CN112825456A - 单阶双切式宽输入范围电源转换电路 - Google Patents

单阶双切式宽输入范围电源转换电路 Download PDF

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Abstract

一种单阶双切式宽输入范围电源转换电路，包含电源输入端、切换节点、变压器、两电子开关、脉冲宽度调制电路与输出电路，变压器的输入侧包含连接切换节点的第一绕组与第二绕组，变压器的输出侧包含输出绕组，第一绕组与输出绕组的匝数比相异于第二绕组与输出绕组的匝数比，两电子开关分别串联第一绕组与第二绕组且分别具有控制端，脉冲宽度调制电路的检测端连接电源输入端，脉冲宽度调制电路的两信号输出端分别连接两电子开关的控制端，输出电路连接变压器的输出绕组；本发明利用两种匝数比供操作在极宽输入电压范围。

Description

单阶双切式宽输入范围电源转换电路
技术领域
本发明有关一种电源转换电路，特别是指单阶双切式宽输入范围电源转换电路。
背景技术
请参考图4，现有技术中宽输入范围电源转换电路包含一电源输入端60、一降压(buck)电路61、一变压器62、一输出电路63、一脉冲宽度调制(PWM)控制器64、一回授电路65与一电子开关Q。
该电源输入端60供接收一输入电压VIN，该降压电路61连接在该电源输入端60与该变压器62的输入侧(一次侧)线圈绕组之间，该输出电路63连接该变压器62的输出侧(二次侧)线圈绕组与一电源输出端630之间，该电子开关Q串联于该变压器62的输入侧线圈绕组且具有一控制端，该PWM控制器64的输出端连接该电子开关Q的控制端以输出PWM信号驱动该电子开关Q。一般来说，该PWM控制器64可根据该变压器62输入侧线圈绕组的电流及/或电源输出端630的输出电压Vo进行脉冲宽度调制，图4所示的范例中，该回授电路65连接在该电源输出端630与该PWM控制器64的输入端之间，以供该PWM控制器64获得输出电压Vo的大小。
然而，现有技术中宽输入范围电源转换电路包含以下缺点：
1、该降压电路61作为第一阶稳压，该变压器62作为第二阶隔离，故现有技术中电源转换电路为二阶方式(two-stage)，从而必需通过两次电源转换，导致电源转换效率无法有效提升。
2、该变压器62的输入侧线圈绕组与输出侧线圈绕组的匝数比是单一、固定的，故限制该变压器62的工作周期(duty cycle)表现。举例来说，当一极宽输入电压范围(例如9伏特至160伏特的范围)应用在现有技术中宽输入范围电源转换电路时，该变压器62对于较低输入电压及较高输入电压的表现较差，亦即能量无法有效的由电源输入端VIN传送至电源输出端630，导致宽输入电压范围的应用上，其效率无法达到较理想的表现。
发明内容
本发明的主要目的是提供一种单阶双切式宽输入范围电源转换电路，期以克服现有技术中宽输入范围电源转换电路的电源转换效率无法有效提升，及对于极宽输入电压范围中，较低输入电压及较高输入电压的表现较差的技术问题。
本发明单阶双切式宽输入范围电源转换电路包含：
一电源输入端；
一切换节点，连接该电源输入端；
一变压器，具有一输入侧与一输出侧，该输入侧包含连接该切换节点的一第一绕组与一第二绕组，该输出侧包含一输出绕组，其中，该第一绕组与该输出绕组的匝数比相异于该第二绕组与该输出绕组的匝数比；
一第一电子开关，与该第一绕组串联且具有一控制端；
一第二电子开关，与该第二绕组串联且具有一控制端；
一脉冲宽度调制(PWM)电路，包含一比较单元与一PWM控制器，该比较单元具有一检测端、一电压切换点设定端、一PWM输入端、一第一信号输出端与一第二信号输出端，该检测端连接该电源输入端，该第一信号输出端连接该第二电子开关的控制端，该第二信号输出端连接该第一电子开关的控制端；该PWM控制器的一PWM输出端连接该比较单元的PWM输入端；以及
