B示出在非隔离运行模式下的图10A中示出的电路的等效有源开关电路与示例开关波形。在非隔离模式下的逆变器操作期间，电池接触器K1接通并且未连接外部电源，多电桥1010用作DC-DC升压转换器。多电桥1010的相电桥1011和1012以并联模式运行，同时它们的PWM门极开关信号同相同步。因此，在隔离变压器1020的初级绕组的两端生成相同的PWM电压波形，变压器绕组不受任何显著的差动电压激励。使得功率流主要输送到逆变器1040并进一步到AC负载，但是，除了一些变压器铁芯损耗之外，在隔离变压器1020两端没有太多功率流。此外，在变压器的次级端口E和F可能会看到短脉冲或电压故障，但是由于这些短脉冲不会传递总功率的大部分，因此可以容忍这些短脉冲。

图10C示出在隔离运行模式下的图10A的等效有源开关电路与示例开关波形。在隔离模式下的电池充电操作期间，电池接触器k1断开，并且连接外部AC或DC电源，两个多电桥1010的相电桥1011和1012以全桥模式运行。PWM门极开关信号发生相移并在两电桥之间异相。事实上，将两个电桥1011和1012调节为具有PWM调节、频率调制、相移控制的普通LLC或DAB转换器，使得来自AC电源的功率通过变压器1020主要输送到隔离输出端(即隔离端口E和F)。

图10D示出了将附加开关添加到图10A所示的电路的修改示例电路。特别地，图10D示出了非隔离运行模式下的修改的等效有源开关电路以及示例开关波形。图10D中的电路与图10A中的电路的不同之处仅在于，在多电桥1010的输出端和变压器1020的绕组端子之间连接了一个变压器断路开关(即Kc)。借助于该断路开关Kc，目的是在同步PWM信号中引入相移角，并在非隔离运行模式期间实现开关电桥1011和1012之间的交错操作。该断路开关Kc可以是接触器、继电器或半导体器件开关之类的任何东西。而且，该断路开关Kc可以在如图10D所示的初级绕组的一侧或在次级绕组的一侧(未示出)与变压器串联。众所周知，并联电桥开关相位交错的好处是增加了负载端子上的有效PWM频率，从而减少了负载电压和电流纹波，并有可能减轻电磁辐射(EMI)和可听噪声。

图11A示出根据本公开的各种实施例的基于多电桥的DC-DC升压转换器和电池充电系统的另一示例电路。与图10A所示的先前的电路不同，这里电池1180、主DC接触器K1、电感器L1，以及隔离变压器1120的初级绕组的中点串联连接。在非隔离运行模式下的EV驱动操作期间，变压器1120的初级绕组用作耦合升压电感器。当正确设计了变压器1120的电感时，可以不需要电感器L1，或者可以将其表示为布线和缆线等的寄生电感。

图11B以示例性开关波形示出了在非隔离运行模式下的图11A中所示的电路的等效有源开关电路。在非隔离运行模式下的逆变器操作期间，接触器K1接通并且外部电源断开，多电桥1110作为DC-DC升压转换器操作。与图10B中的情况相似，两个相电桥以并联模式运行，并且它们的门极开关信号同相同步。因此，变压器1120的初级绕组两端产生相同的PWM电压波形，并且变压器绕组不受任何显著的差动电压激励。从而，功率流主要输送到逆变器1150，再输送到AC负载(例如，如图所示的AC电机1160)，但除了变压器铁心损耗和其他寄生损耗外，在隔离变压器1120两端的功率损耗并不多。

图11C示出了具有示例性开关波形的处于隔离运行模式的图11A的等效有源开关电路。在隔离模式下的电池充电操作期间，接触器k1断开并且连接了外部AC或DC电源。与图10C中的情况相似，多电桥1110的两个相电桥以全桥模式运行，并且PWM开关信号发生相移并且在两个电桥之间异相。事实上，两个相电桥可以被操作为具有PWM调节、调频或相移控制的普通LLC或DAB转换器，因此，功率通过变压器1120在DC总线和隔离输出端(即隔离端口E和F)之间传递。

图11D示出了将附加开关添加到图11A中所示的电路的修改示例电路。特别地，图11D示出了非隔离运行模式下的修改后的等效有源开关电路以及示例开关波形。图11D中的电路与图11A中的电路的不同之处仅在于，变压器断路开关(即Kc)连接到变压器1120的次级绕组的输出端。借助于该断路开关Kc，目的是在同步PWM信号中引入相移角，并在非隔离升压模式下实现两个相电桥之间的交错操作。该隔离开关Kc可以是接触器、继电器或半导体器件开关之类的任何东西。众所周知，并联电桥式交织的好处是增加了负载上的有效PWM频率，从而减少了负载电流和电压纹波，并有可能减轻电磁辐射(EMI)和可听噪声。

