CN112994502A - 一种车用igbt模组损耗降低电路、控制方法及电机控制器 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及电机控制器技术领域，具体涉及一种车用IGBT模组损耗降低电路、控制方法及电机控制器。包括电流采样模块、电压采样模块、微控制器、多路输出反激变换器，变电平推挽驱动电路和IGBT模组，电流采样模块、电压采样模块的采样数据输出端均与微控制器连接，微控制器的控制信号输出端与变电平推挽驱动电路的控制信号输入端连接，微控制器的驱动电平信号输出端与所述多路输出反激变换器的驱动电平信号输入端连接，多路输出反激变换器的电压信号输出端与所述变电平推挽驱动电路的驱动电平信号输入端连接，变电平推挽驱动电路的输出端与IGBT模组的驱动端连接；微控制器根据IGBT模组的三相电流Ic和直流母线电压Vdc计算出当前工况下IGBT模组损耗最低的驱动电平vge。

Description

一种车用IGBT模组损耗降低电路、控制方法及电机控制器
技术领域
本发明涉及电机控制器技术领域，具体涉及一种车用IGBT模组损耗降低电路、控制方法及电机控制器。
背景技术
电机控制器作为新能源汽车关键零部件，其散热能力是制约电驱系统性能稳定、功率提升最主要的因素。控制器的热源主要来自于电力电子功率器件的损耗。目前主流的永磁同步电机控制器采用IGBT模组，其电路拓扑结构为三相全桥，IGBT模组因拖尾电流的存在导致损耗较大。
IGBT功率模组的损耗分为通态损耗和开关损耗。通态损耗是IGBT模组处于导通状态时，其两端存在饱和导通压降(不为0V)，电流为负载电流，此时IGBT模组消耗的功率；开关损耗是IGBT模组开通(关断)时，其两端电压下降(上升)、电流上升(下降)的交叠区产生的损耗。
为保证电机控制器的效率，如何降低IGBT功率模组的损耗至关重要。
发明内容
本发明的目的就是针对现有技术的缺陷，提供一种车用IGBT模组损耗降低电路、控制方法及电机控制器，能够在保证IGBT模组安全工作的前提下，降低IGBT模组在不同工况下的损耗。
本发明一种车用IGBT模组损耗降低电路，其技术方案为：包括电流采样模块、电压采样模块、微控制器、多路输出反激变换器，变电平推挽驱动电路和IGBT模组，所述电流采样模块、电压采样模块的采样数据输出端均与微控制器的采样信号输入端电性连接，所述微控制器的控制信号输出端与所述变电平推挽驱动电路的控制信号输入端连接，所述微控制器的驱动电平信号输出端与所述多路输出反激变换器的驱动电平信号输入端连接，所述多路输出反激变换器的电压信号输出端与所述变电平推挽驱动电路的驱动电平信号输入端连接，所述变电平推挽驱动电路的输出端与IGBT模组的驱动端连接；
所述电流采样模块用于采集IGBT模组的三相电流Ic；
所述电压采样模块用于采集IGBT模组的直流母线电压Vdc；
所述微控制器用于根据所述IGBT模组的三相电流Ic和直流母线电压Vdc计算出当前工况下IGBT模组损耗最低的驱动电平Vge，并根据所述驱动电平Vge向所述多路输出反激变换器输出驱动电平信号。
较为优选的，所述微控制器将所述IGBT模组的三相电流Ic和直流母线电压Vdc带入预先建立的IGBT集电极发射极电压关断尖峰和损耗模型中得到驱动电平Vge的取值范围，并将所述驱动电平Vge的取值范围与多路输出反激变换器的输出电压进行比较，得到最终输出至所述多路输出反激变换器的驱动电平信号。
较为优选的，所述IGBT集电极发射极电压关断尖峰和损耗模型为公式Vdc+LsIcVge/(RoffQGln(Vge/Vge(on)))≤Vces；
其中，Ls为杂散电感，Ic为IGBT模组的三相电流，Roff为关断电阻，QG为栅极电荷，Vge(on)为栅极阈值电压，Vces为IGBT模组阻断电压。
较为优选的，将计算出的驱动电平Vge的取值范围与多路输出反激变换器的输出电压进行比较包括
当计算出的驱动电平Vge大于多路输出反激变换器的最大输出电压时，将驱动电平Vge取反激变换器的最大输出电压；
