CN112910280A - 一种应用于微型逆变器的最大功率点跟踪模拟控制电路 - Google Patents

Abstract

本发明涉及电力电子应用技术领域，旨在提供一种应用于微型逆变器的最大功率点跟踪模拟控制电路。接至光伏电池板的微型逆变器包括反激变换器和全桥工频逆变器，最大功率点跟踪模拟控制电路用于控制反激变换器；该控制电路包括信号开关控制电路，以及依次电连接的乘法器等效替代电路、采样保持比较电路、逻辑判断电路和占空比增减控制电路；通过对光伏电池板的输出功率变化与占空比变化进行逻辑判断，进而对占空比进行直接控制，最终逐步实现光伏电池板最大功率点追踪。本发明可以逐步实现微逆系统中最大功率点跟踪的模拟控制，有效降低光伏电池板最大功率点控制成本和复杂度，同时有助于将微逆的控制进一步集成。

Description

一种应用于微型逆变器的最大功率点跟踪模拟控制电路

技术领域

本发明属于电力电子应用技术领域，涉及光伏电池板最大功率点跟踪控制。

背景技术

随着传统化石能源的储量减少以及开采难度加大，同时各类可再生能源的应用成本降低，人类普遍加大了对可再生能源的研究与应用。其中太阳能以其分布广、易获取、零排放、可持续等优势成为可再生能源应用研究的热点。

对于太阳能光伏发电技术，主要有集中式和分布式两大类应用。其中分布式应用中的组件级光伏发电系统有着诸多优势，逐渐成为研究的一大主流。电流源型微型光伏逆变器在组件级光伏发电系统中有着广泛的应用前景。

光伏电池的输出特性呈现非线性，其P-U曲线为单峰值曲线，光伏电池板的最大功率点跟踪是微型并网逆变器主要的功能之一。最大功率点跟踪技术种类很多，诸如扰动观察法、电导增量法、开路电压法、直接占空比控制法等。不同方法各自具有优缺点。

目前应用于微型逆变器的最大功率点跟踪技术主要都采用数字控制技术。但数字控制具有不易集成、控制成本高、实时性差等缺点，不利于微型逆变器更广泛的推广应用。相比而言，模拟控制具有易集成、控制简单、成本低等优势。现有研发成果中的最大功率点跟踪模拟控制电路，通常采用针对微型逆变器系统特殊设计的控制策略；但这些都只适用于直流系统，适用于微型逆变器的最大功率点模拟控制技术尚未得到深入研究。因此，提出一种应用于微型逆变器的最大功率点跟踪模拟控制电路有重大意义。

发明内容

本发明要解决的技术问题是，克服现有技术中的不足，提供一种应用于微型逆变器的最大功率点跟踪模拟控制电路。

为解决技术问题，本发明提供的解决方案是：

提供一种应用于微型逆变器的最大功率点跟踪模拟控制电路，接至光伏电池板的微型逆变器包括反激变换器和全桥工频逆变器，最大功率点跟踪模拟控制电路用于控制反激变换器；该最大功率点跟踪模拟控制电路包括信号开关控制电路，以及依次电连接的乘法器等效替代电路、采样保持比较电路、逻辑判断电路和占空比增减控制电路；通过对光伏电池板的输出功率变化与占空比变化进行逻辑判断，进而对占空比进行直接控制，最终逐步实现光伏电池板最大功率点追踪。

本发明中，所述信号开关控制电路包括两个非门、一个或门和一个开通延迟环节；Q+为全桥工频逆变器中晶闸管Q₁和Q₃的开通信号，Q-为全桥工频逆变器中晶闸管Q₂和Q₄的开通信号；Q+信号与第一个非门相连，第一个非门的输出端为Q_x信号，该信号为乘法器等效替代电路中开关管T₁的开通信号；Q_{_}与开通延迟环节相连，开关延时环节的输出与或门相连；同时Q+信号还与或门相连，或门的输出为Q_y信号，该信号为乘法器等效替代电路中开关T₂的开通信号；或门输出同时与第二个非门相连第二个非门的输出为Q_z信号，该信号为乘法器等效替代电路中开关T₃的导通信号。

本发明中，所述乘法器等效替代电路包括一个电流互感器CT、三个模拟开关T₁-T₃、两个电容C₁和C₂；电流互感器CT的输出接模拟开关T₁，模拟开关T₂与电容C₁串联之后再和T₁并联，模拟开关T₃连接电容C₁和C₂。