一输出电路，连接该变压器的输出绕组且包含一电源输出端。
和现有技术中电源转换电路相比，本发明的功效如下：
1、本发明的该变压器的输入侧通过切换节点连接该电源输入端，并无如现有技术中电源转换电路的第一阶稳压，故本发明为单阶双切(one-stage two-switch)的电路架构，其电源转换效率得以提升。
2、有别于现有技术中电源转换电路的变压器仅具单一、固定的匝数比，本发明该变压器输入侧包含第一绕组与第二绕组，第一绕组与输出绕组的匝数比相异于第二绕组与输出绕组的匝数比。由此可见，通过两种不同匝数比，本发明可供操作在极宽输入电压范围，举例来说，第一绕组与输出绕组的匝数比可供应用在较低的输入电压范围，第二绕组与输出绕组的匝数比可应用在较高的输入电压范围。整体来看，较低的输入电压范围与较高的输入电压范围结合成极宽输入电压范围，故本发明能操作在极宽输入电压范围，并能维持理想电源转换效率。
附图说明
图1为本发明单阶双切式宽输入范围电源转换电路实施例的电路示意图；
图2为本发明中脉冲宽度调制电路的电路示意图；
图3为本发明信号时序示意图；
图4为现有技术中宽输入范围电源转换电路示意图。
具体实施方式
请参考图1与图2，本发明单阶双切式宽输入范围电源转换电路的实施例包含一电源输入端10、一切换节点20、一变压器T1、一第一电子开关Q1、一第二电子开关Q2、一脉冲宽度调制(Pulse Width Modulation,PWM)电路30与一输出电路40。其中，本发明实施例的电路架构以顺向式(Forward)电路为例，但不以此为限，例如也可应用在返驰式(Flyback)电路或推挽式(Push-Pull)电路。
该电源输入端10供连接前一级电路以接收直流的输入电压(+VIN)，举例来说，输入电压(+VIN)的电压范围可达9伏特至160伏特的极宽输入电压范围。该切换节点20连接该电源输入端10，本发明的实施例中，该切换节点20可直接连接该电源输入端10。
该变压器T1包含一输入侧(一次侧)与一输出侧(二次侧)，该输入侧包含连接该切换节点20的一第一绕组Np1与一第二绕组Np2，该输出侧包含一输出绕组Ns，其中，该第一绕组Np1与该第二绕组Np2的线圈数不同，故该第一绕组Np1与该输出绕组Ns的匝数比相异于该第二绕组Np2与该输出绕组Ns的匝数比。该输出电路40的输入端连接该输出绕组Ns，该输出电路40包含电源输出端41。如图1所示，该第一绕组Np1的一端直接连接该切换节点20，该第二绕组Np2的一端通过一防逆流元件D1连接该切换节点20，本发明的实施例中，该防逆流元件D1为二极管，所述二极管的阳极连接该切换节点20，所述二极管的阴极连接该第二绕组Np2。
该第一电子开关Q1与该第一绕组Np1串联，本发明的实施例中，该第一电子开关Q1具有一第一端、一第二端与一控制端，该第一端连接该第一绕组Np1的另一端。举例来说，该第一电子开关Q1可为N型金属氧化物半导体场效应晶体管(n-MOSFET)，该第一端为漏极(Drain)，该第二端为源极(Source)，该控制端为栅极(Gate)。
该第二电子开关Q2与该第二绕组Np2串联，本发明的实施例中，该第二电子开关Q2具有一第一端、一第二端与一控制端，该第一端连接该第二绕组Np2的另一端。举例来说，该第二电子开关Q2可为N型金属氧化物半导体场效应晶体管(n-MOSFET)，该第一端为漏极(Drain)，该第二端为源极(Source)，该控制端为栅极(Gate)。如图1所示，该第一电子开关Q1的第二端连接该第二电子开关Q2的第二端而形成一连接节点21，该连接节点21可供连接一电流检测电路50。