当计算出的驱动电平Vge小于多路输出反激变换器的最小输出电压时，将驱动电平Vge取反激变换器的最小输出电压；
当计算出的驱动电平Vge位于多路输出反激变换器的最大输出电压与最小输出电压之间时，将驱动电平Vge取多路输出反激变换器中不大于计算值的最大电压值。
较为优选的，所述电流采样模块为电流传感器1，所述电流传感器1连接于IGBT模组输出端与负载之间。
较为优选的，所述电压采样模块为电压传感器2，所述电压传感器2连接于直流母线正负极之间。
较为优选的，所述变电平推挽驱动电路包括与IGBT模组一一对应的多路驱动功率放大电路。
较为优选的，所述驱动功率放大电路包括电阻R1～R4、三极管Q8、Q9、二极管D4、D5、电容C4，所述电阻R1一端连接微控制器的控制信号输出端，另一端连接三极管Q8、Q9基极，所述三极管Q8集电极连接多路输出反激变换器的电压信号输出端，发射极连接三极管Q9集电极，所述三极管Q9发射极接地，所述二极管D4与电阻R2串联，所述二极管D5与电阻R3串联，所述二极管D4阳极、二极管D5阴极连接至三极管Q8发射极，所述电阻R2、电阻R3连接至IGBT模组栅极，所述电容C4、电阻R4并联接入至IGBT模组的栅极与发射极之间。
本发明还提供一种车用IGBT模组损耗降低电路的控制方法，包括
采集IGBT模组的三相电流Ic和直流母线电压Vdc；
微控制器将IGBT模组的三相电流Ic和直流母线电压Vdc带入预先建立的IGBT集电极发射极电压关断尖峰和损耗模型中得到驱动电平Vge的取值范围；
微控制器所述驱动电平Vge的取值范围与多路输出反激变换器的输出电压进行比较，得到驱动电平信号并输出至所述多路输出反激变换器；
所述多路输出反激变换器将所述驱动电平信号输出至变电平推挽驱动电路；
所述变电平推挽驱动电路根据微控制器的控制信号驱动IGBT模组。
本发明还提供一种电机控制器，其技术方案为：包括以上所述的车用IGBT模组损耗降低电路。
本发明的有益效果为：实时监测母线电压和三相电流，微控制器根据预先建立的IGBT集电极发射极电压关断尖峰和损耗模型，计算出当前工况下IGBT模组损耗最低的驱动正电平，该驱动正电平经多路输出反激变换器和变电平推挽驱动电路驱动IGBT模组以当前工况下最小的损耗进行工作，在保证了IGBT安全工作的前提下，实现电机控制器在不同工况下的效率提升。
附图说明
图1为本发明电路示意图；
图2为本发明多路输出反激变换器的电路示意图；
图3为本发明变电平推挽驱动电路的电路示意图。
图中，1-电流传感器，2-电压传感器，3-微控制器，4-多路输出反激变换器，5-变电平推挽驱动电路，6-IGBT模组
具体实施方式
为了使本申请所要解决的技术问题、技术方案及有益效果更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本申请进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本申请，并不用于限定本申请。
需要说明的是，当元件被称为“固定于”或“设置于”另一个元件，它可以直接在另一个元件上或者间接在该另一个元件上。当一个元件被称为是“连接于”另一个元件，它可以是直接连接到另一个元件或间接连接至该另一个元件上。
需要理解的是，术语“长度”、“宽度”、“上”、“下”、“前”、“后”、“左”、“右”、“竖直”、“水平”、“顶”、“底”“内”、“外”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本申请和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本申请的限制。
此外，术语“第一”、“第二”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含地包括一个或者更多个该特征。在本申请的描述中，“多个”的含义是两个或两个以上，除非另有明确具体的限定。
图1示出了本申请较佳实施例(图1示出了本申请第一实施例)提供的一种车用IGBT模组6损耗降低电路的结构示意图，为了便于说明，仅示出了与本实施例相关的部分，详述如下：