图12示出根据本公开的各种实施例的基于多电桥的DC-DC升压转换器和电池充电系统的另一示例电路。提供PWM逆变器1230用于驱动AC牵引电机1240，并且电机绕组中性点连接到AC电源，参考返回DC总线中点。这里在DC总线的两端连接的是电压倍增器电路1260，其包括两个二极管D1和D2、与接触器开关Q2串联的分离电容器C1和C2。通过控制器1290选择性地接通接触器开关Q2，可以启用电压倍增功能(即，当开关Q2接通时，启用电压倍增，并且当开关Q2断开时，禁用电压倍增)。这在适应各种AC电源电压时提供了附加灵活性。使用电压倍增器1260的效果是在低AC和高AC输入两种情况下都在DC总线上提供相同的稳定高电压。在逆变器操作下应禁用电压倍增器1260。注意，逆变器驱动模式和电池充电模式两者都具有双向功率流能力。可替代地，可以在隔离变压器1220的次级绕组输出端处使用无源整流器来代替有源开关整流器1270，以节省成本。

图13示出根据本公开的各种实施例的基于多电桥的DC-DC升压转换器和电池充电系统的另一示例电路。存在由两个逆变器1330、1331驱动的两个AC牵引电机1350和1351。单相AC电源1340连接在两个电机1350和1351的绕组中性点两端，并且两个逆变器1330和1331均用于具有双向功率能力的充电。由于三相电机绕组之间的充电电流平衡，因此在电机1350和1351中将不会生成任何明显的旋转磁力，并且因此电机脉动扭矩可以忽略不计。除此之外，图13中示出的多电桥电路以基本上与图11相同方式运行。

图14示出多电桥DC-DC升压转换器和变压器隔离电池充电系统的另一实施例。图14中所示的电路的区别在于，两个逆变器1430和1431以常规Y型配置驱动具有双绕组的AC牵引电机1450。单相AC电源通过EMI滤波器1460连接到电机1450的双绕组的两个中性点，以用于具有双向功率能力的充电。由于三相电机各绕组之间充电电流平衡，电机1450中不会产生明显的旋转磁力，电机脉动转矩可以忽略不计。该电路的运行方式与前面描述的其他电路相同。

图15A示出根据本公开的各种实施例的基于多电桥的DC-DC升压转换器和变压器隔离电池充电系统的另一示例电路。图15A中所示的电路的区别在于，两个逆变器1530和1531驱动具有开式绕组(open winding)配置的AC牵引电机1550。三相AC电源通过EMI滤波器1560和AC接触开关Q1连接到电机1550的绕组的三个中点，以用于具有双向功率能力的充电。在电池1580充电期间，两个逆变器1530和1531都将作为升压PFC整流器操作，并且在每个电机1550的所有三相绕组之间汲取均匀分布的电流。由于这些平衡电流，电机绕组将不会生成任何明显的旋转磁力，并且电机脉动扭矩可以忽略不计。除此之外，图15A中的多电桥电路的运行方式与图11相同。

图15B示出多电桥DC-DC升压转换器的另一实施例，其中三相或分相AC输入连接到电机1550的开式绕组中点以进行电池充电。图15B中所示的电路的区别在于，AC接触器开关Q1配置有公共中性点，在启用时其可以将电机绕组改变为双Y型配置。通过连接公共中点，双Y型配置具有在6相模式和3相双绕组模式下运行电机的灵活性。区别在于就空间矢量控制而言，电机绕组之间的相对电流相位关系。这样做的好处是降低在电机的高电机转速下通过DC总线反射的反EMF电压，并在电机转速较低时增加电机电流能力。

图15C示出了多电桥DC-DC升压转换器的另一实施例，其中单相AC输入端在其开式绕组中点处连接至三相电机1550以用于电池充电。注意，只有两个电机绕组的中点连接到AC输入端，这是典型的单相AC电源。这种情况下，电机就需要具有一种特殊类型的、常见的双节绕组电机，其中每一相绕组基本上有两个半绕组，两层导线在相同的槽中以相同的电流方向重叠在一起。由于线圈中点注入相等的电流到两个半绕组中，感应磁力总是平衡和抵消。因此，平衡电机绕组电流在PFC整流运行过程中不会引起任何显著的脉动力矩或振动问题。

