CN112910533A - 一种具有并行结构的宽带信号组阵系统 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种具有并行结构的宽带信号组阵系统，包括并转换模块，用于将各天线采集的串行信号转换成并行信号；数字下变频模块，用于对并行信号进行下变频；并行滤波模块，用于将经过下变频的并行信号进行带通滤波；频差时差调整模块，用于对经过带通滤波的并行信号进行频率和时差调整，完成频率和时延对齐；SUMPLE算法模块，用于通过SUMPLE算法，将经过频率和时延调整的并行信号进行加权求和，得到合成信号；数字上变频模块，用于对合成信号进行上变频，使之与接收信号中心频率位置相同。其对每一路天线接收到的采样信号进行串并转换，并将传统组阵合成算法结构中的每一模块进行并行化设计，有效降低了系统串行处理的时钟频率。

Description

一种具有并行结构的宽带信号组阵系统

技术领域

本发明涉及一种具有并行结构的宽带信号组阵系统，属于通讯信号处理技术领域。

背景技术

在深空探测中，探测器需要将无线信号从遥远的太空发送回地球，从而在探测器和测控站之间建立通信链路。随着探测任务的开展，对数据传输速率的需求越来越高，而由于信号的自由空间传输损耗与距离的平方成反比，随着探测距离的增大，地面上接收到的信号通常非常微弱，甚至完全淹没在复杂的无线电噪声中。可靠地恢复微弱的深空信号成为深空探测任务必须要解决的问题。

传统的提高接收信号信噪比的技术包括：采用先进的编码技术引入编码增益；增大发射功率；降低接收机的热噪声；增大接收天线的口径等。然而受到工程可实现能力的约束，这些方法目前已经濒临工程极限。在这种情况下，天线组阵技术应运而生，天线组阵技术是在一定地域范围内，将不同天线接收到的同一信号源的信号加权合成。天线组阵的效果等价于一个更大口径的天线，可有效提高接收信号的信噪比，已成为恢复微弱的深空信号的新解决方案。如图1所示，天线组阵的工作方式为：天线组阵中各天线采集经过混频的中频信号，将采集的信号依次进行带通滤波、下变频和频差与时差校准，最后采用SUMPLE算法生成合成信号Ck，其中，SUMPLE算法的流程如图2所示，将经过频差与时差校准的各路信号与参考信号进行相关，从而计算出各路信号的加权值，将各路信号与加权值相乘后在相加从而生成合成信号Ck。

除了可以提高信噪比之外，天线组阵技术还可以更好的防止系统故障，避免整个系统失效。在使用单个天线时，该天线发生故障整个系统可能就会失效。采用天线组阵技术，当某一天线出现故障后，剩余的天线仍然能够对接收信号进行合成，整个系统只是损失了出现故障的天线对信噪比的贡献，而不会出现整个系统失效的后果。另一方面，天线组阵技术可以利用现有的不同天线，不必对天线本身的结构进行改进，从而降低了整个系统的建设成本。

为了使合成信号的信噪比最大，天线组阵技术需要各个小天线接收到的信号之间的时延、频差、相位差以及幅度差应当尽可以小，但实际操作中很难准确计算各个小天线接收到的信号之间的时延、频差、相位差以及幅度的补偿。目前天线组阵的信号合成主要采用SUMPLE、SIMPLE等算法，但这些算法通常只针对窄带信号。此外，由于不同地理位置、不同型号的接收天线群时延大小不同，各个小天线接收到的信号的相频特性曲线在不同频率处的相位差也不同。如果采用传统的天线组阵算法，在所有频率处用一个相同的相位加权因子进行相位补偿，会导致合成后信号的信噪损失。这些传统的天线组阵合成算法采用的是串行结构，受到硬件时钟频率的限制，采样和数据处理的效率都比较低。

发明内容

针对上述问题，本发明的目的是提供了一种具有并行结构的宽带信号组阵系统，其对每一路天线接收到的采样信号进行串并转换，并将传统组阵合成算法结构中的每一模块进行并行化设计，有效降低了系统串行处理的时钟频率。