请参考图1与图2，该脉冲宽度调制电路30可为一集成电路元件(IntegratedCircuit,IC)，其包含一比较单元31与一PWM控制器32，该比较单元31具有一检测端DET、一电压切换点设定端Vset、一PWM输入端310、一第一信号输出端OUT1与一第二信号输出端OUT2。该检测端DET连接该电源输入端10以检测输入电压的大小，本发明的实施例中，该检测端DET通过一分压电路33连接该电源输入端10；该第一信号输出端OUT1连接该第二电子开关Q2的控制端；该第二信号输出端OUT2连接该第一电子开关Q1的控制端；本发明的实施例中，该PWM控制器32可为电流模式(current mode)的PWM控制器，其具有一PWM输出端320，该PWM输出端320连接该比较单元31的PWM输入端310，该PWM控制器32的一输入端CS连接该电流检测电路50，该PWM控制器32的另一输入端COMP通过一回授电路51连接该输出电路40的电源输出端41；是以，该PWM控制器32依据该电流检测电路50及该回授电路51的电流、电压检测结果进行脉波宽度的调变，并在其PWM输出端320输出一PWM信号，由该比较单元31接收该PWM信号。
请参考图2，该比较单元31包含一比较器34、一反向器35、一第一驱动器36与一第二驱动器37。该比较器34具有一正输入端(+)、一负输入端(-)与一输出端VC1，该正输入端(+)与该输出端VC1之间连接一电阻R8以提供迟滞功能，其中，该正输入端(+)即为该检测端DET，该负输入端(-)即为该电压切换点设定端Vset；该反向器35的输入端连接该比较器34的输出端VC1；该第一驱动器36具有一使能端EN1、一输入端S与该第一信号输出端OUT1，该第一驱动器36的使能端EN1连接该反向器35的输入端；该第二驱动器37具有一使能端EN2、一输入端S与该第二信号输出端OUT2，该第二驱动器37的使能端EN2连接该反向器35的输出端，该第二驱动器37的输入端S连接第一驱动器36的输入端，该第一驱动器36或该第二驱动器37的输入端S可作为该PWM输入端310以供连接该PWM控制器32的PWM输出端320。
于该第一驱动器36中，当其使能端EN1为高电位时，输入到其输入端S的PWM信号才可通过第一信号输出端OUT1，形成控制信号(PWM-H)以驱动该第二电子开关Q2；相对的，当其使能端EN1为低电位时，其该控制信号(PWM-H)为截止(turn off)信号，使该第二电子开关Q2形成开路状态。同理，于该第二驱动器37中，当其使能端EN2为高电位时，输入到其输入端S的PWM信号才可通过第二信号输出端OUT2，形成控制信号(PWM-L)以驱动该第一电子开关Q1；当其使能端EN2为低电位时，其该控制信号(PWM-L)为截止(turn off)信号，使该第一电子开关Q1开路。
以下通过图3所示的信号时序图说明电路运作，举例来说，该电源输入端10所接收的电压范围可为9伏特至160伏特的极宽输入电压范围，另可设定47伏特为切换电压，故根据该分压电路33的电阻比值乘以47的数值可作为该电压切换点设定端Vset的电压。当电源输入端10的输入电压(+VIN)低于47伏特时，该比较器34的检测端DET的电压低于该电压切换点设定端Vset的电压，故该比较器34的输出端VC1输出低电位；此时，该第一驱动器36的使能端EN1接收低电位，故其第一信号输出端OUT1输出的控制信号(PWM_H)为截止信号，使该第二电子开关Q2开路；同时，该第二驱动器37的使能端EN2通过该反向器35而接收高电位，故其第二信号输出端OUT2输出的控制信号(PWM_L)即为PWM信号，供该第一电子开关Q1工作。是以，该输出绕组Ns与该第一绕组Np1进行电磁感应而产生一第一感应电源，该第一感应电源通过该输出电路40于该电源输出端41输出给后一级电路或负载。