本技术的各方面可以应用于各种布置中的各种电机(例如，EV中的多个电机)。这里示出一些示例，但是将理解的是，这些示例不是限制性的，并且本技术可应用于采用更多配置的更多类型的电机。

本技术的各方面不限于任何单一类型的电机，并且可以与包括单绕组电机、双绕组电机和开式绕组电机的不同的电机设计一起使用，并且可以与任何数目的电机(相同类型或不同类型)一起使用。

就本文档而言，应当注意，附图中描绘的各种特征的尺寸可以不必按比例绘制。

就本文档而言，说明书中对“实施例”、“一个实施例”、“一些实施例”或“另一实施例”的引用可以用于描述不同的实施例或相同的实施例。

就本文档而言，连接可以是直接连接或间接连接(例如，经由一个或多个其他部分)。在某些情况下，当元件被称为连接或联接到另一个元件时，该元件可以直接连接到另一个元件，或者经由中间元件间接连接到另一个元件。当元件被称为直接连接到另一个元件时，则在该元件和另一个元件之间没有中间元件。如果两个设备直接或间接连接，则它们“能够通信”，使得它们之间可以传送电信号。

就本文档而言，术语“基于”可以被读解为“至少部分地基于”。

就本文档而言，在没有附加上下文的情况下，使用诸如“第一”对象、“第二”对象和“第三”对象之类的数字术语可能并不意味着对象的顺序，而是可以代替地用于标识目的，以标识不同的对象。

尽管已经参考本公开的特定特征和实施例描述了本公开，但是显然可以在不脱离本公开的范围的情况下对其进行各种修改和组合。因此，说明书和附图应被简单地视为由所附权利要求书限定的本公开的说明，并且可以预期涵盖落入本公开范围内的任何和所有修改、变型、组合或等同物。

已经出于说明和描述的目的给出了前述详细描述。并不旨在穷举或将本文所要求保护的主题限制为所公开的(一种或多种)精确形式。根据以上教导，许多修改和变化是可能的。选择所描述的实施例是为了最好地解释所公开的技术的原理及其实际应用，从而使本领域的其他技术人员能够最好地利用各种实施例中的技术，并伴随有适合预期的特定用途的各种修改。意图由所附权利要求书来限定范围。

参考数字列表

110、210、310、410、510、520、610、611、612、710、711、712、810、811、812、910、911、912、1010、1110、1210、1310、1410、1510：多电桥

111、112、211、212、311、312、411、412、413、1011、1012：相电桥

120、220、320、420、421、422、530、531、620、621、622、720、721、820、821、920、921、1020、1120、1220、1320、1420、1520：变压器

130、230、330、430、540、1090：DC总线

140、240、340、440、590、680、780、880、980、1080、1190、1290、1380、1490、1590：控制器

580、640、740、741、1030、1130：PFC整流器

1040、1150、1230、1330、1331、1430、1431、1530、1531：逆变器

660、760、860、960、961、1160、1240、1350、1351、1450、1550：电机550、551、630、631、730、731、830、831、930、931、1050、1170、1270、1360、1470、1570：电源转换器，位于变压器的次级侧

570、670、770、870、970、1070、1180、1280、1370、1480、1580：电池，电池管理系统(BMS)

650、750、850、950、1140、1250、1340、1460、1560：EMI滤波器。

Claims

1.一种功率转换器装置，其包括：

直流(DC)总线，其被配置为连接到电源；

第一开关电桥和第二开关电桥，所述第一开关电桥和所述第二开关电桥均连接到所述DC总线，并且生成送至非隔离输出端的脉宽调制(PWM)电压；以及

变压器，具有连接在所述第一开关电桥和所述第二开关电桥的输出端初级绕组以及连接到隔离输出端的次级绕组，其中：

在非隔离模式下，所述第一开关电桥和所述第二开关电桥被配置为按照并联模式运行，并且在所述DC总线和所述非隔离输出端之间传输功率；并且

在隔离模式下，所述第一开关电桥和所述第二开关电桥被配置为按照全桥模式运行，并且通过所述变压器在所述DC总线和所述隔离输出端之间传输功率。

2.根据权利要求1所述的装置，其中，控制器根据至少两种不同的运行模式利用PWM同步和/或相移来操作所述第一开关电桥和所述第二开关电桥：

在所述非隔离模式下，所述两个开关电桥按照并联模式运行，所述PWM开关信号在所述两个开关电桥之间同相同步，从而在所述DC总线和所述非隔离输出端之间传输功率；并且

在所述隔离模式下，所述两个开关电桥按照全桥模式运行，所述PWM开关信号发生相移且在所述两个电桥之间异相，从而通过所述变压器在所述DC总线和所述隔离输出端之间传输功率。