为实现上述目的，本发明采取以下技术方案：一种具有并行结构的宽带信号组阵系统，包括：串并转换模块、并行滤波模块、数字下变频模块、频差时差调整模块、SUMPLE算法模块和数字上变频模块；串并转换模块，用于将各天线采集的串行信号转换成并行信号；数字下变频模块，用于对并行信号进行下变频；并行滤波模块，用于将经过下变频的并行信号进行带通滤波；频差时差调整模块，用于对经过带通滤波的并行信号进行频率和时差调整，完成频率和时延对齐；SUMPLE算法模块，用于通过SUMPLE算法，将经过频率和时延调整的并行信号进行加权求和，得到合成信号；数字上变频模块，用于对合成信号进行上变频，使之与接收信号中心频率位置相同。

进一步，并行滤波模块采用多相滤波结构，L阶FIR滤波器的输出y(kM+l)表达式为：

其中，k是指第k组并行序列；l是第k组第l个输出；M是并行化路数；L是滤波器阶数；p和q是迭代变量；x()是输入信号；h()是FIR滤波器冲击响应函数。

进一步，频差时差调整模块以第一路天线的并行信号为参考信号，其它各天线的并行信号与参考信号做相关，求出二者的并行信号的频差与时差，并对非参考信号的频率与时延进行调整，完成频率与时延对齐。

进一步，数字下变频模块将参考信号进行中心频率为f_c的下变频至基带，非参考信号进行频率为f_c+Δf_i的下变频和时延为n_i的平移，f_c是标称中心频率；Δf_i是第i路信号实际中心频率差和标称频率的偏差。

进一步，参考信号与非参考信号做相关的过程为：寻找参考信号与非参考信号的峰值最大时所对应的频差Δf_imax与时差n_imax为第i路信号与第一路的参考信号之间的频差与时差。

进一步，并行SUMPLE算法模块：对各路天线的并行信号对应相乘，并求平均相位差，得到相位加权系数，将各路并行信号进行加权求和得到合成信号。

进一步，并行SUMPLE算法模块首先将输入信号分成若干时段，在每一时段内，将某一并行信号与其他并行信号进行一次相关，计算其他并行信号的相位差，选择每个天线并行信号在K时段内采样点数N_cor，根据第K时段求出的相位加权系数计算出第K+1时段各路信号的参考信号，其中，给出第i路信号的参考信号

为：

其中，N是天线数目，n是第n路信号，

是第K个相关周期中第n路信号的相位加权系数，

是第n路信号。

进一步，相位加权系数W_i(K+1)为：

其中，R_K+1为归一化系数，N_cor为在K时段内采样点数，i为第i路信号，

是第i路参考信号的第k个采样点，

是第K个相关周期中第i路信号的相位加权系数。

本发明由于采取以上技术方案，其具有以下优点：1、并行结构的宽带信号组阵系统对每一路天线接收到的采样信号进行串并转换，并将传统组阵合成算法结构中的每一模块进行并行化设计，有效降低了系统串行处理的时钟频率。2、根据采样率与硬件实现时的时钟频率综合选择并行化数目，即可使用最少的硬件资源实现宽带信号的实时组阵合成。3、并行结构的宽带信号组阵系统的输出结果与传统组阵结构输出结果相匹配，即不会存在显著差别，不会降低合成后信号的信噪比。

附图说明

图1是现有技术中宽带信号组阵系统的示意图；

图2是现有技术中SUMPLE算法模块的算法流程图；

图3是本发明一实施例中具有并行结构的宽带信号组阵系统的整体框图；

图4是本发明一实施例中并行32阶FIR滤波器的结构示意图；

图5是本发明一实施例中串行FIR滤波器与并行FIR滤波器的输出信号的波形图，图5(a)是串行FIR滤波器的输出信号的波形图；图5(b)是并行FIR滤波器的输出信号的波形图；图5(c)是并行和串行FIR滤波器的输出信号相关后的波形图；

图6是本发明一实施例中时差频差估计模块的结构示意图；

图7是本发明一实施例中并行SUMPLE算法相位差计算方法示意图；

图8是本发明一实施例中SUMPLE算法模块求解过程示意图；

图9是本发明一实施例中串行组阵系统与并行组阵系统的输出信号的波形图，图9(a)是串行组阵系统的输出信号的波形图；图9(b)是并行组阵系统的输出信号的波形图；图9(c)是并行和串行组阵系统的输出信号相关后的波形图；