其包括电流采样模块、电压采样模块、微控制器3、多路输出反激变换器4，变电平推挽驱动电路5和IGBT模组6。电流采样模块、电压采样模块的采样数据输出端均与微控制器3的采样信号输入端电性连接，所述微控制器3的控制信号输出端与所述变电平推挽驱动电路5的控制信号输入端连接，所述微控制器3的驱动电平信号输出端与所述多路输出反激变换器4的驱动电平信号输入端连接，所述多路输出反激变换器4的电压信号输出端与所述变电平推挽驱动电路5的驱动电平信号输入端连接，所述变电平推挽驱动电路5的输出端与IGBT模组6的驱动端连接；
所述电流采样模块用于采集IGBT模组6的三相电流Ic；
所述电压采样模块用于采集IGBT模组6的直流母线电压Vdc；
所述微控制器3用于根据所述IGBT模组6的三相电流Ic和直流母线电压Vdc计算出当前工况下IGBT模组损耗最低的驱动电平Vge，并根据所述驱动电平Vge向所述多路输出反激变换器4输出驱动电平信号。
较为优选的，所述微控制器将所述IGBT模组的三相电流Ic和直流母线电压Vdc带入预先建立的IGBT集电极发射极电压关断尖峰和损耗模型中得到驱动电平Vge的取值范围，并将所述驱动电平Vge的取值范围与多路输出反激变换器的输出电压进行比较，得到最终输出至所述多路输出反激变换器的驱动电平信号。
较为优选的，所述IGBT集电极发射极电压关断尖峰和损耗模型为公式
Vdc+LsIcVge/(RoffQGln(Vge/Vge(on)))≤Vces；
其中，Ls为杂散电感，Ic为IGBT模组的三相电流，Roff为关断电阻，QG为栅极电荷，Vge(on)为栅极阈值电压，Vces为IGBT模组阻断电压。
较为优选的，将计算出的驱动电平Vge的取值范围与多路输出反激变换器的输出电压进行比较包括
当计算出的驱动电平Vge大于多路输出反激变换器的最大输出电压时，将驱动电平Vge取反激变换器的最大输出电压；
当计算出的驱动电平Vge小于多路输出反激变换器的最小输出电压时，将驱动电平Vge取反激变换器的最小输出电压；
当计算出的驱动电平Vge位于多路输出反激变换器的最大输出电压与最小输出电压之间时，将驱动电平Vge取多路输出反激变换器中不大于计算值的最大电压值。
本方案中，公式Vdc+LsIcVge/(RoffQGln(Vge/Vge(on)))≤Vces为预先推导得到，该推导过程入下：
以IGBT半桥Q3为例，霍尔电压电流传感器1实时采集IGBT模组的三相电流Ic和直流母线电压Vdc，微控制器根据当前IGBT半桥Q3的电压电流等工况数值自动选择辅助反激电源提供的不同驱动电平。
IGBT的关断过程中，杂散电感L引起的瞬间过电压叠加在母线电压Vdc上严重情况下会超过IGBT模组的截止电压，造成IGBT模组的击穿烧毁，故通常驱动参数的选定是为了保证电机控制器处于满载状态下能正常运行，即
Figure BDA0003046160160000071
其中关断时间toff由栅极电荷放电过程计算，
toff＝RoffQG/Vgeln(Vge/Vge(on))，联立这上述两个公式可得
vdc+LsIcVge/(R。ffQGln(Vge/Vge(on)))≤vces (公式一)
以英飞凌公司FS820R08A6P2为例，取母线电压Vdc为350V、杂散电感Ls为7.45×10- 7H、三相电流dic为100A、关断电阻Roff为6Ω、栅极电荷QG为4.4×10-7C、栅极阈值电压Vge(on)为4.4V、Vces为700V，根据公式1计算得出Vge≤16.1V，取整数为16V。
本方案中，如图2所示，多路输出反激变换器4的输出电压范围为14V～16V，因此，当计算结果为Vge≤13.9v时，微控制器输出驱动电平Vge取14v，当当计算结果为Vge≤15.3时，微控制器输出驱动电平Vge取15v。