3.根据权利要求1所述的装置，其中，一个或多个附加的断路开关在初级侧或次级侧与隔离变压器绕组串联连接，并根据至少两种不同运行模式运行：

在所述非隔离模式下，所述变压器断路开关保持断开，所述两个开关电桥以并联模式运行，所述PWM开关信号在所述两个电桥之间同步并以相移角交错，从而提高所述非隔离输出端处的有效PWM开关频率；并且

在所述隔离模式下，所述变压器断路开关保持接通，所述两个开关电桥以全桥模式运行，所述PWM开关信号发生相移且在所述两个电桥之间异相，并且通过所述变压器在所述DC总线和所述隔离输出端之间传输功率。

4.根据权利要求1所述的装置，其中所述转换器的开关电桥使用二电平、三电平、五电平或任何多电平转换器拓扑，诸如二极管中性点钳位(NPC)多电平转换器、有源NPC(ANPC)多电平转换器、悬浮电容器多电平转换器、或任何不同多电平拓扑的组合。

5.根据权利要求1所述的装置，其中，所述功率转换器包括三个、四个或任何更多数量的开关电桥，所述开关电桥连接到多个单独的隔离变压器，或者连接到具有耦合在一起的多个绕组的相同隔离变压器，或者连接到不同变压器配置的混合。

6.根据权利要求1中所述的装置，所述装置还被配置为集成有隔离式电池充电系统的非隔离式PWM逆变器，并且包括：

具有通过主接触器或开关连接到所述DC总线的多个电池单元的电池；

两对或更多对转换器电桥，以形成DC-AC逆变器，并生成PWM电压至非隔离输出端；

一个或多个隔离变压器，其具有连接在每对转换器电桥的输出端的初级绕组、以及具有连接至任何类型的功率转换器以产生DC电压以对所述电池充电的次级绕组，其中：

在所述非隔离模式下的逆变器操作期间，所述电池主接触器接通，在每对转换器电桥中，所述两个开关电桥按照并联模式运行；并且

在所述隔离模式下的电池充电操作期间，所述电池主接触器断开，在每对转换器电桥中，所述两个开关电桥按照全桥模式运行。

7.根据权利要求6所述的装置，其中，所述PWM逆变器的非隔离输出端提供功率以驱动具有两组或多组相互独立的电机绕组的交流电机，并且，在所述隔离模式下的电池充电操作期间，在连接到同一组电机绕组的端子的开关电桥之间施加进一步的PWM门极开关同步，从而每组电机绕组通过所述电机端子上的几乎为零的差分电压来激励，以减少任何无用的电机循环电流。

8.根据权利要求6所述的装置，其中，AC电源通过AC-DC整流器间接连接到所述DC总线，并且所述AC-DC整流器硬件集成有功率因数校正功能，并且所述功率因数校正功能通过以反向功率方向操作部分或全部成对的所述逆变器开关电桥以汲取来自所述AC电源的功率来实现，无论是否使用所述电机绕组作为所述整流器所需的电感器。

9.根据权利要求1所述的装置，所述装置还被配置为集成有隔离式电池充电系统的非隔离DC升压转换器，并且包括：

一对或多对形成为DC-DC升压转换器的转换器电桥，其输入端通过主接触器开关和一个或多个电感器连接到电池，并且输出端连接到所述DC总线；以及

一个或多个隔离变压器，其具有连接在每对转换器电桥的输出端的初级绕组、以及连接至任何类型的功率转换器以产生DC电压以对所述电池充电的次级绕组；其中：

在所述非隔离模式下的DC升压操作期间，所述电池主接触器接通，在每对转换器电桥中，所述两个开关电桥按照并联模式运行；并且

10.根据权利要求9所述的装置，其中，所述升压电感器被部分或全部集成到隔离变压器设计中，并且，通过所述主接触器将电池输入端连接到所述隔离变压器的初级绕组的中点，从而所述变压器绕组用作耦合的升压电感器，无论还有或没有任何其他单独的电感器。

11.根据权利要求9所述的装置，其中，所述装置还包括连接到DC总线的驱动AC电机的PWM逆变器，其中，所述PWM逆变器以反向功率流操作为PFC整流器从AC电源汲取功率，无论是否使用所述AC电机绕组作为所述整流器所需的电感器。