图10是本发明一实施例中串行与并行组阵系统的合成输出信号的信噪比的比较图。

具体实施方式

为了使本领域技术人员更好的理解本发明的技术方向，通过具体实施例对本发明进行详细的描绘。然而应当理解，具体实施方式的提供仅为了更好地理解本发明，它们不应该理解成对本发明的限制。在本发明的描述中，需要理解的是，所用到的术语仅仅是用于描述的目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。

本发明公开了一种具有并行结构的宽带信号组阵系统，其通过对每一路天线接收到的采样信号进行串并转换，并将传统组阵合成算法结构中的每一模块进行并行化设计，有效降低了系统串行处理的时钟频率。本发明的具体实施方式通过以下实施例进行详细的说明。

本实施例公开了一种具有并行结构的宽带信号组阵系统，如图3所示，包括：串并转换模块、并行滤波模块、数字下变频模块、频差时差调整模块、SUMPLE算法模块和数字上变频模块。

串并转换模块，用于将各天线采集的串行信号转换成并行信号；

数字下变频模块，用于对并行信号进行下变频；并行滤波模块，用于将经过下变频的并行信号进行带通滤波；

频差时差调整模块，用于对经过带通滤波的并行信号进行频率和时差调整，完成频率和时延对齐；

SUMPLE算法模块，用于通过SUMPLE算法，将经过频率和时延调整的并行信号进行加权求和，得到合成信号；

数字上变频模块，用于对合成信号进行上变频，使之与接收信号中心频率位置相同。

通过上述并行结构的宽带信号组阵系统，将每一路天线接收到的串行采样转换成并行的结构，可以同时处理多路并行信号，并将传统组阵合成算法结构中的每一模块都进行了并行化设计，从而有效降低了系统串行处理的时钟频率，且并行结构的宽带信号组阵系统的输出结果与传统组阵结构输出结果相匹配，不会降低合成后信号的信噪比。

本实施例中，各天线接收到的信号经混频后生成的中频信号可以表示为：

第1路信号：s₁(t)＝s(t)+n₁(t)，

第i路信号：

其中，s(t)为经过混频后的第1路中频信号，n_i(t)为独立的零均值、复高斯随机噪声，Δt_i、Δf_i和

分别为第i路天线接收到的信号与第1路信号相比的时延差、频率差和相位差。

如图3所示，本实施例中天线数量为N，各天线信号的采样率相同，且均为Fs，每一条电线中包括M路并行处理路径，对每一路天线接收到的串行的采样信号转换为M路并行信号，则采样处理速率降低为F_s/M。

在本实施例中，并行滤波模块采用多相滤波结构，对于各种类型的FIR滤波器，需要给出与相应的滤波器抽头系数即可实现并行结构的转化。

L阶FIR滤波器滤波后的时域表达式如下：

其中，x(n)是输入信号；y(n)是输出信号；

是FIR滤波器冲击响应函数；L是滤波器阶数；m是迭代变量。为将FIR滤波器构造M路并行输入并行输出的结构，首先将时域表达式写为如下形式：

令n＝Km+l，则第k组并行序列的FIR滤波器第l个输出可表示为：

上式求和需要第k组并行输入序列中的第l-p个数值；为使得l-p代表每组并行序列中的标号，要使其为非负数，对于求和项中p>l的部分，只需对输入序列引入一个延迟单元，则L阶FIR滤波器的输出y(kM+l)可表示成需要第k-1组并行输入序列中的第l-p+M个，其表达式如下：

其中，k是指第k组并行序列；l是第k组第l个输出；M是并行化路数；L是滤波器阶数；p和q是迭代变量；x(n)是输入信号；h(m)是FIR滤波器冲击响应函数。

图4是并行32阶FIR滤波器的结构示意图，如图4所示，FIR滤波器阶数L＝32，并行路数M＝8，8路并行FIR滤波器结构实现了将滤波器的串行数据处理速率降低为原来的1/8，但所需的乘法器、加法器资源数量均变为原来的8倍。