当电源输入端10的输入电压(+VIN)高于47伏特时，该比较器34的检测端DET的电压高于该电压切换点设定端Vset的电压，故该比较器34的输出端VC1输出高电位；此时，该第一驱动器36的使能端EN1接收高电位，故其第一信号输出端OUT1输出的控制信号(PWM_H)即为PWM信号，供该第二电子开关Q2工作；该第二驱动器37的使能端EN2通过该反向器35而接收低电位，故其第二信号输出端OUT2输出的控制信号(PWM_L)为截止信号，使该第一电子开关Q1开路。是以，该输出绕组Ns与该第二绕组Np2进行电磁感应而产生一第二感应电源，该第二感应电源通过该输出电路40于该电源输出端41输出给后一级电路或负载。
由前述可知，在输入电压(+VIN)低于切换电压的状态下，该第一电子开关Q1被控制信号(PWM_L)驱动而该第二电子开关Q2为开路，该防逆流元件D1可中断该第二绕组Np2耦合出来的电压及电流路径，藉此避免当该第一电子开关Q1导通时，该第二绕组NP2的电流直接进入该第一绕组Np1及第一电子开关Q1而造成异常；在输入电压(+VIN)高于切换电压的状态下，该第二电子开关Q2被控制信号(PWM_H)驱动而该第一电子开关Q1为开路，其中，对于变压器T1的输入侧来说，较高的输入电压(+VIN)意谓较低的输入电流，以较低的输入电流通过该防逆流元件D1时，可将该防逆流元件D1的损耗最小化。再者，虽然该变压器T1的输入侧有两个绕组Np1、Np2，但因为电流检测电路50串接在该第一电子开关Q1与该第二电子开关Q2的连接节点21与接地之间，故本发明只需一个电流检测电路50就能检测该第一绕组Np1或该第二绕组Np2的电流值，将电流检测成本降到最低。另一方面，第一电子开关Q1与第二电子开关Q2可选择适用的晶体管元件，例如第一电子开关Q1可选用低压开关元件，第二电子开关Q2可选用高压开关元件，让各电子开关Q1、Q2分别操作在符合规格的电压范围，达到电源转换效率最佳化。
本发明的实施例中，将第一绕组Np1与第二绕组Np2相比，因为第二绕组Np2对应较高的输入电压(+VIN)，第一绕组Np1对应较低的输入电压(+VIN)，故第二绕组Np2的线圈数大于第一绕组Np1的线圈数，另第一绕组Np1的线圈数可等于输出绕组Ns的线圈数。举例来说，若输入电压(+VIN)的范围是9伏特至160伏特，且输出电路40的输出电压为5伏特，则Np1:Np2:Ns＝2:8:2，但不以此为限。
综上所述，本发明由该比较单元31比较输入电压(+VIN)是否大于切换电压，并根据比较结果驱动该第一电子开关Q1与第二电子开关Q2的其中一个。当该第一电子开关Q1被驱动而该第二电子开关Q2开路时，该第二绕组Np2无电流通过，此时该变压器T1的工作周期(duty cycle)是依据该第一绕组Np1与该输出绕组Ns的匝数比而定；另一方面，当该第二电子开关Q2被驱动而该第一电子开关Q1开路时，该第一绕组Np1无电流通过，此时该变压器T1的工作周期(duty cycle)是依据该第二绕组Np2与该输出绕组Ns的匝数比而定。根据本发明单阶双切式的电路架构，通过两绕组Np1、Np2以及两电子开关Q1、Q2的设置，让该变压器T1有两种匝数比可供择一操作，该第一绕组Np1与输出绕组Ns的匝数比对应较低的输入电压范围(例如9伏特至47伏特的范围)，该第二绕组Np2与输出绕组Ns的匝数比对应较高的输入电压范围(例如47伏特至160伏特的范围)；整体来看，较低的输入电压范围结合较高的输入电压范围形成极宽输入电压范围(例如9伏特至160伏特的范围)，故本发明能操作在极宽输入电压范围，且能维持理想电源转换效率。

Claims (10)

1.一种单阶双切式宽输入范围电源转换电路，其特征在于，包含：