12.一种设计转换器的方法，包括：

将电源接收到直流(DC)总线；

形成成对的两个开关电桥，所述两个开关电桥均连接到所述DC总线，并且生成送至非隔离输出端的脉宽调制(PWM)电压；

布置变压器，其具有连接在所述两个开关电桥的输出端的初级绕组、以及具有连接到隔离输出端的次级绕组，其中：

在非隔离模式下，所述两个开关电桥按照并联模式运行，从而在所述DC总线和所述非隔离输出端之间传输功率；并且

在隔离模式下，所述两个开关电桥按照全桥模式运行，从而通过所述变压器在所述DC总线和所述隔离输出端之间传输功率。

13.根据权利要求12所述的方法，还包括设计控制器，根据至少两种不同的运行模式运行所述两个开关电桥：

在所述非隔离模式下，所述两个开关电桥按照并联模式运行，在所述两个电桥之间使所述PWM开关信号同相同步，从而在所述DC总线和所述非隔离输出端之间传输功率；并且

在所述隔离模式下，所述两个开关电桥按照全桥模式运行，在所述两个电桥之间使所述PWM开关信号相移以使其异相，从而通过所述变压器在所述DC总线和所述隔离输出端之间传输功率。

14.根据权利要求12至13中任一项所述的方法，还包括：在初级侧或次级侧将一个或多个附加的断路开关与隔离变压器绕组串联连接，其中，

在所述非隔离模式下，保持所述变压器断路开关断开，所述两个开关电桥以并联模式运行，使所述PWM开关信号在所述两个电桥之间进行同步，并使所述PWM信号以相移角交错，从而提高所述非隔离输出端的有效PWM开关频率；并且

在所述隔离模式下，保持所述变压器断路开关接通，所述两个开关电桥以全桥模式运行，将所述PWM开关信号在所述两个电桥之间相移以使其异相，从而通过所述变压器在所述DC总线和所述隔离输出端之间传输功率。

15.根据权利要求12至14中任一项所述的方法，其中，设计转换器开关电桥使用二电平、三电平、五电平或任何多电平转换器拓扑,诸如二极管中性点钳位(NPC)多电平转换器、有源NPC(ANPC)多电平转换器、悬浮电容器多电平转换器、或任何不同多电平拓扑的组合。

16.根据权利要求12至15中任一项所述的方法，其中，用三个、四个或任何更多数量的开关电桥配置所述功率转换器，所述开关电桥连接到多个单独的隔离变压器，或者连接到具有耦合在一起的多个绕组的相同隔离变压器，或者连接到不同变压器配置的混合。

17.一种电动汽车，包括：

通过主接触器或开关连接至DC总线的电池；

两对或更多对转换器电桥以形成DC-AC逆变器，并生成PWM电压至非隔离输出端；以及

一个或多个隔离变压器，其具有初级绕组连接在每对转换器电桥的输出端，并且具有次级绕组连接到任何类型的功率转换器，以产生DC电压以对所述电池充电，其中：

在非隔离模式下的逆变器操作期间，所述电池主接触器接通，在每对转换器电桥中，将所述两个开关电桥配置为按照并联模式运行；以及

在隔离模式下的电池充电操作期间，所述电池主接触器断开，在每对转换器电桥中，将所述两个开关电桥配置为按照全桥模式运行。

18.根据权利要求17所述的电动汽车，其中，所述PWM逆变器非隔离输出端提供功率，以驱动具有两组或多组相互独立的电机绕组的AC电机；并且，在所述隔离模式下的电池充电操作期间，在连接到同一组电机绕组的开关电桥之间施加进一步的PWM门极开关同步，从而每组电机绕组通过所述电机端子上的几乎为零的差分电压来激励，以减少任何无用的电机循环电流。

19.一种电动汽车，包括：

一对或更多对转换器电桥以形成DC-DC升压转换器，其输入端通过主接触器开关和一个或多个电感器连接到电池，并且输出端连接到DC总线；以及

一个或多个隔离变压器，其具有初级绕组连接在每对转换器电桥的输出端，并且具有次级绕组连接至任何类型的功率转换器，以产生DC电压以对所述电池充电，其中：

在非隔离模式下的DC升压操作期间，所述电池主接触器接通，在每对转换器电桥中，将所述两个开关电桥配置为按照并联模式运行；并且

20.根据权利要求19所述的电动汽车，其中，所述升压电感器部分或全部集成到所述隔离变压器设计中，并且通过所述主接触器将所述电池输入端连接到所述隔离变压器的初级绕组的中点，从而使用所述变压器绕组用作耦合的升压电感器，无论还有或没有任何其他单独的电感器。