图5是本实施例中串行FIR滤波器与并行FIR滤波器的输出信号的波形图，图5(a)是串行FIR滤波器的输出信号的波形图；图5(b)是并行FIR滤波器的输出信号的波形图；图5(c)是并行和串行FIR滤波器的输出信号相关后的波形图。如图5所示，图5(b)中并行FIR滤波器和图5(a)是串行FIR滤波器的波形图除了开始与结尾少量数据不同外，其它数据都完全相同，从而验证了并行滤波结构的正确性。

频差时差调整模块以第一路天线的并行信号为参考信号，其它各天线的并行信号与参考信号做相关，求出二者的并行信号的频差与时差，并对非参考信号的频率与时延进行调整，完成频率与时延对齐。

频差时差调整模块的具体操作过程为：首先，使用数字下变频模块将参考信号进行中心频率为f_c的下变频至基带，非参考信号进行频率为f_c+Δf_i的下变频和时延为n_i的平移，f_c是标称中心频率；Δf_i是第i路信号的实际中心频率和标称频率的偏差。其次，寻找参考信号与非参考信号的峰值最大时所对应的频差Δf_imax与时差n_imax为第i路信号与第一路的参考信号之间的频差与时差。对于载波频率差和时延差不变的各接收信号来说，具体实现时仅需将同一时段采集到的各路数据进行保存，非实时运算出时差与频差进行校准即可。对于载波频率差和时延差随时间变化的各接收信号，需要根据变化速度不断调整各路信号的下变频频率与时延，保证与第一路参考信号的频率和时延实时对齐。

图6是本实施例中时差频差估计模块的结构示意图，如图6所示，对于天线组阵，在进行SUMPLE组阵算法运算之前，需要通过频差时差估计模块，完成第一路参考信号与其它各路天线信号之间的中心频率差、时延差估计。通过下变频频率搜索进行频率误差校准，对各路信号下变频到基带后，将时延校准对齐。

并行SUMPLE算法模块，如图7所示，通过对各路天线的并行信号对应相乘，并求平均相位差，得到相位加权系数，将各路并行信号进行加权求和得到合成信号。如图8所示，并行SUMPLE算法模块具体的计算过程为：首先将输入信号分成若干时段，在每一时段内，将某一并行信号与其他并行信号进行一次相关，计算其他并行信号的相位差，选择每个天线并行信号在K时段内采样点数N_cor，根据第K时段求出的相位加权系数计算出第K+1时段各路信号的参考信号，其中，给出第i路信号的参考信号

为：

其中，N是天线数目，n是第n路信号，

是第K个相关周期中第n路信号的相位加权系数，

是第n路信号。

进一步，相位加权系数W_i(K+1)为：

其中，R_K+1为归一化系数，N_cor为在K时段内采样点数，i为第i路信号，

是第i路参考信号的第k个采样点，

是第K个相关周期中第i路信号的相位加权系数，N是天线数目，W_jK是第K个相关周期中第j路信号的相位加权系数。为了防止加权系数W_iK因累加求和而导致幅度不稳定，故R_K+1应当使得W_iK满足以下条件：

图9是本实施例中串行组阵系统与并行组阵系统的输出信号的波形图，图9(a)是串行组阵系统的输出信号的波形图；图9(b)是并行组阵系统的输出信号的波形图；图9(c)是并行和串行组阵系统的输出信号相关后的波形图。仿真对比串行与并行合成信号的波形和信噪比。仿真信号采用BPSK(Binary Phase Shift Keying)信号；天线数目N＝4；串行与并行FIR滤波器阶数都采用阶数L＝32，滤波器系数相同；并行化数目M＝8。图9中串行结构与并行结构合成信号的输出的结果基本相同。

图10是本发明一实施例中串行与并行组阵系统的合成输出信号的信噪比的比较图，图10中还将本发明中获得的信号信噪比与理想合成信号的信噪比对比。对串行合成算法与并行合成算法的输出信号采用信号子空间分解信噪比估计法，评估两种合成结构输出的信号信噪比。图10表明并行SUMPLE组阵合成结构合成后信号的信噪比与串行运结构的信噪比完全重合，与理想合成信号的信噪比也基本重合，即并行结构不会对合成后信号的信噪比造成损失，这说明本发明中系统在提高了系统数据处理速度的同时，其合成信号的结果与现有技术中的合成信号相匹配，且信噪比也基本相同，从而证明了本发明中系统的有效性。