本发明中，所述采样保持比较电路包括一个模拟开关T₄、一个电容C₃和一个电压比较器；模拟开关T₄连接电容C₃和乘法器等效替代电路中的电容C₂上，电容C₃的电压接到电压比较器的正相输入端，电容C₂的电压接到电压比较器的负相输入端。

本发明中，所述逻辑判断电路包括D锁存器、异或门；D锁存器的输入信号是异或门的输出信号，D锁存器的输出信号和电压比较器的输出信号分别接到异或门的两个输入端。

本发明中，所述占空比控制电路包括一个直流电压源、两个模拟开关T₅、T₆，一个非门，四个电阻R₁-R₄，一个电容C₄；模拟开关T₅连接直流电压源和充电电阻R₁，充电电阻R₁另一端与电容C₄相连，模拟开关T₆与放电电阻R₂串联再并联到电容C₄两端，电容C₄上的电压经分压电阻R₃、R₄分压，输出电压值作为占空比幅值，与通过电网电压采样得到的正弦信号sin(θ_g)相乘之后作为反激变换器的开关管驱动控制信号，其中θ_g是电网电压的瞬时相位。

本发明中，所述模拟开关T₁的开通逻辑与信号开关控制电路中的开关Q+的开通逻辑呈非特性；信号开关控制电路中开关Q_-的开通信号经过开通延迟环节再与Q₊经过或门生成乘法器等效替代电路中的模拟开关T₂的开通信号，模拟开关T₂的开通信号经过非门生成模拟开关T₃的开通信号；采样保持比较电路中模拟开关T₄的开通信号来源于独立的晶振脉冲源；占空比控制电路中模拟开关T₅的控制信号由异或门输出决定。

本发明进一步提供了一种应用于微型逆变器的最大功率点跟踪模拟控制方法，是以前述最大功率点跟踪模拟控制电路，控制微型逆变器中反激变换器的主功率开关Q_m；通过对光伏电池板的输出功率变化与占空比变化进行逻辑判断，进而对占空比进行直接控制，最终逐步实现光伏电池板最大功率点追踪。

工作原理描述：

反激变换器主功率开关Q_m关断后，反激变换器副边有电流i_s，电流互感器CT副边有电流i_a，电网电压正半周期内，Q+为高电平，Q-为低电平，此时T₁关断，T₂导通，T₃关断。电流i_a经T₂给电容C₁充电；电网电压负半周延迟时间结束之前，Q+为低电平，Q-为高电平，T₁导通，T₂关断，T₃开通，C₁上的最大电压由C₂记录下来。经过t_d延迟之后，T₁保持开通，T₂开通，T₃关断，C₁上的电压经由T₁释放，C₂上的电压保持不变。

由于反激变换器工作在电流源模式，当输出电流呈标准正弦时，假设输出电流为i_s＝I_g·sin(θ_g)，故电流互感器输出也呈电流源特性即

因此，在整个电网电压正半周内，电流i_a持续给电容C₁充电，电容C₁上的电压为：

其中，I_g是并网电流的幅值，U_c1是电容C₁上是电压值，n_a是电流互感器副边绕组数，n_s是电流互感器原边绕组数。

进一步的，由于：

其中V_g是电网电压幅值，P_grid是并网功率。每个工频周期内，光伏电池板向电网传输的有功功率是：

进一步的，

这表明，电容C₁上的电压和光伏板功率存在线性对应关系，因此就可以利用乘法器等效替代电路省略模拟乘法器，进而进一步降低系统成本。

由于每个电网正半周电流i_a都会对电容C₁充电，故需要在电网负半周期内对C₁进行放电。负半周期开始后，T₂开关延迟t_d开通，延迟t_d时间内，T₃开通，电容C₁上的电压由电容C₂记录下来，由于C₁＞＞C₂，故记录过程中导致的电容C₁电压跌落可以忽略不计。t_d时间结束后，电容C₁经由T₁，T₂开关放电，电容C₂上的电压保持不变为：