一电源输入端；
一切换节点，连接所述电源输入端；
一变压器，具有一输入侧与一输出侧，所述输入侧包含连接所述切换节点的一第一绕组与一第二绕组，所述输出侧包含一输出绕组，其中，所述第一绕组与所述输出绕组的匝数比相异于所述第二绕组与所述输出绕组的匝数比；
一第一电子开关，与所述第一绕组串联且具有一控制端；
一第二电子开关，与所述第二绕组串联且具有一控制端；
一脉冲宽度调制电路，包含一比较单元与一PWM控制器，所述比较单元具有一检测端、一电压切换点设定端、一PWM输入端、一第一信号输出端与一第二信号输出端，所述检测端连接所述电源输入端，所述第一信号输出端连接所述第二电子开关的控制端，所述第二信号输出端连接所述第一电子开关的控制端；所述PWM控制器的一PWM输出端连接所述比较单元的PWM输入端；以及
一输出电路，连接所述变压器的输出绕组且包含一电源输出端。
2.如权利要求1所述的单阶双切式宽输入范围电源转换电路，其特征在于，所述切换节点直接连接所述电源输入端。
3.如权利要求1或2任一项所述的单阶双切式宽输入范围电源转换电路，其特征在于，所述第一绕组直接连接所述切换节点，所述第二绕组通过一防逆流元件连接所述切换节点。
4.如权利要求1或2任一项所述的单阶双切式宽输入范围电源转换电路，其特征在于，所述比较单元包含：
一比较器，具有一正输入端、一负输入端与一输出端，所述正输入端与所述输出端之间连接一电阻，所述正输入端为所述检测端，所述负输入端为所述电压切换点设定端；
一反向器，所述反向器的输入端连接所述比较器的输出端；
一第一驱动器，具有一使能端、一输入端与所述第一信号输出端，所述第一驱动器的使能端连接所述反向器的输入端；
一第二驱动器，具有一使能端、一输入端与所述第二信号输出端，所述第二驱动器的使能端连接所述反向器的输出端，所述第二驱动器的输入端连接所述第一驱动器的输入端，所述第一驱动器或所述第二驱动器的输入端作为所述PWM输入端。
5.如权利要求3所述的单阶双切式宽输入范围电源转换电路，其特征在于，所述比较单元包含：
一比较器，具有一正输入端、一负输入端与一输出端，所述正输入端与所述输出端之间连接一电阻，所述正输入端为所述检测端，所述负输入端为所述电压切换点设定端；
一反向器，所述反向器的输入端连接所述比较器的输出端；
一第一驱动器，具有一使能端、一输入端与所述第一信号输出端，所述第一驱动器的使能端连接所述反向器的输入端；
一第二驱动器，具有一使能端、一输入端与所述第二信号输出端，所述第二驱动器的使能端连接所述反向器的输出端，所述第二驱动器的输入端连接所述第一驱动器的输入端，所述第一驱动器或所述第二驱动器的输入端作为所述PWM输入端。
6.如权利要求5所述的单阶双切式宽输入范围电源转换电路，其特征在于，所述防逆流元件为二极管，所述二极管的阳极端连接所述切换节点，所述二极管的阴极端连接所述第二绕组。
7.如权利要求1或2任一项所述的单阶双切式宽输入范围电源转换电路，其特征在于，所述第一电子开关连接所述第二电子开关而形成一连接节点，所述连接节点连接一电流检测电路；
所述PWM控制器的一输入端连接所述电流检测电路。
8.如权利要求3所述的单阶双切式宽输入范围电源转换电路，其特征在于，所述第一电子开关连接所述第二电子开关而形成一连接节点，所述连接节点连接一电流检测电路；
所述PWM控制器的一输入端连接所述电流检测电路。
9.如权利要求4所述的单阶双切式宽输入范围电源转换电路，其特征在于，所述第二绕组的线圈数大于所述第一绕组的线圈数。
10.如权利要求5所述的单阶双切式宽输入范围电源转换电路，其特征在于，所述第二绕组的线圈数大于所述第一绕组的线圈数。
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