如图3所示，变电平推挽驱动电路5包括与IGBT模组6一一对应的多路驱动功率放大电路。驱动功率放大电路包括电阻R1～R4、三极管Q8、Q9、二极管D4、D5、电容C4，所述电阻R1一端连接微控制器3的控制信号输出端，另一端连接三极管Q8、Q9基极，所述三极管Q8集电极连接多路输出反激变换器4的电压信号输出端，发射极连接三极管Q9集电极，所述三极管Q9发射极接地，所述二极管D4与电阻R2串联，所述二极管D5与电阻R3串联，所述二极管D4阳极、二极管D5阴极连接至三极管Q8发射极，所述电阻R2、电阻R3连接至IGBT模组6栅极，所述电容C4、电阻R4并联接入至IGBT模组6的栅极与发射极之间。
实施例一
电流采样模块为电流传感器1，电流传感器1连接于IGBT模组6输出端与负载之间。压采样模块为电压传感器2，电压传感器2连接于直流母线正负极之间。
基于本电路的控制方案，其工作原理如下：
电流传感器1、电压传感器2分别采集IGBT模组6的三相电流Ic、IGBT模组6的直流母线电压Vdc，并将以上数据发送至微控制器3。微控制器3根据公式Vdc+LsIcVge/(RoffQGln(Vge/Vge(on)))≤Vces结合多路输出反激变换器4的电压输出范围计算输出至多路输出反激变换器4的驱动电平Vge值，多路输出反激变换器4根据驱动电平Vge输出对应电压至变电平推挽驱动电路5内驱动功率放大电路的三极管Q8集电极。驱动功率放大电路对微控制器3发出的控制信号进行功率放大(电压、电流放大)后，控制IGBT模组(Q1～Q6)开通和关断。
由公式Vdc+LsIcVge/(RoffQGln(Vge/Vge(on)))≤vces (公式一)
可以看出，驱动电平Vge与三相电流Ic呈负相关，表明电机控制器处于重载状态下(IGBT模组的三相电流Ic较高)时，低驱动电平Vge(例如14V)会降低IGBT关断时集电极电流下降斜率dic/dt，避免IGBT模组的电压关断尖峰Vce超过限值。
该公式中电机控制器处于轻载状态下(IGBT模组的三相电流Ic为100A)，驱动电平计算结果为16V，表明IGBT的电压关断尖峰Vce距离限值较远，此时采用高驱动电平(例如16V)能显著降低IGBT模组的导通损耗和开通损耗。IGBT模组的导通损耗如公式二所示。
Pon＝Vce(sat)IcD＝(Vceo+RceIc)IcD (公式二)
其中Vceo为IGBT初始导通压降、Rce为导通电阻、D为占空比。公式2中导通电阻Rce随着驱动电平增加而减小。
以英飞凌公司FS820R08A6P2为例，对其产品数据手册上的典型输出特性曲线进行曲线拟合，驱动电平16V下初始导通压降Vceo和导通电阻Rce分别为0.7487V和8.1×10-4Ω，驱动电平14V下初始导通压降Vceo和导通电阻Rce分别为0.7323V和9.23×10-4Ω。在IGBT模组的三相电流100A的工况下，驱动电平16V比14V导通损耗减小(Pon(14V)-Pon(16V))/Pon(14V)＝5.836％。
IGBT模组的开通损耗计算公式为Psw(on)＝vdcIctonf/2，开通时间ton可根据电容充放电得出ton＝RonCGln[(Vge-Vge(o))/(Vge-Vge(on))]，栅极电容可根据IGBT产品数据手册上得出CG＝QG/Vge，即。
Psw(on)＝VdCIcRonQG/Vgeln[(Vge-Vge(o))/(Vge-Vge(on))]f/2 (公式三)
其中Ron为驱动电阻，QG为IGBT栅极等效电荷，Vge(o)栅极初始电压，通常为0V，f为IGBT开关频率。对于同一工况下，开通时间ton随驱动电平增加而减小，驱动电平16V比14V开通损耗减小了(Psw(14V-on)-Psw(16V-on))/Psw(14V-on)＝27.37％。
自适应变电平驱动方案能降低IGBT模组在轻载工况下的损耗，提升电机控制器全功率范围内的效率，软件上电平切换点尽量选择在栅极电荷QG电量放完后，避免驱动电流出现大的波形。