进一步的，电容C₂将电容C₁上的脉冲序列的各个脉冲电压最大值记录下来成为连续电压。在一个工频周期内，这个电压值和光伏板的输出功率成正比，电容C₂的电压增减与光伏板输出功率增减趋势相同。电容C₂的电压经过采样保持比较之后，比较器的输出端输出高低电平信号，高电平表示光伏板输出功率减小，低电平表示光伏板输出功率增加。

进一步的，D锁存器保留异或门的上一次输出值，然后比较器的输出和D锁存器的输出共同输出到异或门的输入端，异或门的输出端直接控制占空比增减电路。假设异或门初始值为低电平0，此时光伏板功率增加，比较器输出低电平0，异或门持续输出低电平0；假设异或门初始值为低电平0，此时光伏板功率减小，比较器输出高电平1，异或门输出高电平1；假设异或门初始值为高电平1，此时光伏板功率增加，比较器输出低电平0，异或门输出高电平1；假设异或门初始值为高电平1，此时光伏板功率减小，比较器输出高电平1，异或门输出变为低电平0。

进一步的，在异或门的输出控制下，占空比增减电路的T₅、T₆工作在互补导通的模式，异或门输出低电平0时，T₅导通，T₆关断，D_p增加；异或门输出高电平1时，T₅关断，T₆导通，D_p减少。D_p与正弦信号sin(θ_g)相乘之后作为反激变换器的驱动控制信号。D_p增大，光伏板输出电压下降，工作点沿曲线左移；D_p减小，光伏板输出电压上升，工作点沿曲线右移。

进一步的，异或门上一个周期的输出S₀，异或门当前周期的输出S，占空比D_p的增减逻辑关系如下：

S<sub>0</sub>	S	C	D<sub>p</sub>
				1	1	0	↓(工作点右移)
1	0	1	↑(工作点左移)
				0	0	0	↑(工作点左移)
0	1	1	↓(工作点右移)

进一步的，在经过模拟控制电路的控制下，工作在电流源模式的反激型微型逆变器逐渐工作于最大功率点。

与现有技术相比，本发明的有益效果是：

1、本发明提供的一种最大功率点跟踪模拟控制电路，能根据光伏电池板功率变化以及占空比变化情况进行逻辑判断，进一步直接控制占空比增减，最终可以逐步实现微逆系统中最大功率点跟踪的模拟控制。可以有效降低光伏电池板最大功率点控制成本和复杂度，同时有助于将微逆的控制进一步集成，有助于进一步研制微逆专用集成控制芯片。

2、本发明不仅适用于反激型微型逆变器，还适用于其他工作于电流源输出特性的光伏微型并网逆变器中；通过对输出特性进行分析，利用乘法器等效电路代替了模拟乘法器，大大降低了模拟控制成本；最大功率点模拟控制方案可以有效降低系统控制成本和复杂度，同时为微型逆变器全域模拟控制奠定基础。

附图说明

图1是本发明所述的模拟控制电路原理图；

图2是本发明所述的工作于电流源特性的微型逆变器主电路和最大功率点模拟控制电路图；

图3-1至图3-3是本发明涉及的工频周期各绕组信号波形图；

图4-1至图4-3是本发明涉及的工频周期乘法器等效替代电路各控制信号波形图；

图5-1至图5-2是本发明涉及的光伏电池板P-U、I-U特性曲线示意图。

具体实施方式

以下结合附图详细描述本发明的实施方式。

图1是本发明所述的最大功率点跟踪模拟控制电路原理图，是本发明的核心内容。主要包括乘法器等效替代电路、信号开关控制电路、采样保持比较电路、逻辑判断电路、占空比增减控制电路。乘法器等效替代电路的输出电压与光伏板输出功率成正比；该电压经由采样保持比较电路后输出高低电平信号表示光伏板输出功率的增减情况，高电平表示光伏板输出功率下降，低电平表示光伏板输出功率增加；比较器的输出电平信号与D锁存器的输出接到异或门的输入端；异或门的输出一方面作为D锁存器的输入，一方面作为占空比增减控制电路的控制信号；占空比增减控制电路在异或门的控制下工作，异或门输出高电平，占空比D_p减小，反之占空比D_p增加。

图2是本发明所涉及的全部电路原理图，是一个工作在电流源特性的反激变换器和一个工频工作的全桥逆变电路；最大功率点模拟控制电路的输出D_p与通过电网电压采样得到的正弦信号sin(θ_g)相乘后作为反激变换器的驱动控制信号；Q+，Q-信号为电网电压正负半周期信号，Q+表示电网电压正半周期，Q-表示电网电压负半周期。