最后应当说明的是：以上实施例仅用以说明本发明的技术方案而非对其限制，尽管参照上述实施例对本发明进行了详细的说明，所属领域的普通技术人员应当理解：依然可以对本发明的具体实施方式进行修改或者等同替换，而未脱离本发明精神和范围的任何修改或者等同替换，其均应涵盖在本发明的权利要求保护范围之内。上述内容仅为本申请的具体实施方式，但本申请的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本申请揭露的技术范围内，可轻易想到变化或替换，都应涵盖在本申请的保护范围之内。因此，本申请的保护范围应以权利要求的保护范围为准。

Claims (8)

1.一种具有并行结构的宽带信号组阵系统，其特征在于，包括：串并转换模块、并行滤波模块、数字下变频模块、频差时差调整模块、SUMPLE算法模块和数字上变频模块；

所述串并转换模块，用于将各天线采集的串行信号转换成并行信号；

所述数字下变频模块，用于对所述并行信号进行下变频；

所述并行滤波模块，用于将经过下变频的并行信号进行带通滤波；

所述频差时差调整模块，用于对经过带通滤波的并行信号进行频率和时差调整，完成频率和时延对齐；

所述SUMPLE算法模块，用于通过SUMPLE算法，将经过频率和时延调整的并行信号进行加权求和，得到合成信号；

所述数字上变频模块，用于对所述合成信号进行上变频，使之与接收信号中心频率位置相同。

2.如权利要求1所述的具有并行结构的宽带信号组阵系统，其特征在于，所述并行滤波模块采用多相滤波结构，L阶FIR滤波器的输出y(kM+l)表达式为：

其中，k是指第k组并行序列；l是第k组第l个输出；M是并行化路数；L是滤波器阶数；p和q是迭代变量；x(n)是输入信号；h(m)是FIR滤波器冲击响应函数。

3.如权利要求1所述的具有并行结构的宽带信号组阵系统，其特征在于，所述频差时差调整模块以第一路天线的并行信号为参考信号，其它各天线的并行信号与所述参考信号做相关，求出二者的并行信号的频差与时差，并对非参考信号的频率与时延进行调整，完成频率与时延对齐。

4.如权利要求3所述的具有并行结构的宽带信号组阵系统，其特征在于，所述数字下变频模块将所述参考信号进行中心频率为f_c的下变频至基带，所述非参考信号进行频率为f_c+Δf_i的下变频和时延为n_i的平移，f_c是标称中心频率；Δf_i是第i路信号的实际中心频率和标称频率的偏差。

5.如权利要求4所述的具有并行结构的宽带信号组阵系统，其特征在于，所述参考信号与所述非参考信号做相关的过程为：寻找所述参考信号与非参考信号的峰值最大时所对应的频差Δf_imax与时差n_imax为第i路信号与第一路的参考信号之间的频差与时差。

6.如权利要求1所述的具有并行结构的宽带信号组阵系统，其特征在于，所述并行SUMPLE算法模块：对各路天线的并行信号对应相乘，并求平均相位差，得到相位加权系数，将各路并行信号进行加权求和得到合成信号。

7.如权利要求6所述的具有并行结构的宽带信号组阵系统，其特征在于，所述并行SUMPLE算法模块首先将输入信号分成若干时段，在每一所述时段内，将某一所述并行信号与其他所述并行信号进行一次相关，计算其他所述并行信号的相位差，选择每个天线并行信号在K时段内采样点数N_cor，根据第K时段求出的相位加权系数计算出第K+1时段各路信号的参考信号，其中，给出第i路信号的参考信号

为：

其中，N是天线数目，n是第n路信号，

是第K个相关周期中第n路信号的相位加权系数，

是第n路信号。

8.如权利要求7所述的具有并行结构的宽带信号组阵系统，其特征在于，所述相位加权系数W_i(K+1)为：

其中，R_K+1为归一化系数，N_cor为在K时段内采样点数，i为第i路信号，

是第i路参考信号的第k个采样点，

是第K个相关周期中第i路信号的相位加权系数，N是天线数目。

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