所属领域的技术人员可以清楚地了解到，为了描述的方便和简洁，仅以上述各功能单元、模块的划分进行举例说明，实际应用中，可以根据需要而将上述功能分配由不同的功能单元、模块完成，即将所述装置的内部结构划分成不同的功能单元或模块，以完成以上描述的全部或者部分功能。实施例中的各功能单元、模块可以集成在一个处理单元中，也可以是各个单元单独物理存在，也可以两个或两个以上单元集成在一个单元中，上述集成的单元既可以采用硬件的形式实现，也可以采用软件功能单元的形式实现。另外，各功能单元、模块的具体名称也只是为了便于相互区分，并不用于限制本申请的保护范围。上述系统中单元、模块的具体工作过程，可以参考前述方法实施例中的对应过程，在此不再赘述。
在上述实施例中，对各个实施例的描述都各有侧重，某个实施例中没有详述或记载的部分，可以参见其它实施例的相关描述。
本领域普通技术人员可以意识到，结合本文中所公开的实施例描述的各示例的单元及算法步骤，能够以电子硬件、或者计算机软件和电子硬件的结合来实现。这些功能究竟以硬件还是软件方式来执行，取决于技术方案的特定应用和设计约束条件。专业技术人员可以对每个特定的应用来使用不同方法来实现所描述的功能，但是这种实现不应认为超出本申请的范围。
在本申请所提供的实施例中，应该理解到，所揭露的装置/终端设备和方法，可以通过其它的方式实现。例如，以上所描述的装置/终端设备实施例仅仅是示意性的，例如，所述模块或单元的划分，仅仅为一种逻辑功能划分，实际实现时可以有另外的划分方式，例如多个单元或组件可以结合或者可以集成到另一个系统，或一些特征可以忽略，或不执行。另一点，所显示或讨论的相互之间的耦合或直接耦合或通讯连接可以是通过一些接口，装置或单元的间接耦合或通讯连接，可以是电性，机械或其它的形式。
所述作为分离部件说明的单元可以是或者也可以不是物理上分开的，作为单元显示的部件可以是或者也可以不是物理单元，即可以位于一个地方，或者也可以分布到多个网络单元上。可以根据实际的需要选择其中的部分或者全部单元来实现本实施例方案的目的。
另外，在本申请各个实施例中的各功能单元可以集成在一个处理单元中，也可以是各个单元单独物理存在，也可以两个或两个以上单元集成在一个单元中。上述集成的单元既可以采用硬件的形式实现，也可以采用软件功能单元的形式实现。
所述集成的模块/单元如果以软件功能单元的形式实现并作为独立的产品销售或使用时，可以存储在一个计算机可读取存储介质中。基于这样的理解，本申请实现上述实施例方法中的全部或部分流程，也可以通过计算机程序来指令相关的硬件来完成，所述的计算机程序可存储于一计算机可读存储介质中，该计算机程序在被处理器执行时，可实现上述各个方法实施例的步骤。。其中，所述计算机程序包括计算机程序代码，所述计算机程序代码可以为源代码形式、对象代码形式、可执行文件或某些中间形式等。所述计算机可读介质可以包括：能够携带所述计算机程序代码的任何实体或装置、记录介质、U盘、移动硬盘、磁碟、光盘、计算机存储器、只读存储器(ROM，Read-Only Memory)、随机存取存储器(RAM，Random Access Memory)、电载波信号、电信信号以及软件分发介质等。需要说明的是，所述计算机可读介质包含的内容可以根据司法管辖区内立法和专利实践的要求进行适当的增减，例如在某些司法管辖区，根据立法和专利实践，计算机可读介质不包括电载波信号和电信信号。
以上所述实施例仅用以说明本申请的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本申请进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本申请各实施例技术方案的精神和范围，均应包含在本申请的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种车用IGBT模组损耗降低电路，其特征在于：包括电流采样模块、电压采样模块、微控制器、多路输出反激变换器，变电平推挽驱动电路和IGBT模组，所述电流采样模块、电压采样模块的采样数据输出端均与微控制器的采样信号输入端电性连接，所述微控制器的控制信号输出端与所述变电平推挽驱动电路的控制信号输入端连接，所述微控制器的驱动电平信号输出端与所述多路输出反激变换器的驱动电平信号输入端连接，所述多路输出反激变换器的电压信号输出端与所述变电平推挽驱动电路的驱动电平信号输入端连接，所述变电平推挽驱动电路的输出端与IGBT模组的驱动端连接；