根据图2所示，当反激变换器主功率开关Q_m关断时，变压器副边有电流i_s，电流互感器副边也有电流i_a，如图3-1至图3-3所示。当电网电压处于正半周期时，T₁关断，T₂导通，T₃关断，电流i_a经T₂给电容C₁充电，一直持续到电网电压正半周结束；当电网处于负半周期时，T₁一直导通。在电网电压过零之后有t_d延迟，在延迟结束之前，T₂关断，T₃导通，延迟期间，电容C₁上的电压值被记录到电容C₂上。延迟时间结束后，T₂导通，电容C₁经T₂放电；T₃关断，C₂上的电容电压作为后级采样保持比较电路的输入，工频周期内，各主要开关信号波形如图4-1至图4-3所示。

由于反激变换器工作在电流源模式，输出电流可表示为i_s＝I_g·sin(θ_g)，故电流互感器输出也呈电流源特性即

因此，在整个电网电压正半周内，电流i_a持续给电容C₁充电，电容C₁上的电压为：

其中，I_g是并网电流的幅值，U_c1是电容C₁上是电压值，n_a是电流互感器副边绕组数，n_s是电流互感器原边绕组数。

由于

其中V_g是电网电压幅值，P_grid是并网功率。每个工频周期内，光伏电池板向电网传输的有功功率是：

所以有，

即电容C₁上的电压与光伏电池板输出功率成正比。

由于每个电网正半周电流i_a都会对电容C₁充电，故需要在电网负半周期内对C₁进行放电。负半周期开始后，T₂开关延迟t_d开通，延迟t_d时间内，T₃开通，电容C₁上的电压由电容C₂记录下来，由于C₁＞＞C₂，故记录过程中导致的电容C₁电压跌落可以忽略不计。t_d时间结束后，电容C₁经由T₁，T₂放电，电容C₂上的电压为：

电容C₂将电容C₁上的脉冲序列的各个脉冲电压最大值记录下来成为连续电压，这个电压值和光伏板的输出功率成正比，电容C₂的电压增减与光伏板输出功率增减趋势相同。电容C₂的电压经过采样保持比较之后，比较器的输出端输出高低电平信号，高电平表示光伏板输出功率减小，低电平表示光伏板输出功率增加。

D锁存器保留异或门的上一次输出值，然后比较器的输出和D锁存器的输出共同输出到异或门的输入端，异或门的输出端直接控制占空比增减电路。假设异或门初始值为低电平0，此时光伏板功率增加，比较器输出低电平0，异或门持续输出低电平0；假设异或门初始值为低电平0，此时光伏板功率减小，比较器输出高电平1，异或门输出高电平1；假设异或门初始值为高电平1，此时光伏板功率增加，比较器输出低电平0，异或门输出高电平1；假设异或门初始值为高电平1，此时光伏板功率减小，比较器输出高电平1，异或门输出变为低电平0。

在异或门的输出控制下，占空比增减控制电路的T₅、T₆工作在互补导通的模式，异或门输出低电平0时，T₅导通，T₆关断，D_p增加；异或门输出高电平1时，T₅关断，T₆导通，D_p减少。D_p与通过电网电压采样得到的正弦信号sin(θ_g)相乘之后作为反激变换器的驱动控制信号。D_p增大，光伏板输出电压下降，工作点左移；D_p减小，光伏板输出电压上升，工作点右移。根据图5-1和5-2所示，光伏电池板P-U曲线为非线性单峰曲线，最大功率点对应唯一最大功率点电压。

由于存在以下关系：

一个开关周期内，开关管电流峰值为：

一个开关周期内，开关管电流平均值为：

光伏电池板提供的有功电流分量为：

因此，光伏电池板的等效输出阻抗为：

可见，D_p与V_pv呈单调负相关，D_p越大，V_pv越小；D_p越小，V_pv越大。D_p为0时，V_pv对应开路电压V_oc。因此，有且只有一个D_p与最大功率点电压V_mpp相对应。

异或门上一个周期的输出S₀，异或门当前周期的输出S，占空比D_p的增减逻辑关系如下：

S<sub>0</sub>	S	C	D<sub>p</sub>
				1	1	0	↓(工作点右移)
1	0	1	↑(工作点左移)
				0	0	0	↑(工作点左移)
0	1	1	↓(工作点右移)