所述电流采样模块用于采集IGBT模组的三相电流Ic；
所述电压采样模块用于采集IGBT模组的直流母线电压Vdc；
所述微控制器用于根据所述IGBT模组的三相电流Ic和直流母线电压Vdc计算出当前工况下IGBT模组损耗最低的驱动电平Vge，并根据所述驱动电平Vge向所述多路输出反激变换器输出驱动电平信号。
2.根据权利要求1所述的车用IGBT模组损耗降低电路，其特征在于：所述微控制器将所述IGBT模组的三相电流Ic和直流母线电压Vdc带入预先建立的IGBT集电极发射极电压关断尖峰和损耗模型中得到驱动电平Vge的取值范围，并将所述驱动电平Vge的取值范围与多路输出反激变换器的输出电压进行比较，得到最终输出至所述多路输出反激变换器的驱动电平信号。
3.根据权利要求2所述的车用IGBT模组损耗降低电路，其特征在于：所述IGBT集电极发射极电压关断尖峰和损耗模型为公式
Vdc+LsIcVge/(RoffQGln(Vge/Vge(on)))≤Vces；
其中，Ls为杂散电感，Ic为IGBT模组的三相电流，Roff为关断电阻，QG为栅极电荷，Vge(on)为栅极阈值电压，Vces为IGBT模组阻断电压。
4.根据权利要求2所述的车用IGBT模组损耗降低电路，其特征在于：所述将计算出的驱动电平Vge的取值范围与多路输出反激变换器的输出电压进行比较包括：
当计算出的驱动电平Vge大于多路输出反激变换器的最大输出电压时，将驱动电平Vge取反激变换器的最大输出电压；
当计算出的驱动电平Vge小于多路输出反激变换器的最小输出电压时，将驱动电平Vge取反激变换器的最小输出电压；
当计算出的驱动电平Vge位于多路输出反激变换器的最大输出电压与最小输出电压之间时，将驱动电平Vge取多路输出反激变换器中不大于计算值的最大电压值。
5.根据权利要求1所述的车用IGBT模组损耗降低电路，其特征在于：所述电流采样模块为电流传感器1，所述电流传感器1连接于IGBT模组输出端与负载之间。
6.根据权利要求1所述的车用IGBT模组损耗降低电路，其特征在于：所述电压采样模块为电压传感器2，所述电压传感器2连接于直流母线正负极之间。
7.根据权利要求1所述的车用IGBT模组损耗降低电路，其特征在于：所述变电平推挽驱动电路包括与IGBT模组一一对应的多路驱动功率放大电路。
8.根据权利要求7所述的车用IGBT模组损耗降低电路，其特征在于：所述驱动功率放大电路包括电阻R1～R4、三极管Q8、Q9、二极管D4、D5、电容C4，所述电阻R1一端连接微控制器的控制信号输出端，另一端连接三极管Q8、Q9基极，所述三极管Q8集电极连接多路输出反激变换器的电压信号输出端，发射极连接三极管Q9集电极，所述三极管Q9发射极接地，所述二极管D4与电阻R2串联，所述二极管D5与电阻R3串联，所述二极管D4阳极、二极管D5阴极连接至三极管Q8发射极，所述电阻R2、电阻R3连接至IGBT模组栅极，所述电容C4、电阻R4并联接入至IGBT模组的栅极与发射极之间。
9.一种如权利要求1～8所述的车用IGBT模组损耗降低电路的控制方法，其特征在于：包括
采集IGBT模组的三相电流Ic和直流母线电压Vdc；
微控制器将IGBT模组的三相电流Ic和直流母线电压Vdc带入预先建立的IGBT集电极发射极电压关断尖峰和损耗模型中得到驱动电平Vge的取值范围；
微控制器所述驱动电平Vge的取值范围与多路输出反激变换器的输出电压进行比较，得到驱动电平信号并输出至所述多路输出反激变换器；
所述多路输出反激变换器将所述驱动电平信号输出至变电平推挽驱动电路；
所述变电平推挽驱动电路根据微控制器的控制信号驱动IGBT模组。
10.一种电机控制器，其特征在于：所述电机控制器包括如权利要求1～8任意一项所述的车用IGBT模组损耗降低电路。
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