占空比增减控制电路采用RC充放电电路实现，其参数计算如下所示：

τ_充＝R₁·C₄≤0.001，τ_放＝R₂·C₄，τ_充≥2·τ_放

电路开始工作时，工作点位于开路电压点，此后占空比逐渐增加，光伏电池板电压逐渐下降，工作点逐渐左移，在越过最大功率点之前，占空比一直增加。当工作点越过最大功率点之后，功率减小，比较器输出高电平，异或门输出高电平，T₅关断，T₆开通，占空比减小，工作点右移。经过如上所述的逐步判断过程之后，D_p不断增减变化，工作点在最大功率点附件振荡，随着充放电曲线斜率越来越小，最终实现最大功率点的跟踪。

Claims (9)

1.一种应用于微型逆变器的最大功率点跟踪模拟控制电路，接至光伏电池板的微型逆变器包括反激变换器和全桥工频逆变器，最大功率点跟踪模拟控制电路用于控制反激变换器；其特征在于；该最大功率点跟踪模拟控制电路包括信号开关控制电路，以及依次电连接的乘法器等效替代电路、采样保持比较电路、逻辑判断电路和占空比增减控制电路；通过对光伏电池板的输出功率变化与占空比变化进行逻辑判断，进而对占空比进行直接控制，最终逐步实现光伏电池板最大功率点追踪。

2.根据权利要求1所述的模拟控制电路，其特征在于，所述信号开关控制电路包括两个非门、一个或门和一个开通延迟环节；Q+为全桥工频逆变器中晶闸管Q₁和Q₃的开通信号，Q-为全桥工频逆变器中晶闸管Q₂和Q₄的开通信号；Q+信号与第一个非门相连，第一个非门的输出端为Q_x信号，该信号为乘法器等效替代电路中开关管T₁的开通信号；Q_-与开通延迟环节相连，开关延时环节的输出与或门相连；同时Q+信号还与或门相连，或门的输出为Q_y信号，该信号为乘法器等效替代电路中开关T₂的开通信号；或门输出同时与第二个非门相连第二个非门的输出为Q_z信号，该信号为乘法器等效替代电路中开关T₃的导通信号。

3.根据权利要求1所述的模拟控制电路，其特征在于，所述乘法器等效替代电路包括一个电流互感器CT、三个模拟单刀单掷开关T₁-T₃、两个电容C₁和C₂；电流互感器CT的输出接模拟开关T₁，模拟开关T₂与电容C₁串联之后再和T₁并联，模拟开关T₃连接电容C₁和C₂。

4.根据权利要求1所述的模拟控制电路，其特征在于，所述采样保持比较电路包括一个模拟单刀单掷开关T₄、一个电容C₃和一个电压比较器；模拟单刀单掷开关T₄连接电容C₃和乘法器等效替代电路中的电容C₂上，电容C₃的电压接到电压比较器的正相输入端，电容C₂的电压接到电压比较器的负相输入端。

5.根据权利要求1所述的模拟控制电路，其特征在于，所述逻辑判断电路包括D锁存器、异或门；D锁存器的输入信号是异或门的输出信号，D锁存器的输出信号和电压比较器的输出信号分别接到异或门的两个输入端。

6.根据权利要求1所述的模拟控制电路，其特征在于，所述占空比控制电路包括一个直流电压源、两个模拟开关T₅、T₆，一个非门，四个电阻R₁-R₄，一个电容C₄；模拟开关T₅连接直流电压源和充电电阻R₁，充电电阻R₁另一端与电容C₄相连，模拟开关T₆与放电电阻R₂串联再并联到电容C₄两端，电容C₄上的电压经分压电阻R₃、R₄分压，输出电压值作为占空比幅值，与通过电网电压采样得到的正弦信号sin(θ_g)相乘之后作为反激变换器的开关管驱动控制信号，其中θ_g是电网电压的瞬时相位。

7.根据权利要求3所述的模拟控制电路，其特征在于，所述模拟开关T₁的开通逻辑与信号开关控制电路中的开关Q₊的开通逻辑呈非特性；信号开关控制电路中开关Q_-的开通信号经过开通延迟环节再与Q₊经过或门生成乘法器等效替代电路中的模拟开关T₂的开通信号，模拟开关T₂的开通信号经过非门生成模拟开关T₃的开通信号；采样保持比较电路中模拟开关T₄的开通信号来源于独立的晶振脉冲源；占空比控制电路中模拟开关T₅的控制信号由异或门输出决定。

8.一种应用于微型逆变器的最大功率点跟踪模拟控制方法，其特征在于，是以权利要求1所述最大功率点跟踪模拟控制电路，控制微型逆变器中反激变换器的主功率开关Q_m；通过对光伏电池板的输出功率变化与占空比变化进行逻辑判断，进而对占空比进行直接控制，最终逐步实现光伏电池板最大功率点追踪。

9.根据权利要求8所述的方法，其特征在于，具体包括：

反激变换器工作在电流源模式，其主功率开关Q_m关断后，反激变换器副边有电流i_s，电流互感器CT副边有电流i_a，电网电压正半周期内，Q+为高电平，Q-为低电平，此时T₁关断，T₂导通，T₃关断；电流i_a经T₂给电容C₁充电；电网电压负半周延迟时间结束之前，Q+为低电平，Q-为高电平，T₁导通，T₂关断，T₃开通，C₁上的最大电压由C₂记录下来；经过t_d延迟之后，T₁保持开通，T₂开通，T₃关断，C₁上的电压经由T₁释放，C₂上的电压保持不变；

由于反激变换器工作在电流源模式，当输出电流呈标准正弦时，假设输出电流为i_s＝I_g·sin(θ_g)，故电流互感器输出也呈电流源特性即

因此，在整个电网电压正半周内，电流i_a持续给电容C₁充电，电容C₁上的电压为：

其中，I_g是并网电流的幅值，U_c1是电容C₁上是电压值，n_a是电流互感器副边绕组数，n_s是电流互感器原边绕组数；

由于：

其中V_g是电网电压幅值，P_grid是并网功率；每个工频周期内，光伏电池板向电网传输的有功功率是：

进一步的，

这表明，电容C₁上的电压和光伏板功率存在线性对应关系，能利用乘法器等效替代电路省略模拟乘法器；

由于每个电网正半周电流i_a都会对电容C₁充电，故需要在电网负半周期内对C₁进行放电；负半周期开始后，T₂开关延迟t_d开通，延迟t_d时间内，T₃开通，电容C₁上的电压由电容C₂记录下来，由于C₁＞＞C₂，故记录过程中导致的电容C₁电压跌落可以忽略不计；t_d时间结束后，电容C₁经由T₁，T₂开关放电，电容C₂上的电压保持不变为：

电容C₂将电容C₁上的脉冲序列的各个脉冲电压最大值记录下来成为连续电压；在一个工频周期内，这个电压值和光伏板的输出功率成正比，电容C₂的电压增减与光伏板输出功率增减趋势相同；电容C₂的电压经过采样保持比较之后，比较器的输出端输出高低电平信号，高电平表示光伏板输出功率减小，低电平表示光伏板输出功率增加；

D锁存器保留异或门的上一次输出值，然后比较器的输出和D锁存器的输出共同输出到异或门的输入端，异或门的输出端直接控制占空比增减电路；假设异或门初始值为低电平0，此时光伏板功率增加，比较器输出低电平0，异或门持续输出低电平0；假设异或门初始值为低电平0，此时光伏板功率减小，比较器输出高电平1，异或门输出高电平1；假设异或门初始值为高电平1，此时光伏板功率增加，比较器输出低电平0，异或门输出高电平1；假设异或门初始值为高电平1，此时光伏板功率减小，比较器输出高电平1，异或门输出变为低电平0；

在异或门的输出控制下，占空比增减电路的T₅、T₆工作在互补导通的模式，异或门输出低电平0时，T₅导通，T₆关断，D_p增加；异或门输出高电平1时，T₅关断，T₆导通，D_p减少；D_p与通过电网电压采样得到的正弦信号sin(θ_g)相乘之后作为反激变换器的驱动控制信号；D_p增大，光伏板输出电压下降，工作点沿曲线左移；D_p减小，光伏板输出电压上升，工作点沿曲线右移；

在经过模拟控制电路的控制下，工作在电流源模式的反激型微型逆变器逐渐工作于最大功率点。

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